CN105743330A - 一种双逆变器单svm简化调制算法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双逆变器的单SVM简化调制算法，该调制算法将两台逆变器作为一个整体看待，用一个SVM算法同时控制两个由隔离直流电源供电的两电平逆变器，将系统的开关次数减少至常规的双逆变器双SVM算法的1/3，提高了系统的运行效率，又保证了两逆变器在直流母线电压为任意比值的情况下继续有效运行。同时，本发明调制算法省去其扇区判断和复杂运算环节，直接得到双逆变器各开关管在采样周期内的导通时间；故本发明可应用于双逆变器的控制领域，如双逆变器供电的开绕组电机系统、双变换器并网系统等场合。

Description

一种双逆变器单SVM简化调制算法

技术领域

本发明属于逆变器控制技术领域，具体涉及一种双逆变器单SVM简化调制算法。

背景技术

随着现代电力电子技术的发展，逆变器在电动汽车、电动舰船以及可再生能源发电中得到了广泛应用。然而受单个电力电子器件的额定功率限制，逆变器不能满足大功率应用的需求。采用双逆变器串联的拓扑结构除了可获得多电平的控制效果外，还可以提高系统的功率输出。当两电平双逆变器的直流母线电压比值不等时，可获得相当于三电平及以上多电平的控制效果，多电平能降低电流谐波、减小开关器件应力。目前这类双逆变器系统的控制策略主要是根据两直流母线供电电压的比值进行控制，算法复杂。在实际应用中，两直流母线的供电电压比值并非人为可控，因此这类控制方法缺少灵活性。

文献1("DiscontinuousDecoupledPWMsforReducedCurrentRippleinaDualTwo-LevelInverterFedOpen-EndWindingInductionMotorDrive"K.R.Sekharet.al,PowerElectronics,IEEETransactionsonPowerElectronics,2013)将系统中的调制电压矢量均分为两个幅值相等且方向相反的电压矢量，然后分别通过独立的传统SVM(空间矢量调制)算法，来生成各逆变器所需的开关脉冲信号。此时，双逆变器的开关损耗较大。文献2("Two-quadrantclampinginverterschemeforthree-levelopen-endwindinginductionmotordrive"S.Pradabaneet.al,PowerElectronics,DrivesandEnergySystems(PEDES),2014)对双逆变器的开关工作状态进行了深入的研究，提出了两逆变器交替工作在钳位状态的方法，各自运行系统调制电压旋转范围的一半，较大程度地降低了开关损耗。但这种调制算法在调制电压矢量平面的部分区域略显冗余，增加了电流中的谐波含量，而且是基于两直流母线供电电压相等的条件下。

在一个逆变器中应用传统SVM算法，需要对逆变器的三相参考电压进行abc-αβ坐标变换，得到电压矢量的位置角，并根据该角度判断电压矢量所在的扇区，选择与电压矢量位置最近的两个基本电压矢量，再通过三角函数运算得到这两个基本电压矢量各自的作用时间，并计算出逆变器三相各桥臂开关器件在一个采样周期内的导通时间，最后获得各开关器件的开关信号。由于需要进行扇区判断和矢量作用时间计算，涉及到三角函数和无理数计算，因此传统的SVM算法复杂、运算量大，这对数字处理器的运算性能提出了较高的要求，也增加了编程的难度。

于心宁等提出了一种无需坐标变换和扇区判断的两电平SVM简化算法(“两电平空间矢量脉宽调制的简化算法和电压谐波分析方法”，于心宇等，电网技术，2014)，该算法可直接得到三相开关器件在采样周期内的导通时间，从而实现运算过程的简化，与传统的调制方法相比减小了编程难度，提高了运算实时性，有利于数字实现。但这种方法的应用对象是单逆变器，是七段式SVM方法的无扇区实现，并不适用于两个两电平逆变器协同控制的特定场合。

因此，亟需探索一种既能降低逆变器开关频率，又能保证双逆变器在直流母线电压为任意比值的情况下继续有效运行的调制方法，此外，需将对这种调制算法进行简化，省去其扇区判断和复杂运算环节，能够直接得到各个开关器件的导通时间。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种双逆变器单SVM简化调制算法，既能减少双逆变器的开关损耗，又能保证双逆变器在直流母线电压为任意比值的情况下继续有效运行，同时不包含扇区判断和复杂运算环节，直接得到双逆变器各开关管在采样周期内的导通时间。

一种双逆变器单SVM简化调制算法，包括如下步骤：

(1)分别采集两台逆变器INV1和INV2对应的直流母线电压V_dc1和V_dc2；

(2)对于通过相应控制策略计算得到的调制电压矢量V_s，对其进行坐标变换得到ABC坐标系下的三相参考电压U_a、U_b、U_c；通过比较三相参考电压U_a、U_b、U_c之间的大小，将三相参考电压U_a、U_b、U_c按从大到小的顺序依次标记为U_max、U_mid、U_min；

(3)根据步骤(2)中的标记结果，计算确定采样周期T_s内逆变器INV1三相上桥臂开关对应的占空比d_a1～d_c1以及逆变器INV2三相上桥臂开关对应的占空比d_a2～d_c2；

(4)根据所述的占空比d_a1～d_c1和d_a2～d_c2，计算确定采样周期T_s内逆变器INV1三相上桥臂开关对应的导通时刻T_a1on～T_c1on和关断时刻T_a1off～T_c1off以及逆变器INV2三相上桥臂开关对应的导通时刻T_a2on～T_c2on和关断时刻T_a2off～T_c2off；

(5)根据所述的导通时刻T_a1on～T_c1on和T_a2on～T_c2on以及关断时刻T_a1off～T_c1off和关断时刻T_a2off～T_c2off，生成逆变器INV1三相上桥臂开关对应的开关控制信号S_a1～S_c1和三相下桥臂开关对应的开关控制信号S_an1～S_cn1以及逆变器INV2三相上桥臂开关对应的开关控制信号S_a2～S_c2和三相下桥臂开关对应的开关控制信号S_an2～S_cn2；进而对这些开关控制信号进行驱动放大，然后分别对逆变器INV1和INV2中的功率开关器件进行控制。

所述的步骤(3)中计算确定采样周期T_s内逆变器INV1三相上桥臂开关对应的占空比d_a1～d_c1，具体计算方法如下：

当d₂≤1且d₁＞1时，使逆变器INV1中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为1，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₂≤1且d₁≤1时，使逆变器INV1中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为d₁，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₂＞1时，使逆变器INV1中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为0，其余两相上桥臂开关的占空比均为

其中：d₁＝(U_max-U_mid)/V_dc1，d₂＝(U_mid-U_min)/V_dc2，k＝V_dc1/V_dc2，U_x为对应相参考电压。

所述的步骤(3)中计算确定采样周期T_s内逆变器INV2三相上桥臂开关对应的占空比d_a2～d_c2，具体计算方法如下：

当d₁≤1且d₂＞1时，使逆变器INV2中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为1，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₁≤1且d₂≤1时，使逆变器INV2中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为d₂，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₁＞1时，使逆变器INV2中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为0，其余两相上桥臂开关的占空比均为

其中：d₁＝(U_max-U_mid)/V_dc1，d₂＝(U_mid-U_min)/V_dc2，k＝V_dc1/V_dc2，U_x为对应相参考电压。

所述的步骤(4)中根据以下公式计算确定采样周期T_s内逆变器INV1三相上桥臂开关对应的导通时刻T_a1on～T_c1on和关断时刻T_a1off～T_c1off以及逆变器INV2三相上桥臂开关对应的导通时刻T_a2on～T_c2on和关断时刻T_a2off～T_c2off：

$\begin{array}{cc}{T}_{x1on}=\frac{1}{2}{T}_s(1-d_{x1}),(x=a,b,c)& T_{x2on}=\frac{1}{2}{T}_s(1-d_{x2}),(x=a,b,c)\end{array}$

$\begin{array}{cc}{T}_{x1off}=\frac{1}{2}{T}_s(1+d_{x1}),(x=a,b,c)& T_{x2off}=\frac{1}{2}{T}_s(1+d_{x2}),(x=a,b,c)\end{array}$

所述的步骤(5)中开关控制信号S_a1～S_c1与S_an1～S_cn1以及开关控制信号S_a2～S_c2与S_an2～S_cn2对应互补且存在一定死区时间。

本发明双逆变器单SVM简化调制算法将两台逆变器作为一个整体看待，用一个SVM算法同时控制两个由隔离直流电源供电的两电平逆变器，将系统的开关次数减少至常规的双逆变器双SVM算法的1/3，提高了系统的运行效率，又保证了两逆变器在直流母线电压为任意比值的情况下继续有效运行。同时，本发明调制算法省去了扇区判断和复杂运算环节，直接得到双逆变器各开关管在采样周期内的导通时间；故本发明可应用于双逆变器的控制领域，如双逆变器供电的开绕组电机系统、双变换器并网系统等场合。

附图说明

图1为双逆变器开绕组永磁同步电机系统的结构示意图。

图2为双逆变器开绕组永磁同步电机系统控制方法的系统框图。

图3双逆变器系统的矢量平面及区域示意图。

图4为常规的双SVM调制中一个逆变器的开关信号图。

图5(a)为本发明单SVM简化调制中逆变器INV1在区域①内的开关信号示意图。

图5(b)为本发明单SVM简化调制中逆变器INV1在区域②内的开关信号示意图。

图5(c)为本发明单SVM简化调制中逆变器INV1在区域③内的开关信号示意图。

图6(a)为本发明单SVM简化调制中逆变器INV2在区域①内的开关信号示意图。

图6(b)为本发明单SVM简化调制中逆变器INV2在区域②内的开关信号示意图。

图6(c)为本发明单SVM简化调制中逆变器INV2在区域③内的开关信号示意图。

图7(a)为本发明调制算法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min的转矩T_e波形图。

图7(b)为本发明调制算法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min的A相定子电流I_a波形图。

图7(c)为本发明调制算法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统逆变器INV1的A相上桥臂输入脉冲INV1-A波形图。

图7(d)为本发明调制算法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统电机的A相定子电流I_a的谐波分析图。

图8(a)为本发明调制算法下开绕组电机带3Nm负载运行于1500r/min的转矩T_e波形图。

图8(b)为本发明调制算法下开绕组电机带3Nm负载运行于1500r/min的A相定子电流I_a波形图。

图8(c)为本发明调制算法下开绕组电机带3Nm负载运行于1500r/min系统逆变器INV1的A相上桥臂输入脉冲INV1-A波形图。

图8(d)为本发明调制算法下开绕组电机带3Nm负载运行于1500r/min系统电机的A相定子电流I_a的谐波分析图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本实例电机系统由直流电源1、稳压电容2、直流电源3、稳压电容4、INV1逆变器5、开绕组永磁同步电机6、INV2逆变器7、光电编码盘8、三相电流传感器9、INV1逆变器直流母线电压传感器10、INV2逆变器直流母线电压传感器11和控制器12等组成。

如图2所示，本实施方式基于一种双逆变器单SVM简化调制算法对图1的电机系统进行控制，具体包括如下步骤：

(1)信号采集。

利用光电编码盘8采集开绕组永磁同步电机6的转子位置角θ_r，得到转速ω，利用三相电流传感器9采集开绕组永磁同步电机6三相定子电流信号i_a、i_b、i_c，利用INV1逆变器直流母线电压传感器10采集INV1逆变器5的直流母线电压V_dc1，利用INV2逆变器直流母线电压传感器11采集INV2逆变器7的直流母线电压V_dc2。

(2)信号变换。

将步骤(1)采集到的三相电流信号i_a、i_b、i_c通过Park变换，得到两相旋转坐标系内的定子电流dq轴分量i_d，i_q，计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{cos\θ}}_r& \cos \left({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2}{3}\mathrm{\π}\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2}{3}\mathrm{\π}\right)\\ -{\mathrm{sin\θ}}_r& -\sin \left({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2}{3}\mathrm{\π}\right)& -\sin \left({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2}{3}\mathrm{\π}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

(3)计算d轴电流的给定值i_d ^*，q轴电流的给定值i_q ^*：

令d轴电流给定值i_d ^*为0。根据转子转速ω与给定转速ω^*之差Δω，经PI控制器得到q轴电流的给定值i_q ^*。

(4)计算d轴电压给定值V_d ^*：

d轴电流给定值i_d ^*与d轴电流反馈值i_d之差输入PI调节器，得到d轴电压计算值V_dm ^*，d轴电压计算值V_dm ^*与d轴电压补偿值V_dffd＝-ωL_qi_q相加，得到d轴电压给定值V_d ^*，其中L_q为q轴电感。

(5)计算q轴电压给定值V_q ^*：

q轴电流的给定i_q ^*与q轴电流反馈值i_q之差经过PI调节器，得到q轴电压计算值V_qm ^*，q轴电压计算值V_qm ^*与q轴电压补偿值V_qffd＝ω(L_di_d+ψ_f)相加，得到q轴电压给定值V_q ^*；其中L_d为d轴电感，ψ_f为永磁体磁链。

(6)计算三相参考电压U_a，U_b，U_c：

将得到的d轴电压给定值V_d ^*和q轴电压给定值V_q ^*经过坐标变换，得到三相参考电压U_a，U_b，U_c，计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{U}_a\\ U_b\\ U_c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_r& -{\mathrm{sin\θ}}_r\\ \cos \left({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& -\sin \left({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)\\ \cos \left({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& -\sin \left({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V_d}^{*}\\ {V_q}^{*}\end{array}\right]$

(7)比较得到三相参考电压中的U_max，U_mid，U_min：

U_max＝max{U_a,U_b,U_c}

U_mid＝mid{U_a,U_b,U_c}

U_min＝min{U_a,U_b,U_c}

(8)计算确定逆变器INV1的三相上桥臂开关的占空比d_a1、d_b1、d_c1：

当d₂≤1且d₁＞1时，使逆变器INV1中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为1，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₂≤1且d₁≤1时，使逆变器INV1中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为d₁，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₂＞1时，使逆变器INV1中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为0，其余两相上桥臂开关的占空比均为

其中：d₁＝(U_max-U_mid)/V_dc1，d₂＝(U_mid-U_min)/V_dc2，k＝V_dc1/V_dc2，U_x为对应相参考电压。

(9)计算确定逆变器INV2的三相上桥臂开关的占空比d_a2、d_b2、d_c2：

当d₁≤1且d₂＞1时，使逆变器INV2中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为1，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₁≤1且d₂≤1时，使逆变器INV2中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为d₂，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₁＞1时，使逆变器INV2中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为0，其余两相上桥臂开关的占空比均为

其中：d₁＝(U_max-U_mid)/V_dc1，d₂＝(U_mid-U_min)/V_dc2，k＝V_dc1/V_dc2，U_x为对应相参考电压。

(10)计算确定两逆变器的三相上桥臂开关在一个采样周期T_s内的导通时刻T_a1on，T_b1on，T_c1on和T_a2on，T_b2on，T_c2on以及关断时刻T_a1off，T_b1off，T_c1off和T_a2off，T_b2off，T_c2off：

导通时刻：

$T_{x1on}=\frac{1}{2}{T}_s(1-d_{x1}),(x=a,b,c)$

$T_{x2on}=\frac{1}{2}{T}_s(1-d_{x2}),(x=a,b,c)$

关断时刻：

$T_{x1off}=\frac{1}{2}{T}_s(1+d_{x1}),(x=a,b,c)$

$T_{x2off}=\frac{1}{2}{T}_s(1+d_{x2}),(x=a,b,c)$

(11)计算确定两逆变器的三相上桥臂的开关控制信号S_a1，S_b1，S_c1和S_a2，S_b2和S_c2：

$S_{x1}=\left\{\begin{array}{c}1,t\∈\[T_{x1on},T_{x1off}\]\\ 0,t\∉\[T_{x1on},T_{x1off}\]\end{array}\right.,x=a,b,c$

$S_{x2}=\left\{\begin{array}{c}1,t\∈\[T_{x2on},T_{x2off}\]\\ 0,t\∉\[T_{x2on},T_{x2off}\]\end{array}\right.,x=a,b,c$

(12)计算确定两逆变器的三相下桥臂的开关控制信号S_an1，S_bn1，S_cn1和S_an2，S_bn2和S_cn2；

$S_{xn1}=\left\{\begin{array}{c}0,t\∈\[T_{x1on}-\mathrm{\Δ}t,T_{x1off}+\mathrm{\Δ}t\]\\ 1,t\∉\[T_{x1on}-\mathrm{\Δ}t,T_{x1off}+\mathrm{\Δ}t\]\end{array}\right.,x=a,b,c$

$S_{xn2}=\left\{\begin{array}{c}0,t\∈\[T_{x2on}-\mathrm{\Δ}t,T_{x2off}+\mathrm{\Δ}t\]\\ 1,t\∉\[T_{x2on}-\mathrm{\Δ}t,T_{x2off}+\mathrm{\Δ}t\]\end{array}\right.,x=a,b,c$

其中，Δt为死区时间，需根据具体情况选择合适值。

(13)利用三相开关信号经驱动电路后分别控制INV1逆变器5和INV2逆变器7，进而控制开绕组永磁同步电机4。

以下我们对本实施方式进行测试，所采用的开绕组永磁同步电机的参数如表1所示：

表1

为更好理解这种双逆变器单SVM简化调制算法的具体开关动作状态，将这种算法对应到矢量平面的某些区域进行分析。如在图3的区域①中满足d₁<1且d₂<1关系；在区域②中，满足d₁>1且d₂<1关系；在区域③中，满足d₁<1且d₂>1关系。

由图4、图5和图6可知，常规的双SVM调制算法在一个开关周期内，双逆变器总共需开关动作6*2＝12次，而本实施方式的这种双逆变器单SVM简化调制算法在一个开关周期内总共需开关动作4次，使开关次数降低至双逆变器双SVM调制的1/3，具体可参考图7(c)和图8(c)INV1逆变器5的A相上桥臂脉冲输出可知。

图7和图8分别为在本实施方式控制下开绕组永磁同步电机带负载运行于V_dc1＝V_dc2＝90V不同转速时转矩T_e、A相定子电流I_a、A相上桥臂输入脉冲INV1-A以及A相定子电流I_a谐波的测试波形图。观察图7(a)和图8(a)可以看出，输出转矩在不同转速下均平稳，在(-0.1，+0.1)Nm之间波动，甚至高速时波动更小。观察图7(d)和图8(d)，两者电流谐波均很小，表明本发明电机运行性能很好。

但前面的测试波形图分析都在V_dc1/V_dc2＝1时比较分析的，并不能说明两直流母线电压比值任意变化时的控制效果。由此，表2所示了在本实施方式控制下转速为1500r/m，V_dc1+V_dc2＝180V，且两直流母线电压比值k取值不同时的电流谐波；从表中可见，在两直流母线电压比值任意变化时，电流谐波都较小，表明了本发明控制方法在电压任意比时控制性能很好。

表2

综上所述，本发明的双逆变器单SVM简化调制算法省去了其扇区判断和复杂运算环节，直接得到双逆变器各开关管在采样周期内的导通时间，并能够在两直流母线电压任意比值条件下实现双逆变器的高性能控制，双逆变器的开关次数得到显著降低，提高了系统的运行效率。

Claims (5)

1.一种双逆变器单SVM简化调制算法，包括如下步骤：

(1)分别采集两台逆变器INV1和INV2对应的直流母线电压V_dc1和V_dc2；

(2)对于通过相应控制策略计算得到的调制电压矢量V_s，对其进行坐标变换得到ABC坐标系下的三相参考电压U_a、U_b、U_c；通过比较三相参考电压U_a、U_b、U_c之间的大小，将三相参考电压U_a、U_b、U_c按从大到小的顺序依次标记为U_max、U_mid、U_min；

(3)根据步骤(2)中的标记结果，计算确定采样周期T_s内逆变器INV1三相上桥臂开关对应的占空比d_a1～d_c1以及逆变器INV2三相上桥臂开关对应的占空比d_a2～d_c2；

(4)根据所述的占空比d_a1～d_c1和d_a2～d_c2，计算确定采样周期T_s内逆变器INV1三相上桥臂开关对应的导通时刻T_a1on～T_c1on和关断时刻T_a1off～T_c1off以及逆变器INV2三相上桥臂开关对应的导通时刻T_a2on～T_c2on和关断时刻T_a2off～T_c2off；

(5)根据所述的导通时刻T_a1on～T_c1on和T_a2on～T_c2on以及关断时刻T_a1off～T_c1off和关断时刻T_a2off～T_c2off，生成逆变器INV1三相上桥臂开关对应的开关控制信号S_a1～S_c1和三相下桥臂开关对应的开关控制信号S_an1～S_cn1以及逆变器INV2三相上桥臂开关对应的开关控制信号S_a2～S_c2和三相下桥臂开关对应的开关控制信号S_an2～S_cn2；进而对这些开关控制信号进行驱动放大，然后分别对逆变器INV1和INV2中的功率开关器件进行控制。

2.根据权利要求1所述的双逆变器单SVM简化调制算法，其特征在于：所述的步骤(3)中计算确定采样周期T_s内逆变器INV1三相上桥臂开关对应的占空比d_a1～d_c1，具体计算方法如下：

当d₂≤1且d₁＞1时，使逆变器INV1中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为1，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₂≤1且d₁≤1时，使逆变器INV1中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为d₁，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₂＞1时，使逆变器INV1中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为0，其余两相上桥臂开关的占空比均为

其中：d₁＝(U_max-U_mid)/V_dc1，d₂＝(U_mid-U_min)/V_dc2，k＝V_dc1/V_dc2，U_x为对应相参考电压。

3.根据权利要求1所述的双逆变器单SVM简化调制算法，其特征在于：所述的步骤(3)中计算确定采样周期T_s内逆变器INV2三相上桥臂开关对应的占空比d_a2～d_c2，具体计算方法如下：

当d₁≤1且d₂＞1时，使逆变器INV2中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为1，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₁≤1且d₂≤1时，使逆变器INV2中U_min所对应相的上桥臂开关的占空比为d₂，其余两相上桥臂开关的占空比均为0；

当d₁＞1时，使逆变器INV2中U_max所对应相的上桥臂开关的占空比为0，其余两相上桥臂开关的占空比均为

其中：d₁＝(U_max-U_mid)/V_dc1，d₂＝(U_mid-U_min)/V_dc2，k＝V_dc1/V_dc2，U_x为对应相参考电压。

4.根据权利要求1所述的双逆变器单SVM简化调制算法，其特征在于：所述的步骤(4)中根据以下公式计算确定采样周期T_s内逆变器INV1三相上桥臂开关对应的导通时刻T_a1on～T_c1on和关断时刻T_a1off～T_c1off以及逆变器INV2三相上桥臂开关对应的导通时刻T_a2on～T_c2on和关断时刻T_a2off～T_c2off：

$\begin{array}{cc}{T}_{x1on}=\frac{1}{2}{T}_s(1-d_{x1}),(x=a,b,c)& T_{x2on}=\frac{1}{2}{T}_s(1-d_{x2}),(x=a,b,c)\end{array}$

$\begin{array}{cc}{T}_{x1off}=\frac{1}{2}{T}_s(1+d_{x1}),(x=a,b,c)& T_{x2off}=\frac{1}{2}{T}_s(1+d_{x2}),(x=a,b,c)\end{array}.$

5.根据权利要求1所述的双逆变器单SVM简化调制算法，其特征在于：所述的步骤(5)中开关控制信号S_a1～S_c1与S_an1～S_cn1以及开关控制信号S_a2～S_c2与S_an2～S_cn2对应互补且存在一定死区时间。