CN109334377B - 磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数lqg时滞补偿控制系统及其构造方法 - Google Patents

磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数lqg时滞补偿控制系统及其构造方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统及其构造方法，通过簧载质量加速度传感器和车轮质量加速度传感器的输出端连接扩展卡尔曼滤波器，扩展卡尔曼滤波器的连接等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器分别连接时滞补偿预测控制器与半主动力求取控制器，时滞补偿预测控制器连接等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器的输入，半主动力求取控制器分别连接扩展卡尔曼滤波器与控制电流求解控制器，将控制电流求解控制器连接数控电流源，进而实现磁流变半主动悬架的减振器响应时滞与力学特性时变的补偿控制，通过等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制，可以实现精确跟踪悬架综合性能指标，进而能取得更理想的时滞补偿控制效果。

Description

磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统 及其构造方法
技术领域
本发明属于车辆悬架控制领域，尤其涉及一种磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统及其构造方法。
背景技术
悬架是汽车重要的结构与功能部件，对汽车的乘坐舒适性和行驶安全性有重要的影响。磁流变半主动悬架不需要输出主动力，能根据车辆行驶工况的变化输出具有正阻尼特性的半主动控制力，无需为磁流变减振器专门配备动力源，接近主动悬架的综合性能。
但目前磁流变半主动悬架存在的问题是响应时滞，该响应时滞产生原因主要有：传感器传输时滞、控制器计算时滞、电流响应时滞、磁流变液响应时滞等影响车辆行驶的平顺性和安全性。因此，在磁流变半主动悬架的控制系统设计时，必须要考虑磁流变减振器的响应时滞问题。
目前，关于磁流变减振器的响应时滞补偿，采用Smith预测器方法、基于Lyapunov-Krasovskii稳定性定理的鲁棒控制方法。虽然关于磁流变减振器的力学特性时变与响应时滞补偿控制研究现在取得了一定的成果，但与理想半主动悬架的性能还有较大的差距。
发明内容
本发明根据现有技术的不足与缺陷，提出了一种磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统及其构造方法，目的在于获得理想的时滞补偿控制效果。
磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统，包括在垂直方向上，车辆的车轮质量与等效成弹簧的轮胎组成车轮，车轮位于簧载质量的下方，簧载质量与车轮质量之间并联有悬架弹簧和磁流变减振器；在簧载质量上设有簧载质量加速度传感器，在车轮质量上设有车轮质量加速度传感器，所述簧载质量加速度传感器和车轮质量加速度传感器分别连接磁流变半主动悬架控制器，所述磁流变半主动悬架控制器连接数控电流源，所述数控电流源连接磁流变减振器。
进一步，所述磁流变半主动悬架控制器包括扩展卡尔曼滤波器、时滞补偿预测控制器、等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器、理想半主动力求解控制器与控制电流求解控制器；所述簧载质量加速度传感器和车轮质量加速度传感器的输出端连接扩展卡尔曼滤波器，将所接收的当前时刻的簧载质量加速度
Figure BDA0001796418200000021
与当前时刻的车轮质量加速度
Figure BDA0001796418200000022
传输给扩展卡尔曼滤波器，所述扩展卡尔曼滤波器的输出端连接等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器的输出分别连接时滞补偿预测控制器与理想半主动力求解控制器，所述时滞补偿预测控制器的输出连接等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器的输入，所述理想半主动力求解控制器的输出端分别连接扩展卡尔曼滤波器与控制电流求解控制器，所述控制电流求解控制器的输出端连接数控电流源。
磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统构造方法，包括以下步骤：
步骤1，扩展卡尔曼滤波器对所接收的当前时刻两个加速度
Figure BDA0001796418200000023
和上一个工作循环求得的理想半主动力
Figure BDA0001796418200000024
进行处理，输出当前时刻的车辆运动状态向量X及磁流变减振器的复合输出力变化量Fd的观测量
Figure BDA0001796418200000025
步骤2，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器对当前时刻的复合输出力变化量的观测量
Figure BDA0001796418200000026
和上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)进行处理，输出给上一工作循环的理想主动控制预测力
Figure BDA0001796418200000027
以及当前时刻的理想主动控制预测力Fp；
步骤3，时滞补偿预测控制器根据上一工作循环的理想主动控制预测力
Figure BDA0001796418200000028
求得的上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)；
步骤4，理想半主动力求解控制器输出当前时刻的理想半主动控制力Fps；
步骤5，控制电流求解控制器根据当前时刻的理想半主动控制力Fps得到理想控制电流Ii；
步骤6，将理想控制电流值Ii输入至数控电流源，数控电流源输出实际控制电流Ia至磁流变减振器，进而实现磁流变半主动悬架的减振器响应时滞与力学特性时变的补偿控制。
进一步，所述步骤1获得当前时刻的车辆运动状态及磁流变减振器的复合输出力变化量Fd的观测量
Figure BDA0001796418200000029
具体过程如下：
步骤1.1，针对车辆垂向方向上的运动进行动力学分析，得到磁流变半主动悬架运动状态方程；
Figure BDA00017964182000000210
其中，m1是车轮质量，m2是簧载质量，k1是轮胎刚度，k2是悬架刚度，z1是车轮质量的垂直位移，z2是簧载质量的垂直位移，
Figure BDA0001796418200000031
分别为z1、z2的一阶微分，
Figure BDA0001796418200000032
分别为z1、z2的二阶微分，q是路面不平度对车轮的位移输入，t是当前时刻，τ为响应时滞时间，c0是磁流变减振器的基值黏性阻尼系数，FMR-I是为稳态磁流变减振器通过电流控制的阻尼力部分，简称稳态控制力，磁流变减振器复合输出力时变量Fd；
步骤1.2，通过扩展卡尔曼滤波器观测出磁流变减振器复合输出力时变量Fd：
根据：Fd＝FMR_r-FMR+ks+{fy0tanh[b1v+b2sgn(a)]+f0}
将Fd写成干扰形式：
Figure BDA0001796418200000033
Figure BDA0001796418200000034
其中，FMR_r为磁流变减振器的实时输出力，FMR为磁流变减振器的稳态输出力，k为磁流变减振器的稳态刚度系数，s、v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的位移、速度、加速度，b1、b2、fy0为拟合参数，tanh()表示双曲正切函数，f0为稳态偏置力，qd为干扰量，λ为正实数，
Figure BDA0001796418200000035
是Fd的一阶导数；
步骤1.3，获得当前时刻的车辆运动状态向量X及磁流变减振器的复合输出力变化量Fd的观测量
Figure BDA0001796418200000036
根据状态方程：
Figure BDA0001796418200000037
求得包含磁流变减振器的复合输出力变化量的观测量
Figure BDA0001796418200000038
其中，
Figure BDA0001796418200000039
为状态方程的输出，
Figure BDA00017964182000000310
为
Figure BDA00017964182000000311
的一阶微分，
Figure BDA00017964182000000312
是X1的观测值，
Figure BDA00017964182000000313
X＝(x1,x2,x3,x4)T，x1＝z1-q，x2＝z2-z1，
Figure BDA00017964182000000314
z1是车轮质量的垂直位移，z2是簧载质量的垂直位移，
Figure BDA00017964182000000315
分别为z1、z2的一阶微分
Figure BDA00017964182000000316
Figure BDA0001796418200000041
λ为正实数，m1与m2分别是车轮质量和簧载质量，k1与k2分别是轮胎刚度和悬架刚度，c0为磁流变减振器的基值黏性阻尼系数，U1＝[F(t-τ)]，
Figure BDA0001796418200000042
Figure BDA0001796418200000043
G＝[-1 0 0 0]T；
Figure BDA0001796418200000044
Figure BDA0001796418200000045
Figure BDA0001796418200000046
为X的一阶微分；G＝[-1 0 0 0]T，U＝[FMR-I(t-τ)+Fd]，
Figure BDA0001796418200000047
q是路面不平度对车轮的位移输入，其一阶微分用下式表示为：
Figure BDA0001796418200000048
式中：
Figure BDA0001796418200000049
为q的一阶微分；n0是空间参考频率，取0.1；w是路面白噪声信号；Gq(n0)是路面不平度系数；v是车速；f0是下截止频率，等于0.011v。
进一步，Pk、Nk、Rk通过以下方法求得：
Pk是以下黎卡提方程的唯一解；
Figure BDA00017964182000000410
Figure BDA00017964182000000411
式中，V1是簧载质量加速度与车轮质量加速度测量信号噪声向量；
Figure BDA00017964182000000412
为干扰量W1的自谱；
Figure BDA00017964182000000413
为测量信号噪声向量V1的自谱；
Figure BDA00017964182000000414
为W1与V1的互谱。
进一步，获得当前时刻的理想主动控制预测力Fp的方法是：
Figure BDA00017964182000000415
Kp为控制计算向量，Kp按LQR函数(Kp,Sp,Ep)＝LQR(A2,B2,Q2s,R2s,N2)求取，Sp和Ep分别是求解Kp用黎卡提方程的和特征向量，
Figure BDA0001796418200000051
Figure BDA0001796418200000052
N2＝[01×6]，R2s＝ψ[0 0 0 0 A(4,5) 0]T[0 0 0 0 A(4,5) 0]，
Figure BDA0001796418200000053
Figure BDA0001796418200000054
ψ为小于1的正等效替换系数，必须满足
Figure BDA0001796418200000055
正定，则
Figure BDA0001796418200000056
是悬架综合性能指标
Figure BDA0001796418200000057
的等效替换，
Figure BDA0001796418200000058
Figure BDA0001796418200000059
进一步，求得的上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)，具体过程为：
Figure BDA00017964182000000510
其中，
Figure BDA00017964182000000511
是上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)的一阶导数，
Figure BDA00017964182000000512
为为上式所示时滞补偿预测方程的输出，等于Fb(t-τ)。
进一步，当前时刻的理想半主动控制力Fps的方法为：
Figure BDA00017964182000000513
其中，x1＝z1-q，x2＝z2-z1，
Figure BDA00017964182000000514
z1是车轮质量的垂直位移，z2是簧载质量的垂直位移，
Figure BDA00017964182000000515
分别为z1、z2的一阶微分。
进一步，得到理想控制电流Ii的方法为：
Figure BDA0001796418200000061
其中，fMR_I为稳态控制力的励磁电流系数，fMR_I＝c1v+fy1tanh[b1v+b2sgn(a)]，c1为受电流影响的屈服后的稳态黏性阻尼系数，v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的速度、加速度，b1、b2为拟合参数，tanh()表示双曲正切函数。
进一步，得到磁流变减振器的稳态输出力FMR的方法为：
FMR_I＝fMR_I×Ia
fMR_I＝c1v+fy1tanh[b1v+b2sgn(a)]
FMR＝FMR_I+FMR_0
FMR_0＝ks+fy0tanh[b1v+b2sgn(a)]+f0+c0v
式中：fMR_I为稳态控制力的励磁电流系数；FMR_0为不受电流影响的稳态输出力；c0为磁流变减振器的稳态基值黏性阻尼系数；c1为受电流影响的屈服后的稳态黏性阻尼系数；k为磁流变减振器的稳态刚度系数；tanh()表示双曲正切函数，f0为稳态偏置力；s、v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的位移、速度、加速度；b1、b2、fy0、fy1为拟合参数。
本发明的有益效果：
1、不需要进行受温度变化、部件老化、磁流变液中铁磁颗粒沉积影响的磁流变减振器力学特性准确建模，控制简单精准。
2、通过扩展卡尔曼滤波器可以直接将磁流变减振器输出力的时变量实时观测出来，为磁流变半主动悬架的时滞补偿控制奠定基础；通过等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制，可以实现精确跟踪悬架综合性能指标，进而能取得更理想的时滞补偿控制效果
附图说明
图1是本发明控制系统与磁流变半主动悬架的连接结构示意图；
图2是图1中所示的本发明控制系统的控制结构框图；
图中，1、悬架弹簧；2、簧载质量；3、簧载质量加速度传感器；4、磁流变半主动悬架控制器；5、车轮质量加速度传感器；6、磁流变减振器；7、车轮质量；8、等效成弹簧的轮胎；9、数控电流源；10、扩展卡尔曼滤波器；11、时滞补偿预测控制器；12、等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器；13、理想半主动力求解控制器；14、控制电流求解控制器。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1所示，采用1/4车2自由度车辆的磁流变半主动悬架为例，一种磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统，包括在垂直方向上，车辆的车轮质量7与等效成弹簧的轮胎8组成车轮，车轮位于簧载质量2的下方，簧载质量2与车轮质量7之间并联有悬架弹簧1和磁流变减振器6；在簧载质量2上设有簧载质量加速度传感器3，在车轮质量7上设有车轮质量加速度传感器5，所述簧载质量加速度传感器3和车轮质量加速度传感器5分别连接磁流变半主动悬架控制器4，所述磁流变半主动悬架控制器4连接数控电流源9，所述数控电流源9连接磁流变减振器6；
如图2所示，磁流变半主动悬架控制器4包括扩展卡尔曼滤波器10、时滞补偿预测控制器11、等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12、半主动力求取控制器13与控制电流求解控制器14；簧载质量加速度传感器3和车轮质量加速度传感器5的输出端连接扩展卡尔曼滤波器10，将所接收的当前时刻的簧载质量加速度
Figure BDA0001796418200000071
与当前时刻的车轮质量加速度
Figure BDA0001796418200000072
传输给扩展卡尔曼滤波器10，同时，半主动力求取控制器13将上一个工作控制循环的上一工作循环理想半主动力
Figure BDA0001796418200000073
给扩展卡尔曼滤波器10，扩展卡尔曼滤波器10进行处理后输出当前时刻的车辆运动状态及磁流变减振器的复合输出力变化量的观测量
Figure BDA0001796418200000074
扩展卡尔曼滤波器10的输出端连接等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12，将当前时刻复合输出力变化量的观测量
Figure BDA0001796418200000075
传送给等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12的输出分别连接时滞补偿预测控制器11与半主动力求取控制器13，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12将处理后得到的将输出的上一个工作循环的理想主动控制预测力
Figure BDA0001796418200000076
传送给时滞补偿预测控制器11，将当前时刻的理想主动控制预测力Fp传送给理想半主动力求解控制器13；所述时滞补偿预测控制器11的输出连接等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12的输入，时滞补偿预测控制器11将输出的上一个工作循环求得的上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)传输给等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12；半主动力求取控制器13的输出端分别连接扩展卡尔曼滤波器10与控制电流求解控制器14，。理想半主动力求解控制器13以当前时刻的理想主动控制预测力Fp为输入，输出上一个工作循环求得的理想半主动力
Figure BDA0001796418200000081
和当前时刻的理想半主动控制力Fps，将当前时刻的理想半主动控制力Fps控制电流求解控制器14；控制电流求解控制器14的输出端串接数控电流源9，控制电流求解控制器14以当前时刻的理想半主动控制力Fps为输入，输出当前时刻的理想控制电流值Ii给数控电流源9。数控电流源9以当前时刻的理想控制电流值Ii为输入，输出当前时刻的实际控制电流Ia至磁流变减振器6，进而实现磁流变半主动悬架的减振器响应时滞与力学特性时变的补偿控制。
一种磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统构造方法，
步骤1，扩展卡尔曼滤波器10对所接收的当前时刻两个加速度
Figure BDA0001796418200000082
和上一个工作循环求得的理想半主动力
Figure BDA0001796418200000083
进行处理，输出当前时刻的车辆运动状态及磁流变减振器的复合输出力变化量Fd的观测量
Figure BDA0001796418200000084
具体过程如下：
步骤1.1，针对车辆垂向方向上的运动进行动力学分析，得到磁流变半主动悬架运动状态方程；
Figure BDA0001796418200000085
其中，m1是车轮质量，m2是簧载质量，k1是轮胎刚度，k2是悬架刚度，z1是车轮质量的垂直位移，z2是簧载质量的垂直位移，
Figure BDA0001796418200000086
分别为z1、z2的一阶微分，
Figure BDA0001796418200000087
分别为z1、z2的二阶微分，q是路面不平度对车轮的位移输入，t是当前时刻，τ为响应时滞时间，c0是磁流变减振器的基值黏性阻尼系数，FMR-I是为稳态磁流变减振器通过电流控制的阻尼力部分，简称稳态控制力，磁流变减振器复合输出力时变量Fd；
步骤1.2，通过扩展卡尔曼滤波器10观测出磁流变减振器复合输出力时变量Fd：
根据公式：
Fd＝FMR_r-FMR+ks+{fy0tanh[b1v+b2sgn(a)]+f0} (2)
将Fd写成干扰形式：
Figure BDA0001796418200000091
Figure BDA0001796418200000092
其中，FMR_r为磁流变减振器的实时输出力，FMR为磁流变减振器的稳态输出力，k为磁流变减振器的稳态刚度系数，s、v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的位移、速度、加速度，b1、b2、fy0为拟合参数，tanh()表示双曲正切函数，f0为稳态偏置力，qd为干扰量，λ为正实数，
Figure BDA0001796418200000093
是Fd的一阶导数；
步骤1.3，获得当前时刻的车辆运动状态向量X及磁流变减振器的复合输出力变化量Fd的观测量
Figure BDA0001796418200000094
根据状态方程：
Figure BDA0001796418200000095
求得包含磁流变减振器的复合输出力变化量的观测量
Figure BDA0001796418200000096
无需进行考虑温度变化、部件老化及铁磁颗粒沉积导致的磁流变减振器力学特性复杂建模过程，避免了模型不准确的问题。
其中，
Figure BDA0001796418200000097
为状态方程的输出，
Figure BDA0001796418200000098
为
Figure BDA0001796418200000099
的一阶微分，
Figure BDA00017964182000000910
是X1的观测值，
Figure BDA00017964182000000911
当前时刻的车辆运动状态向量X＝(x1,x2,x3,x4)T，x1＝z1-q，x2＝z2-z1，
Figure BDA00017964182000000912
向量
Figure BDA00017964182000000913
向量
Figure BDA00017964182000000914
向量
Figure BDA00017964182000000915
向量
Figure BDA00017964182000000916
λ为正实数，m1与m2分别是车轮质量和簧载质量，k1与k2分别是轮胎刚度和悬架刚度，c0为磁流变减振器的基值黏性阻尼系数，向量U1＝[F(t-τ)]，
Figure BDA00017964182000000917
Figure BDA0001796418200000101
G＝[-1 0 0 0]T；
Figure BDA0001796418200000102
Figure BDA0001796418200000103
为X的一阶微分；G＝[-1 0 0 0]T，U＝[FMR-I(t-τ)+Fd]，
Figure BDA0001796418200000104
q是路面不平度对车轮的位移输入，其一阶微分用下式表示为：
Figure BDA0001796418200000105
式中：
Figure BDA0001796418200000106
为q的一阶微分；n0是空间参考频率，取0.1；w是路面白噪声信号；Gq(n0)是路面不平度系数；v是车速；f0是下截止频率，等于0.011v。
进一步，Pk、Nk、Rk通过以下方法求得：
Pk是以下黎卡提方程的唯一解；
Figure BDA0001796418200000107
Figure BDA0001796418200000108
式中，V1是簧载质量加速度与车轮质量加速度测量信号噪声向量；
Figure BDA0001796418200000109
为干扰量W1的自谱；
Figure BDA00017964182000001010
为测量信号噪声向量V1的自谱；
Figure BDA00017964182000001011
为W1与V1的互谱。
步骤2，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12对当前时刻的复合输出力变化量的观测量
Figure BDA00017964182000001012
和上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)进行处理，输出给上一工作循环的理想主动控制预测力
Figure BDA00017964182000001013
以及当前时刻的理想主动控制预测力Fp的方法是：
Figure BDA00017964182000001014
Kp按LQR函数(Kp,Sp,Ep)＝LQR(A2,B2,Q2s,R2s,N2)求取，Sp和Ep分别是求解Kp用黎卡提方程的和特征向量，
Figure BDA00017964182000001015
Figure BDA00017964182000001016
N2＝[01×6]，R2s＝ψ[0 0 0 0 A(4,5) 0]T[0 0 0 0 A(4,5) 0]，
Figure BDA0001796418200000111
Figure BDA0001796418200000112
ψ为小于1的正等效替换系数，必须满足
Figure BDA0001796418200000113
正定，则
Figure BDA0001796418200000114
是悬架综合性能指标
Figure BDA0001796418200000115
的等效替换，
Figure BDA0001796418200000116
Figure BDA0001796418200000117
因此，本发明提供的等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制可以解决因R2＝[0]而导致LQR()函数不能工作，从而实现对悬架综合性能指标进行精确的时滞补偿控制。
步骤3，时滞补偿预测控制器11根据上一工作循环的理想主动控制预测力
Figure BDA0001796418200000118
求得的上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)，具体过程为：
Figure BDA0001796418200000119
其中，
Figure BDA00017964182000001110
是上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)的一阶导数，
Figure BDA00017964182000001111
为上式所示时滞补偿预测方程的输出，等于Fb(t-τ)。
步骤4，理想半主动力求解控制器13输出当前时刻的理想半主动控制力Fps的方法为：
Figure BDA00017964182000001112
其中，x1＝z1-q，x2＝z2-z1，
Figure BDA00017964182000001113
z1是车轮质量的垂直位移，z2是簧载质量的垂直位移，
Figure BDA00017964182000001114
分别为z1、z2的一阶微分。
步骤5，控制电流求解控制器14根据当前时刻的理想半主动控制力得到理想控制电流Ii的方法为：
Figure BDA0001796418200000121
其中，fMR_I为稳态控制力的励磁电流系数，fMR_I＝c1v+fy1tanh[b1v+b2sgn(a)]，c1为受电流影响的屈服后的稳态黏性阻尼系数，v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的速度、加速度，b1、b2为拟合参数，tanh()表示双曲正切函数。
步骤6，将理想控制电流值Ii输入至数控电流源9，数控电流源9输出实际控制电流Ia至磁流变减振器6，进而实现磁流变半主动悬架的减振器响应时滞与力学特性时变的补偿控制；
得到磁流变减振器6的稳态输出力FMR的方法为：
FMR_I＝fMR_I×Ia (11)
fMR_I＝c1v+fy1tanh[b1v+b2sgn(a)] (12)
FMR＝FMR_I+FMR_0 (13)
FMR_0＝ks+fy0tanh[b1v+b2sgn(a)]+f0+c0v (14)
式中：fMR_I为稳态控制力的励磁电流系数；FMR_0为不受电流影响的稳态输出力；c0为磁流变减振器的稳态基值黏性阻尼系数；c1为受电流影响的屈服后的稳态黏性阻尼系数；k为磁流变减振器的稳态刚度系数；tanh()表示双曲正切函数，f0为稳态偏置力；s、v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的位移、速度、加速度；b1、b2、fy0、fy1为拟合参数。
将理想控制电流值Ii输入至数控电流源9，数控电流源9输出实际控制电流Ia至磁流变减振器6，进而实现磁流变半主动悬架的减振器响应时滞与力学特性时变的补偿控制。
本发明中的扩展卡尔曼滤波器10能观测磁流变减振器复合输出力时变量，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12进行磁流变半主动悬架力学特性时变与响应时滞的补偿控制，利用扩展卡尔曼滤波器10与等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器12能有效改善车辆磁流变半主动悬架存在的减振器力学特性时变与响应时滞问题，实现车辆磁流变半主动悬架控制系统的减振器力学特性时变与响应时滞补偿控制。
以上实施例仅用于说明本发明的设计思想和特点，其目的在于使本领域内的技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，本发明的保护范围不限于上述实施例。所以，凡依据本发明所揭示的原理、设计思路所作的等同变化或修饰，均在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统,其特征在于，包括在垂直方向上，车辆的车轮质量(7)与等效成弹簧的轮胎(8)组成车轮，车轮位于簧载质量(2)的下方，簧载质量(2)与车轮质量(7)之间并联有悬架弹簧(1)和磁流变减振器(6)；在簧载质量(2)上设有簧载质量加速度传感器(3)，在车轮质量(7)上设有车轮质量加速度传感器(5)，所述簧载质量加速度传感器(3)和车轮质量加速度传感器(5)分别连接磁流变半主动悬架控制器(4)，所述磁流变半主动悬架控制器(4)连接数控电流源(9)，所述数控电流源(9)连接磁流变减振器(6)；
所述磁流变半主动悬架控制器(4)包括扩展卡尔曼滤波器(10)、时滞补偿预测控制器(11)、等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器(12)、半主动力求取控制器(13)与控制电流求解控制器(14)；所述簧载质量加速度传感器(3)和车轮质量加速度传感器(5)的输出端连接扩展卡尔曼滤波器(10)，所述扩展卡尔曼滤波器(10)的输出端连接等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器(12)，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器(12)的输出分别连接时滞补偿预测控制器(11)与半主动力求取控制器(13)，所述时滞补偿预测控制器(11)的输出连接等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器(12)的输入，所述半主动力求取控制器(13)的输出端分别连接扩展卡尔曼滤波器(10)与控制电流求解控制器(14)，所述控制电流求解控制器(14)的输出端连接数控电流源(9)。
2.一种磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统的构造方法，其特征在于，应用于如权利要求1所述的磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统；包括以下步骤：步骤1，扩展卡尔曼滤波器(10)对所接收的当前时刻两个加速度
Figure FDA0003027022950000011
和上一个工作循环求得的理想半主动力
Figure FDA0003027022950000012
进行处理，输出当前时刻的车辆运动状态向量X及磁流变减振器的复合输出力变化量Fd的观测量
Figure FDA0003027022950000013
步骤2，等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制器(12)对当前时刻的复合输出力变化量的观测量
Figure FDA0003027022950000014
和上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)进行处理，输出给上一工作循环的理想主动控制预测力
Figure FDA0003027022950000015
以及当前时刻的理想主动控制预测力Fp；
步骤3，时滞补偿预测控制器(11)根据上一工作循环的理想主动控制预测力
Figure FDA0003027022950000016
求得的上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)；
步骤4，理想半主动力求解控制器(13)输出当前时刻的理想半主动控制力Fps；
步骤5，控制电流求解控制器(14)根据当前时刻的理想半主动控制力Fps得到理想控制电流Ii；
步骤6，将理想控制电流值Ii输入至数控电流源(9)，数控电流源(9)输出实际控制电流Ia至磁流变减振器(6)，进而实现磁流变半主动悬架的减振器响应时滞与力学特性时变的补偿控制。
3.根据权利要求2所述的磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统的构造方法，其特征在于，步骤1中获得当前时刻的车辆运动状态向量X及磁流变减振器的复合输出力变化量Fd的观测量
Figure FDA0003027022950000021
具体过程如下：
步骤1.1，针对车辆垂向方向上的运动进行动力学分析，得到磁流变半主动悬架运动状态方程；
Figure FDA0003027022950000022
其中，m1是车轮质量，m2是簧载质量，k1是轮胎刚度，k2是悬架刚度，z1是车轮质量的垂直位移，z2是簧载质量的垂直位移，
Figure FDA0003027022950000023
分别为z1、z2的一阶微分，
Figure FDA0003027022950000024
分别为z1、z2的二阶微分，q是路面不平度对车轮的位移输入，t是当前时刻，τ为响应时滞时间，c0是磁流变减振器的基值黏性阻尼系数，FMR-I是为稳态磁流变减振器通过电流控制的阻尼力部分，简称稳态控制力，磁流变减振器复合输出力时变量Fd；
步骤1.2，通过扩展卡尔曼滤波器10观测出磁流变减振器复合输出力时变量Fd：
根据：Fd＝FMR_r-FMR+ks+{fy0tanh[b1v+b2sgn(a)]+f0}
将Fd写成干扰形式：
Figure FDA0003027022950000025
Figure FDA0003027022950000026
其中，FMR_r为磁流变减振器的实时输出力，FMR为磁流变减振器的稳态输出力，k为磁流变减振器的稳态刚度系数，s、v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的位移、速度、加速度，b1、b2、fy0为拟合参数，tanh()表示双曲正切函数，f0为稳态偏置力，qd为干扰量，λ为正实数，
Figure FDA0003027022950000027
是Fd的一阶导数；
步骤1.3，获得当前时刻的车辆运动状态向量X及磁流变减振器的复合输出力变化量Fd的观测量
Figure FDA0003027022950000031
根据状态方程：
Figure FDA0003027022950000032
求得磁流变减振器的复合输出力变化量的观测量
Figure FDA0003027022950000033
其中，
Figure FDA0003027022950000034
为状态方程的输出，
Figure FDA0003027022950000035
为
Figure FDA0003027022950000036
的一阶微分，
Figure FDA0003027022950000037
是X1的观测值，矩阵
Figure FDA0003027022950000038
X当前时刻的车辆运动状态向量，X＝(x1,x2,x3,x4)T，x1＝z1-q，x2＝z2-z1，
Figure FDA0003027022950000039
z1是车轮质量的垂直位移，z2是簧载质量的垂直位移，
Figure FDA00030270229500000310
分别为z1、z2的一阶微分
Figure FDA00030270229500000311
λ为正实数，m1与m2分别是车轮质量和簧载质量，k1与k2分别是轮胎刚度和悬架刚度，c0为磁流变减振器的基值黏性阻尼系数，U1＝[F(t-τ)]，
Figure FDA00030270229500000312
Figure FDA00030270229500000313
G＝[-1 0 0 0]T；
Figure FDA00030270229500000314
Figure FDA00030270229500000315
为X的一阶微分；G＝[-1 0 0 0]T，U＝[FMR-I(t-τ)+Fd]，
Figure FDA00030270229500000316
q是路面不平度对车轮的位移输入，
Figure FDA00030270229500000317
为q的一阶微分；Pk是以下黎卡提方程的唯一解，
Figure FDA00030270229500000318
Figure FDA00030270229500000319
式中，V1是簧载质量加速度与车轮质量加速度测量信号噪声向量；E{W1 TW1}为干扰量W1的自谱；E{V1 TV1}为测量信号噪声向量V1的自谱；E{W1 TV1}为W1与V1的互谱。
4.根据权利要求2所述的磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统的构造方法，其特征在于，获得当前时刻的理想主动控制预测力Fp的方法是：
Figure FDA0003027022950000041
其中，Kp为控制计算向量。
5.根据权利要求4所述的磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统的构造方法，其特征在于，Kp按LQR函数(Kp,Sp,Ep)＝LQR(A2,B2,Q2s,R2s,N2)求取，Sp和Ep分别是求解Kp用黎卡提方程的和特征向量，
Figure FDA0003027022950000042
Figure FDA0003027022950000043
N2＝[01×6]，R2s＝ψ[0 0 0 0 A(4,5) 0]T[0 0 0 0 A(4,5) 0]，
Figure FDA0003027022950000044
Figure FDA0003027022950000045
ψ为小于1的正等效替换系数，必须满足
Figure FDA0003027022950000046
正定，则
Figure FDA0003027022950000047
是悬架综合性能指标
Figure FDA0003027022950000048
的等效替换，
Figure FDA0003027022950000049
Figure FDA00030270229500000410
6.根据权利要求2所述的磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统的构造方法，其特征在于，求得的上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)，具体过程为：
Figure FDA00030270229500000411
其中，
Figure FDA00030270229500000412
是上一工作循环理想时滞主动力Fb(t-τ)的一阶导数，
Figure FDA00030270229500000413
为上式所示时滞补偿预测方程的输出，等于Fb(t-τ)。
7.根据权利要求2所述的磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统的构造方法，其特征在于，当前时刻的理想半主动控制力Fps的方法为：
Figure FDA0003027022950000051
其中，x1＝z1-q，x2＝z2-z1，
Figure FDA0003027022950000052
z1是车轮质量的垂直位移，z2是簧载质量的垂直位移，
Figure FDA0003027022950000053
分别为z1、z2的一阶微分。
8.根据权利要求2所述的磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统的构造方法，其特征在于，得到理想控制电流Ii的方法为：
Figure FDA0003027022950000054
其中，fMR_I为稳态控制力的励磁电流系数，fMR_I＝c1v+fy1tanh[b1v+b2sgn(a)]，c1为受电流影响的屈服后的稳态黏性阻尼系数，v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的速度、加速度，b1、b2为拟合参数，tanh()表示双曲正切函数。
9.根据权利要求2所述的磁流变半主动悬架等效替换泰勒级数LQG时滞补偿控制系统的构造方法，其特征在于，得到磁流变减振器(6)的稳态输出力FMR的方法为：
FMR_I＝fMR_I×Ia
fMR_I＝c1v+fy1tanh[b1v+b2sgn(a)]
FMR＝FMR_I+FMR_0
FMR_0＝ks+fy0tanh[b1v+b2sgn(a)]+f0+c0v
式中：fMR_I为稳态控制力的励磁电流系数；FMR_0为不受电流影响的稳态输出力；c0为磁流变减振器的稳态基值黏性阻尼系数；c1为受电流影响的屈服后的稳态黏性阻尼系数；k为磁流变减振器的稳态刚度系数；tanh()表示双曲正切函数，f0为稳态偏置力；s、v、a分别减振器活塞相对于减振器筒的位移、速度、加速度；b1、b2、fy0、fy1为拟合参数。
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