CN109155618A - 包括具有可切换粗调谐网络和可变电抗器细调谐网络的混合调谐网络的固态阻抗匹配系统 - Google Patents

Abstract

eVC包括粗调谐网络和细调谐网络。粗调谐网络包括电路用于：从RF发生器接收RF输入信号；将RF输出信号输出到参考端子或负载；以及接收DC偏置电压。电路在第一状态和第二状态之间切换。电路的电容在处于第一状态时是基于DC偏置电压，并且在处于第二状态时不基于DC偏置电压。细调谐网络并联连接到粗调谐网络并且包括可变电抗器。可变电抗器包括：接收RF输入信号的第一二极管；以及与第一二极管以背对背配置连接、并将RF输出信号输出到参考端子或负载的第二二极管。可变电抗器的电容是基于第二接收的DC偏置电压的。

Description

包括具有可切换粗调谐网络和可变电抗器细调谐网络的混合 调谐网络的固态阻抗匹配系统

相关申请交叉引用

本申请要求2016年5月24日提交的题为“包括具有可切换粗调谐网络和可变电抗器细调谐网络的混合调谐网络的固态阻抗匹配系统(SOLID-STATE IMPEDANCE MATCHINGSYSTEMS INCLUDING A HYBRID TUNING NETWORK WITH A SWITCHABLE COARSE TUNINGNETWORK AND A VARACTOR FINE TUNING NETWORK)”的美国实用新型申请No.15/162,960的优先权。本申请涉及2013年11月5日公布的题为“用于调频RF电源的基于功率失真的伺服控制系统(POWER DISTORTION-BASED SERVO CONTROL SYSTEMS FOR FREQUENCY TUNING RFPOWER SOURCES)”的美国专利No.8,576,013以及2014年7月15日公布的题为“用于射频电源的基于失真校正的前馈控制系统和方法(DISTORTION CORRECTION BASED FEEDFORWARDCONTROL SYSTEMS AND METHODS FOR RADIO FREQUENCY POWER SOURCES)”的美国专利No.8,781,415。这些美国专利的全部公开内容在此通过引用并入本文。

技术领域

本公开大体涉及阻抗匹配网络。

背景技术

在此提供的背景描述是为了大体呈现本公开的背景。就在该背景技术部分描述本发明工作的方面而言，目前所述发明人的工作以及在提交时可能以其他方式不作为现有技术的说明书的特征方面既不明确地也不暗示地被接纳为本公开的现有技术。

等离子体蚀刻通常用于半导体制造。在等离子体蚀刻中，通过电场加速离子以蚀刻衬底上的暴露表面。基于由射频(RF)电源系统的RF发生器所产生的RF功率信号来产生电场。必须精确地控制由RF发生器所产生的RF功率信号，以有效地执行等离子体蚀刻。

RF电源系统可以包括RF发生器、匹配网络和负载(例如，等离子体室)。RF发生器产生在匹配网络处被接收的RF功率信号。匹配网络将匹配网络的输入阻抗与在RF发生器和匹配网络之间的传输线的特征阻抗相匹配。该阻抗匹配有助于最大化转发到匹配网络的功率量(“正向功率”)并最小化从匹配网络反射回RF发生器的功率量(“反向功率”)。在匹配网络的输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配时，可以最大化正向功率并最小化反向功率。

RF匹配网络可以包括负载电容和调谐电容。负载电容与负载(例如等离子体室)并联连接，并且调谐电容串联连接在RF输入端和负载之间。负载电容和/或调谐电容可以包括开关网络。开关网络通常包括多个场效应晶体管(FET)和/或多个p型本征n型(PIN)二极管。PIN二极管具有二进制状态(即导通(ON)或断开(OFF))。

由于所需二极管的数目，包括多个FET和/或多个PIN二极管的开关网络是复杂的。PIN二极管易于击穿并且相对较昂贵。以不连续的方式执行PIN二极管的开关以改变负载电容或调谐电容的总电容。PIN二极管的开关可以引起匹配网络的谐振频率和阻抗的不连续跳变，这可由RF源将RF信号提供到匹配网络的输入端而看到。此外，在由反馈控制回路重建谐振频率时，PIN二极管的开关可以引起RF源的非共振操作。非共振操作会对FET造成很大的压力。为了减小所述问题，例如，FET需要具有相关联的电容器和驱动电路。

开关PIN二极管存在各种挑战。通过在PIN二极管两端施加偏置电压，与PIN二极管相关联的电容被切换至电路。图1示出了阻抗匹配网络的传统双管脚(PIN)二极管电路10的示例示意图。双PIN二极管电路10包括PIN二极管14、16，以及相应的电容器C_n1、C_n2。PIN二极管14、16在RF输入端子18和RF输出端子20之间分别与电容器C_n1、C_n2串联连接。PIN二极管14、16分别接收偏置电压V_SWT1、V_SWT2。

在PIN二极管14、16中的一个或多个正向偏置时，双PIN二极管电路10处于导通模式，并且电流被允许在端子18、20之间流动。结果，电容器C_n1、C_n2被应用于阻抗匹配网络。相反，在PIN二极管反向偏置时，电流被阻止，并且在这种开路条件下，电容器C_n1、C_n2被从阻抗匹配网络移除。作为使用PIN二极管的备选例，可以使用FET开关。在FET开关实施方式中，每个单独的二极管用作具有ON(或导通)状态和OFF(或断开)状态的二进制开关。阻抗匹配网络可以包括PIN二极管网络来切换一组电容器以覆盖电容范围，该电容范围是覆盖与电抗器(或等离子体室)的处理范围相关联的阻抗空间所需的。

调谐分辨率

使用PIN二极管来开关电容器的显著缺点是调谐分辨率。需要数个PIN二极管和相关联的电容器来提供合适的电容范围以覆盖预定的阻抗调谐空间。设计要求可以是在电容范围内具有足够的二极管和电容器组合，以在每个二极管和电容器对之间排序时获得合适的分辨率。再次参照图1，在V_SWT1正向偏置并且V_SWT2反向偏置时，仅连接电容器C_n1。如果V_SWT2从反向偏置改变为正向偏置，则连接C_n1、C_n2的组合。在这种情形中，C_n1和C_n2之间的差异是电路的有效分辨率。为了获得更低的分辨率，必须将更多的PIN二极管/FET以及相应的电容器集成到阻抗匹配网络中。

PIN二极管和FET允许在电容改变之间快速切换。可以以比具有机电可变电容器的传统阻抗匹配电路更快的速率切换PIN二极管和FET。机电可变电容器的电容经由步进电机而改变，该步进电机以线性方式递增地改变电容值。利用PIN二极管和FET的电容改变允许跳过电容范围(或多个递增电容步长)，而机电可变电容器需要通过一系列的电容而递增地切换以达到期望电容。对于包括机电可变电容器的传统阻抗匹配电路，示例分辨率小于每相邻(或步进)电容切换转变的0.2皮法(pF)。

图2A和图2B示出了对于PIN二极管开关的两个阵列的阻抗调谐空间的差异，该差异传达了使用PIN二极管开关的实际调谐限制。图2A示出了对于具有PIN二极管的第一阵列的偏置匹配网络的阻抗调谐空间的史密斯图。图2B示出了对于具有PIN二极管的第二阵列的偏置匹配网络的另一阻抗调谐空间的史密斯图。对于图2A，阻抗匹配电路的负载电容器C1和调谐电容器C2包括二极管和电容器组合的各个集合，其中每个集合包括24个二极管和电容器组合以提供24×24阵列。由于C1和C2的不同预定电容范围，C1和C2的有效分辨率可以分别是每相邻电容切换转变的24pF以及每相邻电容切换转变的56pF。鉴于图2A的史密斯图，在对于该24×24阵列的构成可以看到在电容改变之间大的稀疏区域。C2比C1具有更大的分辨率。为了提高C2的分辨率，与C2相关联的阵列可以从24个二极管开关缩放到96个二极管开关。在图2B的史密斯图中示出了修订的阻抗调谐空间。采用增大数目的二极管，分辨率减小至每相邻电容切换转变的14pF。尽管提供了分辨率的减小，但是这不足以满足某些反射功率要求。不良电容器分辨率的结果是较低的阻抗调谐性能，并且满足0.25％反射功率的工业标准仍然是使用PIN二极管/开关的挑战。

电压和电流应力限制与具有与电容器串联的PIN二极管的PIN二极管电路(例如，图1的双PIN二极管电路)相关联。可以增大电容器的数目用于电流共用，这导致每PIN二极管/开关的更多电容器。为了管理电压应力，具有较高额定电压的PIN二极管可以被使用并具有增大的成本。此外，对于负载电容器C1，由于24个二极管开关位置和适当地共用的电流，要求92个电容器。对于调谐电容器C2，由于96个二极管开关位置和适当地共用的电流，要求960个电容器。因此，存在大量组件和与使用PIN二极管电路相关联的成本。此外，PIN二极管电路在满足目标调谐阻抗性能的能力有限。

发明内容

提供了一种包括粗调谐网络和细调谐网络的电子可变电容。粗调谐网络包括可切换电路，可切换电路配置为(i)从等离子体处理系统的RF发生器接收RF输入信号，(ii)将第一RF输出信号输出到参考端子或输出到负载，以及(iii)接收第一直流(DC)偏置电压。可切换电路被配置我在第一状态和第二状态之间切换。可切换电路的电容在处于第一状态时是基于第一DC偏置电压的，并且在处于第二状态时不是基于第一DC偏置电压的。细调谐网络与粗调谐网络并联连接，细调谐网络包括背对背二极管可变电抗器。背对背二极管可变电抗器被配置为接收第二DC偏置电压。背对背二极管可变电抗器包括配置为接收RF输入信号的第一二极管，以及以背对背配置与第一二极管连接并且配置为将第二RF输出信号输出到参考端子或输出到负载的第二二极管。背对背二极管可变电抗器的电容是基于第二DC偏置电压的。

在其他特征中，提供了一种操作电子可变电容的方法，其中第一电子可变电容包括混合调谐网络，该混合调谐网络包括粗调谐网络和细调谐网络。细调谐网络与粗调谐网络并联连接。方法包括：在粗调谐网络的可切换电路处从等离子体处理系统的RF发生器接收第一RF输入信号。可切换电路被配置为在第一状态和第二状态之间切换。方法还包括：将来自可切换电路的第一RF输出信号输出到参考端子或者输出到负载；在可切换电路处接收第一DC偏置电压，其中可切换电路的电容在处于第一状态时是基于第一DC偏置电压的，并且在处于第二状态时不是基于第一DC偏置电压的；以及在细调谐网络的背对背二极管可变电抗器处接收第二DC偏置电压。方法还包括：在背对背二极管可变电抗器的第一二极管处接收第一RF输入信号；以及将来自第二二极管的第二RF输出信号输出到参考端子或者输出到负载，其中第二二极管以背对背配置与第一二极管连接，并且其中背对背二极管可变电抗器的电容是基于第二DC偏置电压的。

在其他特征中，提供了一种方法，并且该方法包括：确定失真量，其中失真量指示从RF发生器向等离子体处理室提供的反射功率的量；以及基于失真量，确定电子可变电容的增益值，其中电子可变电容是连接在RF发生器和等离子体处理室之间的阻抗匹配网络的并联电容或串联电容。电子可变电容包括可切换电路和可变电抗器。可变电抗器与可切换电路并联连接。方法还包括：在直接收敛模式期间，将第一DC偏置电压从初始DC偏置电压直接地调节到第一目标电压；并且将第一目标电压供应到可切换电路或可变电抗器。

在其他特征中，提供了一种控制器，该控制器包括调节模块、控制电路和偏置电路。调节模块被配置为确定与从RF发生器到等离子体处理系统的阻抗匹配网络的RF功率的传送相对应的失真量。控制电路被配置为(i)基于失真量来产生控制信号，并且(ii)将控制信号输出到驱动器电路以将第一DC偏置电压提供到在阻抗匹配网络中的混合调谐网络的可切换电路的电容并设置该电容。偏置电路被配置为(i)基于失真量来产生第二DC偏置电压，并且(ii)将第二DC偏置电压输出到混合调谐网络的可变电抗器。调节模块被配置为：基于可切换电路的条件来接收第一反馈信号；基于可变电抗器的条件来接收第二反馈信号；基于第一反馈信号来调节控制信号；以及基于第二反馈信号来调节第二DC偏置电压。

本公开的其他可应用领域将根据详细说明书、权利要求和附图变得显而易见。详细说明书和具体示例旨在仅用于说明并且不旨在限制本公开的范围。

附图说明

根据详细说明书和附图，本公开将变得更能充分地理解，其中：

图1是阻抗匹配网络的传统双管脚二极管电路的示意图；

图2A是对于具有PIN二极管的第一阵列的偏置匹配网络的阻抗调谐空间的史密斯图；

图2B是对于具有PIN二极管的第二阵列的偏置匹配网络的另一阻抗调谐空间的史密斯图；

图3是场效应晶体管(FET)开关电容电路的示意图；

图4是对于在FET开关状态之间转变的可切换调谐网络的总电容和电容差的曲线图；

图5是根据本公开的包含前馈控制的RF电源系统的功能框图；

图6是根据本公开的包含前馈控制和功率校正反馈控制的RF电源系统的功能框图；

图7是RF等离子体系统的模型的示意图；

图8A是根据本公开的实施例的具有阳极相连二极管的背对背二极管可变电抗器的示意图；

图8B是根据本公开的实施例的具有阴极相连二极管的背对背二极管可变电抗器的示意图；

图9A是对于不同射频(RF)电源电压和偏置电压的图9的背对背二极管可变电抗器的可变电抗器电容的曲线图；

图9B是对于在特定RF功率水平处不同偏置电压的图9的背对背二极管可变电抗器的电容变化的曲线图；

图10是具有中心抽头电压偏置的传统可变电抗器的示意图；

图11A是对于不具有旁路电容器和RF扼流圈的图9A的背对背二极管可变电抗器的二极管电压与DC偏置电压的对比图；

图11B是对于不具有旁路电容器和RF扼流圈的图9A的背对背二极管可变电抗器的二极管电容与DC偏置电压的对比图；

图11C是对于不具有旁路电容器和RF扼流圈的图9A的背对背二极管可变电抗器的电容与DC偏置电压的对比图；

图12是根据本公开的实施例的具有粗调谐网络和细调谐网络的混合调谐网络的示意图；

图13是根据本公开的实施例的开关驱动器电路的示意图；

图14是根据本公开的实施例的包括阻抗变换变压器的阻抗匹配网络的示意图；

图15A是根据本公开的实施例的阻抗匹配网络的示意图；

图15B是图15A的阻抗匹配网络的调谐电容的电抗和负载电容的电抗的史密斯图；

图16A是不具有空气盘绕变压器的调谐电容的串联电抗的曲线图；

图16B是具有空气盘绕变压器的调谐电容的串联电抗的曲线图；

图17是根据本公开的实施例的另一阻抗匹配网络的示意图；

图18是根据本公开的实施例的包括混合调谐网络的双机壳的视图；

图19是根据本公开的实施例的包括混合调谐网络的阻抗匹配网络的调谐和负载空间的史密斯图；

图20是根据本公开的实施例的用于将控制信号和DC偏置电压供应到混合调谐网络的控制电路的功能框图；

图21说明了根据本公开的实施例的用于对阻抗匹配网络的混合调谐网络的电子可变电容器进行调谐的混合调谐控制方法；

图22A是根据本公开的实施例的并联电容器的增益与失真量的对比图；

图22B是根据本公开的实施例的串联电容器的增益与失真量的对比图；

图23A是说明图21的方法的第一示例的电容条图；

图23B是说明图21的方法的第二示例的电容条图；

图23C是说明图21的方法的第三示例的电容条图；

图23D是说明图21的方法的第四示例的电容条图；

图24是根据本公开的实施例的包括混合调谐网络的阻抗匹配网络的双模型阻抗范围的史密斯图；以及

图25是根据本公开的实施例的在阻抗匹配网络处包括自主调谐的RF电源系统的功能框图。

具体实施方式

在以下描述中，数字标志符可用于在不同附图中指代相同的电路元件、组件、模块等。例如，图6的数字标志符‘150’指代图5中相同的阻抗匹配网络‘150’。此外，在以下描述中，字母数字标志符可不用于指代不同附图中的相同电路元件。例如，图8A中字母数字标志符‘C1’指代与图12中字母数字标志符‘C1’不同的电容器。

图3示出了FET开关电容电路50，其包括第一场效应晶体管FET1、第二场效应晶体管FET2、电容器C_A、C_B以及电感器L1-L5。FET开关电容电路50可以被包括作为阻抗匹配网络的负载电容器或调谐电容器的一部分。FET1的漏极端子(i)经由C_A被连接到RF输入端子52，并(ii)被连接到L3。FET1、FET2的源极端子彼此连接。FET1的栅极端子被连接到L1，L1从电压源54接收直流(DC)控制电压V_DC。FET1、FET2的源极端子被连接到L4，L4被连接到参考端子(或地线)56。电压源54被连接到参考端子56。FET2的栅极端子被连接到L2，L2从电压源54接收DC控制电压V_DC。FET2的漏极端子被连接到L5。L3和L5被连接到偏置端子58，偏置端子58接收DC偏置电压V_BIAS。FET2的漏极端子经由C_B也被连接到RF输出端子60。

从FET1、FET2的漏极到源极跨FET1、FET2中的每一个而施加DC偏置电压V_BIAS。取决于DC控制电压V_DC以及FET1、FET2的ON/OFF状态，DC偏置电压V_BIAS对应于两个电压电平中的一个。在栅极被驱动断开时，DC偏置电压V_BIAS为高。作为示例，DC偏置电压V_BIAS可以在600VDC的预定范围内。这提供了与OFF FET相关联的较低电容值的益处。在FET对(或FET1和FET2)导通(称作“导通模式”)时，DC偏置电压V_BIAS被驱动朝向0VDC。电容器C_A、C_B被连接在端子52、60之间，与FET1、FET2是否ON无关。在FET1、FET2为ON时，电容由C_A、C_B的电容提供。当FET1、FET2为OFF时，电容由电容C_A、C_B以及串联连接的FET1、FET2的电容提供。FET1、FET2的电容共同称作输出源极到衬底电容C_OSS，该C_OSS是基于DC偏置电压V_BIAS的。DC偏置电压V_BIAS大于0VDC。

为了为阻抗匹配网络的负载电容或调谐电容提供可能的电容范围，可以提供可切换调谐网络，包括多个版本的FET开关电容电路50。FET开关电容电路50被构造用于FET对的并联组合。多个版本的RF输入端子和RF输出端子可以连接，使得FET对与相应的电容C_A、C_B并联连接。FET对中的每个接收各自的DC偏置电压。在图3中，FET1、FET2被称作FET对。可切换调谐网络可以包括多个版本的FET开关电容电路，包括FET对和相应的电容C_A、C_B。FET开关电容电路中的每个提供预定的和各自的电容范围。以下表格1提供了对于五个FET开关电容电路中的每个的测量电容的示例。

表格1FET开关电容电路的FET对的电容值的示例。

图4示出了对于与表格1相关联的可切换调谐网络的总电容值和电容差的曲线图。可切换调谐网络通过FET对ON/OFF状态的序列而切换。序列产生了图4的总电容值的上升范围。第二y轴线示出了对于每个电容的连续变化的电容差。电容的连续变化与改变可切换调谐网络中的一个或多个开关的一个或多个状态相关联。尽管曲线图示出了电容差的四个显著峰值，但是平均地，电容差小于50pF。通过调节电容器C_A、C_B，可以减小峰值。这是因为每个峰值与一个特定FET开关对相关联。峰值可能无法完全减小。这是因为可以通过改变向FET对提供的一个或多个偏置电压而解决电容器差异。结果，FET开关电容电路具有固有的分辨率限制。为了进一步减小峰值并提供细调谐，一个或多个电抗器电路可以被并联连接到可切换调谐网络。这在下面进一步被示出并描述。在图12中示出了包括与一个或多个可变电抗器并联连接的可切换调谐网络的混合调谐网络的示例。

混合调谐网络在此被公开并且可以包括固态可变电容器，其中每个固态可变电容器包括与一个或多个可变电抗器并联连接的FET开关的网络。每个可变电抗器包括二极管的网络，二极管被偏置以改变混合调谐网络的净电容。FET开关的网络提供粗调谐能力。可变电抗器提供细调谐能力。粗调谐能力和细调谐能力提供相对于现有技术实施方式的改进的调谐操作。附加特征包括提高的偏置电压下的改进的开关速率以获得宽电容范围和分辨率。此外，为了减小电压应力，固态可变电容器可以被耦合到空心变压器。这样的示例被示出在图18中。固态可变电容器与空心变压器的组合实现阻抗匹配网络的完全电子控制的匹配。此外，阻抗匹配网络和/或其部分可以封装在密封的壳体中，该壳体防止可以退化阻抗匹配网络和/或环境的空气交换。环境可以指代设施内的其中空气洁净度对于高容量制造有高度重要性的区域。

图5示出了RF电源系统100，其包括RF发生器102、匹配网络104(在此也称作“阻抗匹配网络”)以及匹配网络104的负载106。RF发生器102产生RF功率信号107，该RF功率信号107被提供到匹配网络104。匹配网络104将匹配网络104的输入阻抗与RF发生器102和匹配网络104之间的传输线108的特征阻抗相匹配。换言之，匹配网络104将负载106的阻抗与通过RF发生器102的输出端所看到的阻抗相匹配。匹配网络104和负载106可被视为RF发生器102上的负载。负载106可以例如是等离子体室或其他RF负载。负载106的阻抗可以是静态的(即随时间而不改变)或动态的(即随时间而改变)。

RF发生器102包括RF电源120(或功率放大器)以及反馈回路122。功率放大器120产生RF功率信号107，该功率信号107被输出到匹配网络104。功率放大器120可以基于从在功率放大器120外部的电源124接收的功率信号来产生RF功率信号107。尽管电源124被示出为RF发生器102的一部分，但是电源124可以在RF发生器102外部。电源124可以例如是直流(DC)电源。

反馈回路122包括一个或多个传感器(第一传感器)126、缩放模块128、第一加法器130和功率控制模块132。传感器126可以包括电压、电流和/或方向耦合器传感器。传感器126可以检测(i)功率放大器120的电压V输出和电流I输出，和/或(ii)功率放大器120和/或RF发生器102的正向(或源)功率P_FWD输出以及从匹配网络104接收的反向(或反射)功率P_REV。电压V、电流I、正向功率P_FWD和反向功率P_REV可以是功率放大器120的输出的实际电压、电流、正向功率和反向功率的缩放版本和/或过滤版本。传感器126可以是模拟传感器和/或数字传感器。在数字实施方式中，传感器126可以包括模拟到数字(A/D)转换器以及具有相应的采样速率的信号采样组件。

传感器126产生传感器信号133，该传感器信号133由缩放模块128接收。缩放模块128缩放传感器信号133并产生功率反馈信号134。功率反馈信号134基于传感器信号133和缩放矩阵而产生。功率反馈信号134可以表示对于正向功率校平输送功率的正向功率。功率反馈信号134可以表示传送到匹配网络104的RF功率或者负载功率P_d，并且可以由方程1表示，其中V是功率放大器120和/或RF发生器102的电压输出，I是功率放大器120和/或RF发生器102的电流输出，并且Θ是在功率放大器120的电压和电流输出V、I之间的相位差。

P_d＝|V||I|cos(Θ)＝P_FWD-P_REV (1)

第一加法器130将功率反馈信号134与可以由功率设定点模块138产生的预定功率设定点信号136相加。误差信号e_fb可以从预定的功率设定点信号136减去功率反馈信号134而产生。

功率控制模块132接收误差信号e_fb并产生功率控制信号以调节功率放大器120的功率输出。功率控制信号被提供到功率放大器120。功率放大器120基于功率控制信号来调节RF功率信号107。RF功率信号107可以是连续波形或脉冲波形。在此所述的伺服控制允许RF功率信号107由于与伺服控制相关联的更新速率而是脉冲的。功率控制模块132可以包括比例积分微分(PID)控制器和/或直接数字综合(DDS)组件。在一个实施方式中，功率控制模块132是具有被标识为的函数的第一PID控制器。功率控制信号可以是驱动信号并且具有DC偏移或干线电压、频率和相位。然而，功率控制信号并不调节RF功率信号107的频率。

RF发生器102还可以包括第一前馈回路140和第二前馈回路142。第一前馈回路140包括第一失真模块144和第一校正电路146。第一失真模块144确定表示如在功率放大器120和/或RF发生器102的输出端处所看到的失真的失真值d_t。在此所述的失真值可以在图21的混合调谐控制方法期间使用。第一失真值d_t基于传感器信号133和失真函数而产生。失真函数在下面被详细描述。第一校正电路146基于第一失真值d_t来产生第一功率调谐值(或第一阻抗调谐值)调谐值被提供到匹配网络104用于频率响应调谐和阻抗调节目的。第一失真模块144可以基于正弦函数和/或互相关函数来确定第一失真值d_t。

在此公开了多个技术，包括最大化具有动态负载(即具有改变的阻抗的负载)的RF电源系统中的最优功率传送。参照图5描述的第一技术包括连接到匹配网络104的RF电源124。匹配网络104可以包括具有一个或多个可变调谐元件152(例如，可变电容器)的阻抗匹配网络150。每个可变调谐元件可以包括混合调谐网络153。可变调谐元件152可以为‘L’配置(一个电容与RF发生器102并联并且一个电容与负载106串联)或者如以下图14和图17中所示的其他配置。

可变调谐元件152被用于调节匹配网络104的调谐参数和负载参数，并且可以分别具有相关联的调谐输入端154和负载输入端156。调谐参数和负载参数涉及经由可变调谐元件152而在匹配网络104中执行的阻抗调节。作为示例，调谐参数和负载参数可以与匹配网络104中电容器的各自电容相关联。

参照图6所述的第二技术介绍了对功率放大器120的可变频率调节并且可以替代于第一技术或者与第一技术组合而使用。在使用第二技术时，调谐参数和负载参数可以分别是固定的、分立可选择的、和/或可调节的。

在第一技术和第二技术两者中，从功率放大器120传送到匹配网络104的RF功率P_d被最大化。这可以在到匹配网络104的正向功率P_FWD被最大化和/或来自匹配网络的反向功率P_REV被最小化时发生。第一失真值d_t在不确定相位Θ的情况下经由第一失真模块144使用向量计算而确定。第一失真值d_t可以等于正弦函数和/或由其表示。

在此公开的技术针对最大化功率传送实现了灵活频率RF电源(功率放大器120)的自主伺服。尽管伺服控制包括反馈控制和前馈控制，然而在此提供的前馈控制有助于快速地最大化传送到匹配网络104的功率。这些技术包括确定RF电源系统(RF电源系统110)的失真以及使用向量计算来提供前馈校正。失真涉及由于负载阻抗的电抗改变而引起的反射功率，这直接地与相位Θ的正弦函数相关。作为使用正弦函数的备选例和/或除使用正弦函数之外，可以使用互相关函数来确定第一失真值d_t。第一失真模块144可以确定第一失真值d_t。

再次参照图5，在一个实施方式中，第一校正电路146包括第一输入模块160、第二加法器162和调谐控制模块164(或)。第一输入模块160可以产生第一预定值(例如，在根据正弦函数确定失真值d_t时为0，或者在根据余弦函数确定失真值d_t时为1)。第二加法器162可以从第一预定值减去第一失真值d_t来产生调谐或第一校正值c_t。调谐控制模块164可以包括第二PID控制器并基于第一校正值c_t产生功率调谐值(或第一阻抗调谐值)调谐控制模块164可以调节功率调谐值以将第一失真值d_t与第一预定值相匹配。调谐控制模块164可以产生和/或接收第一预定值。

第二前馈回路142可以包括第二失真模块170和第二校正电路172。第二失真模块170基于传感器信号133和第二失真函数来确定幅度(或第二失真值)d_l的比率。第一失真值d_t和第二失真值d_l各自提供如由传感器33测量的失真和/或相关联的参数的指示。

第二校正电路172可以包括负载设定点模块176、第三加法器178以及负载控制模块180，该负载控制模块180可以表示为函数负载设定点模块176可以产生预定负载设定点值(例如，50欧姆(Ω))。第三加法器178可以从负载设定点值减去第二失真值d_l来产生负载校正值(第二校正值)c_l。

负载控制模块180可以包括第三PID控制器并且可以基于第二校正值c_l来产生功率负载值(或第二阻抗调谐值)负载控制模块180可以调节功率负载值以将第二失真值d_l与负载设定点值相匹配。负载控制模块180可以产生和/或接收负载设定点值。

调谐控制模块164和负载控制模块180如由箭头182所示被耦接。箭头182表示在匹配网络104的调谐输入端154和负载输入端156之间的相互耦接。在功率调谐值通过调谐控制模块164而直接地调节时，功率负载值被影响(或间接地被调节)。类似地，在功率负载值通过负载控制模块180直接地调节时，功率调谐值被影响(或间接地被调节)。调谐输入端154和负载输入端156分别通过功率调谐值和功率负载值而被调节。

匹配网络104也可以包括第二传感器190。第二传感器190可以包括相位传感器和幅度传感器，他们由阻抗匹配网络150使用以调节调谐输入端154和负载输入端156。阻抗匹配网络150可以调节调谐输入端154和负载输入端156，使得负载106和匹配网络104具有如通过功率放大器120和/或RF发生器102看到的、与传输线108的阻抗相匹配的阻抗。调谐输入端154和负载输入端156可以被调节，直到RF功率信号107的相位为0并且匹配网络104的阻抗位于预定阻抗(例如，50Ω)处。这有助于最小化反向功率P_REV，这使得向匹配网络104传送的功率最大化。第二传感器190可以被电耦接到传输线108并用于检测RF电源系统100的失真(或P_REV)。由阻抗匹配网络150基于第二传感器190的输出所执行的调谐和负载调节不需要完全最大化所传送的功率，因为前馈回路140、142进一步有助于最大化所传送的功率。

第二传感器190可以位于匹配网络104的输入端处而非匹配网络104的输出端处，以将RF电源系统10的失真量化为反向功率P_REV的函数。匹配网络104可以应用前馈匹配校正以校正在匹配网络104和传输线108之间的阻抗失配。由功率控制模块132和匹配网络104(和/或匹配网络104的控制器)对功率输送的共同功率传送贡献可以分析地表示为由这些控制器提供的校正值的总和。该总和由方程2提供，其中u是总失真校正。

调谐控制模块164和负载控制模块180提供失真校正值和失真校正值和被提供到调谐输入端154和负载输入端156。匹配校正值可以表示为这些校正值的总和，如由方程3所表示。

在没有匹配网络104的失真校正的情况下，如果在没有前馈控制的情况下使用反馈控制，则RF电源系统100中可以存在损耗。第二传感器190可以被耦接到传输线108以测量反向功率P_REV。匹配网络104可以不校正所有失真，因为其他前馈控制经由前馈回路140、142而提供。匹配网络104可以基于反向功率P_REV来调节调谐输入端154和负载输入端156。如由匹配网络104执行的失真校正可以被限制并且可以由于模型缺陷和/或测量误差而不将反向功率P_REV减小到0。由前馈回路140、142提供的前馈校正可以进一步校正失真并将反向功率P_REV减小到0。

图6示出了RF电源系统200，其包括RF发生器202、具有阻抗匹配网络150和第二传感器190的匹配网络104、以及负载106。RF发生器202产生RF功率信号204，该RF功率信号204被提供到阻抗匹配网络150。RF发生器202包括RF电源(或功率放大器)206和反馈回路122。功率放大器206产生RF功率信号204，该RF功率信号204是到匹配网络104的输出。功率放大器206可以基于(i)从在功率放大器206外部的电源124接收的功率信号，和/或(ii)频率调谐值来产生RF功率信号204。电源124可以例如是直流(DC)电源。

反馈回路122包括传感器126、缩放模块128、第一加法器130和功率控制模块132。传感器126产生由缩放模块128接收的传感器信号133。缩放模块128缩放传感器信号133并产生功率反馈信号134。功率反馈信号134基于传感器信号133和缩放矩阵而产生。第一加法器130将功率反馈信号134与可由功率设定点模块138产生的预定功率设定点信号136相加。可以从预定功率设定点信号136减去功率反馈信号134来产生误差信号e_fb。

功率控制模块132接收误差信号e_fb并产生功率控制信号以调节功率放大器206的功率输出。功率放大器206基于功率控制信号和频率调谐值来调节RF功率信号204。RF功率信号204可以是脉冲波形并具有基于频率调谐值的频率集合。

RF发生器102还可以包括第一前馈回路140、第二前馈回路142和第三前馈回路210。RF电源系统100可以包括第三前馈回路210而不包括第一前馈回路140和第二前馈回路142，或者可以包括第一、第二和第三前馈回路140、142、210，如图所示。第一前馈回路140包括第一失真模块144，以及具有第一输入模块160、第二加法器162和调谐控制模块164的第一校正电路146。第二前馈回路142可以包括第二失真模块170，以及具有负载设定点模块176、第三加法器178和负载控制模块180的第二校正电路172。

尽管第三前馈回路210被绘制为反馈回路，但是第三前馈回路210执行作为前馈回路并执行前馈功能并且因此在此被称作前馈回路。第三前馈回路210提供频率调谐值该频率调谐值用于调节RF功率信号204的频率。通过调节RF功率信号204的频率，匹配网络104的频率响应改变，这改变了匹配网络104中的阻抗。这些阻抗改变影响在匹配网络104和传输线108之间的阻抗匹配，这影响了反向功率P_REV的量以及所传送功率P_d的量。

第三前馈回路210包括第一失真模块44和第三校正电路212。第三校正电路212包括第二输入模块214、第四加法器216和频率控制模块218，该频率控制模块218可以被表示为函数第二输入模块214产生第三预定值(例如，1)。第四加法器216可以从第三预定值减去失真调谐值d_t以产生第三校正值c_f。频率控制模块218可以包括第四PID控制器，并且基于第三校正值c_f来产生频率调谐值频率控制模块218可以调节频率调谐值以将第一失真值d_t与第三预定值相匹配。频率控制模块218可以产生和/或接收第三预定值。

图7示出了等离子体系统300的通用模型。等离子体系统300包括RF电源302、匹配网络304和等离子体室306。RF电源302产生经由具有电阻R_T 330的传输线308和匹配网络304而到等离子体室306的正弦输出信号。匹配网络304的电路组件可以被包括在图5至图6的匹配网络104中。匹配网络304被建模为短路接地的可调谐负载电容器C_LOAD 312、与传输线308和输出电感L_O 316串联的可调谐串联电容C_TUNE 314。电容器312、314可以被替换为其他可变调谐元件、电路和/或网络。流入匹配网络304的电流被示出为i_l(t)，通过匹配网络304循环的电压被指示为v_l(t)，并且匹配网络304的阻抗被示出为Z_l。等离子体室306被建模为与电抗元件、寄生电容C_P 322串联的实部电阻负载R_P 320。电阻负载R_P 320和寄生电容C_P322的串联组合被放置为与电抗性杂散电容C_STRAY 326并联。流入等离子体室306的电流被示出为i_p(t)，通过等离子体室306循环的电压被指示为v_p(t)，并且等离子体室306的阻抗被示出为Z_p。

电容器312、314可以各自被替换为、实施为、和/或包括在此公开的任何混合调谐网络。电容器被指代为电子可变电容器(eVCs)，因为电容器312、314的电容被电子地控制。混合调谐网络的示例在下面被公开。每个混合调谐网络可以被用于粗调谐和细调谐。可以诊断控制模块350、致动器控制模块/设备362、由图5至图6中的调谐控制模块164和/或图5至图6中的负载控制模块180来控制粗调谐和细调谐。可以基于在此所述的一个或多个失真信号d_t、d_l、d来执行调谐，如下面进一步描述。

对于远程阻抗调谐操作，在RF电源与阻抗匹配设备之间的通信链路351被提供用于传输可配置电抗元件的期望可变性。作为示例，通信链路351可以被连接在电路146、172与匹配网络104之间，并且包括失真校正(或致动器命令)信号通信链路可以是模拟通信链路或数字通信链路。

控制阻抗调谐的示例电路和模块是电路146、172以及模块144、160、164、170、176、180，他们可以基于在此公开的失真量来控制阻抗调谐。通过远程阻抗控制接口(例如显示器197)，可以报告设备细节以及性能统计。

在此所述的前馈阻抗调谐可以使用失真的数值复量的概念，d＝d_r+jd_i。改变相应的致动器直到min(d)＝min(d_r)＝min(d_i)。对阻抗调谐致动器的更新通过传统的比例积分微分(PID)控制器而支配。对PID控制器的增益被选择为在没有显著的过冲(欠阻尼)或大体过阻尼的性能的情况下合适地调谐阻抗调谐设备的负载阻抗。因此，对于与致动器命令信号x的改变到失真的改变相对应的特定范围，增益被选择为

背对背二极管可变电抗器

图8A是包括一对二极管D1、D2，电感器L1、L2以及电容器C1的背对背二极管可变电抗器400的示意图。二极管D1、D2和电感器L1、L2串联连接在DC偏置电压端子402与参考端子(或地线)404之间。二极管D1、D2的阳极彼此连接。在二极管D2和电感器L2之间的端子406处接收RF输入信号。电容器C1是允许RF功率通过的旁路电容器，并且(i)在第一端处连接到电感器L1和二极管D1的阴极，以及(ii)在第二端处连接到RF输出端子或接地端子408。电感器L1、L2可以被称作RF扼流圈，因为电感器L1、L2阻止RF功率通过。

图8A的背对背二极管可变电抗器400可以与图3的FET开关电容电路50并联连接。这种组合提供了可以用于粗调谐以及细调谐两者的混合调谐网络的示例。FET开关电容电路可以用于粗调谐，并且背对背二极管可变电抗器400可以用于细调谐。

背对背二极管可变电抗器400在端子402处被供应DC偏置电压V_BIAS，该DC偏置电压用于设置背对背二极管可变电抗器400的在RF输入端子406与RF输出或接地端子408之间的电容。这不同于在二极管D1、D2的中心抽头(或阳极)处提供DC偏置电压，其中等量电压被施加到二极管D1、D2中的每个。在施加非零正DC偏置电压V_BIAS时，跨二极管D1、D2中的每个的阳极-阴极电压达到电荷平衡条件。结果，二极管D1并反向偏置并且二极管D2被稍微正向偏置。正向偏置小于二极管D2的内置电势，因为反向偏置的二极管D1阻止DC电流流动。

p型/n型(PN)结的电容可以被表达为由方程4提供，其中φ是二极管的内置电势，V_BIAS是所施加的DC偏置电压，n是二极管电容的幂指数，以及K是电容常数。

幂指数n取决于用于制造相应二极管的制造技术。例如，均匀掺杂结具有0.5的幂指数n。内置电势φ的示例值是0.5-1.6V。电容常数K也已知为零偏置结电容并且取决于二极管构造和设备面积。表达式4的电容关系导致在最小(幅度)DC偏置电压处具有最高电容的急剧非线性电容-电压曲线(这样的示例被示出在图9A、图9B中)。

对于背靠背二极管可变电抗器400，对于相应的DC偏置电压提供三个示例。对于第一示例，DC偏置电压是0V且二极管D1、D2具有近似等于K的电容。这导致串联的二极管D1、D2的合成电容是K/2。对于第二示例，DC偏置电压是10V，二极管D1被稍微正向偏置小于φ，二极管D2的电容等于K，并且二极管D1被反向偏置10-φ并且具有比D2低的电容。结果，二极管D1、D2的合成电容是二极管D1、D2的电容的串联组合。对于第三示例，DC偏置电压是500V，二极管D2被稍微正向偏置小于φ，二极管D2的电容等于K(或相对高电容)，以及二极管D1被提供具有高反向DC偏置电压并且由此具有比二极管D2小的电容。二极管D1的小电容支配二极管D1、D2的合成电容，因为二极管D1、D2串联连接。

一个二极管被稍微正向偏置的条件不同于具有中心抽头偏置电路的传统可变电抗器。具有中心抽头偏置电路的示例传统可变电抗器被示出在图10中，其中两个二极管通过DC偏置电压而被反向偏置。在DC偏置电压加上RF输入信号的电压小于相应的背对背二极管的雪崩击穿电压(例如，±1200V)时，在此公开的可变电抗器调谐电路操作作为可变电容器。具有中心抽头偏置电路的传统可变电抗器不起可变电容器的作用，除非每个二极管的偏置电压是负的并且具有比峰值RF电压更大的绝对值。这不同于所公开的可变电抗器调谐电路，该可变电抗器调谐电路允许二极管中的一个被正向偏置并且允许二极管以具有比接收的RF输入信号的峰值电压小的绝对值的电压而被偏置。

在二极管中的一个被正向偏置并且二极管中的另一个被反向偏置时，所公开的可变电抗器调谐电路操作作为可变电容。由于二极管中的一个被反向偏置，在DC偏置电压大于0并且其幅度被调节时，跨另一个二极管的正向偏置电压保持在小于内置电势(例如1.6V)的电压(例如1.2V)下，并且被阻止超过内置电势φ。这允许所公开的可变电抗器电路针于大范围DC偏置电压继续操作作为可变电容器，参见例如图11A。对具有中心抽头偏置电压的传统可变电抗器的二极管进行零偏置由于接收的RF电压和二极管不再操作作为可变电容器而导致二极管调谐导通。在传统可变电抗器的二极管导通时，传统可变电抗器操作作为整流器并且不再操作作为可变电容器。这不同于所公开的可变电抗器调谐电路，该可变电抗器调谐电路在跨二极管的DC偏置电压为0时提供峰值电容，参见例如图11C。在DC偏置电压为0时，所公开的可变电抗器调谐电路的二极管断开(在大于内置电势φ的电压下没有被正向偏置)。所公开的可变电抗器电路的电容随着DC偏置电压增大而减小。结果，所公开的可变电抗器调谐电路根本上不同于具有中心抽头偏置电压的传统可变电抗器电路而操作。

如果小RF输入电压(远小于DC偏置电压)被施加到背对背二极管可变电抗器400，则电容可以从K/2改变到较小值(其中背对背二极管可变电抗器400的最大电容Cmax与背对背二极管可变电抗器400的最小电容Cmin的比率范围为3-10x，其中x是预定值)。在RF输入信号电压增大(如在高功率电路中)时，当RF输入信号从正峰值转变为负峰值，二极管D1、D2可以交替地变为反向偏置。这种情况的净效应减小了背对背二极管可变电抗器400的调谐范围。这种效应可以通过添加与现有二极管D1、D2串联的二极管对而减小，但这会减小背对背二极管可变电抗器400的电容并增大成本/复杂性。参照例如图12、图14、图17和图21至图22所述的混合调谐电路克服了这些问题。

对于小RF输入信号(例如，小于10V峰值对峰值)，可以使用以下方程5-11以及图11A至图11C或者他们的变形，取决于在所监控和/或操作的可变电抗器中所包括的组件。方程5-11以及图11A至图11B的曲线图在没有RF扼流圈(例如，电感器L1、L2)并且没有一个或多个旁路电容器(例如，电容器C1)的情况下是对于图8A的背对背二极管可变电抗器。

如果方程4的幂指数n等于0.5，方程4可以转换为方程5。

方程5的电容关系具有在DC偏置电压的最小幅度处具有最高电容的相应的急剧非线性电容-电压曲线。由于二极管D1、D2背对背串联布置，二极管D1、D2的阳极具有相等且相反的电荷，使得二极管D1的电荷Q1等于二极管D2的电荷Q2，其中V₁是跨二极管D1的电压并且由图11A中的曲线420表示。电荷Q1由方程6表示并且电荷Q2由方程7表示，其中电压V₂是跨二极管D2的电压并且由图11A中曲线422表示。设置Q1等于Q2提供了方程8。

此外，由于跨二极管D1、D2的电压被定义为从阳极到阴极，所以跨二极管D1、D2的总电压V由方程9表示。

V＝V₂-V₁ (9)

方程7至方程9可以用于求解V₁和/或V₂。例如，因为V₂等于V加上V₁，可以转换方程8以提供方程10。

根据V求解V₁提供了方程11。可以为V₂提供类似的方程。

图11A提供了V₁、V₂与DC偏置电压对比的示例曲线图。

可以使用方程12至方程14来确定二极管D1、D2的各自电容C₁、C₂以及跨二极管D1、D2的总电容C_T。可以经由图5至图7中的模块和/或设备350、164、180、362和/或在图21的方法期间确定这些电容。

图11B示出了电容C₁、C₂与DC偏置电压对比的各自曲线430、432。图11C示出了总电容C_T与DC偏置电压对比的曲线440。

可变电抗器电路变量

背对背二极管可变电抗器400的背对背二极管配置减小了可以由非线性电容-RF输入电压关系导致的谐波。由于电荷守恒，因为一个二极管的电容增大而另一个二极管的电容减小，谐波被减小。如果施加DC偏置电压，中心节点(或者在二极管D1、D2阳极之间的节点)被充电。在DC偏置电压依据二极管D1的泄漏电流而被移除时，跨二极管D1、D2的电压缓慢地衰减。如果要求非常快的电容改变，这可能引起问题。分压电阻器R1(例如，100千欧电阻器)如所示可以跨二极管D1而连接以允许DC偏置电压的较快改变，或者可以连接在(i)二极管D1、D2与(ii)地线之间。分压电阻器R1的第一端可以连接到二极管D1、D2之间的中心抽头，并且分压电阻器R1的第二端可以连接到地线。尽管图8A示出了阳极对阳极连接的二极管D1、D2，但是二极管可以阴极对阴极连接，其中二极管D1、D2的各自阳极连接到(i)电感器L1和电容器C1、以及(ii)RF输入端子和电感器L2。这被示出在图8B中。

背对背二极管可变电抗器400对DC偏置电压的改变做出响应。改变是所施加的RF输入电压的函数。这被示出在图9A中。通过改变RF功率水平，所施加的RF输入电压具有对于背对背二极管可变电抗器400的电容范围的可察觉的影响。为了理解这种效应的幅度，在图9B中示出了对于不同RF功率水平的电容差以及对于背对背二极管可变电抗器400的DC偏置电压。在高功率水平处，RF功率水平对电容改变的影响被减小。出于这个原因，背对背二极管可变电抗器400可以与FET开关电容电路50结合以用于细调谐目的。DC偏置电压可以被设置为高以将RF功率水平对背对背二极管可变电抗器400的电容的影响最小化，从而允许电容根据由FET开关电容电路50所设置的设定点或者范围而被细调谐。通过调节DC偏置电压来细调谐电容。

图12示出了具有粗调谐网络502和细调谐网络504的混合调谐网络500。细调谐网络504在RF输入端子505和RF输出端或参考端子506之间与粗调谐网络502并联连接。如果端子506是参考端子，则参考端子506可以连接到地线。尽管粗调谐网络502被示出为包括多个FET的可切换电路，但是粗调谐网络502可以包括PIN二极管、继电器、和/或具有可控状态改变的其他元件。粗调谐网络502包括一个或多个FET开关电容电路508(示出了m个FET开关电容电路)。在一个实施例中，粗调谐网络502包括五个FET开关电容电路508。细调谐网络504包括一个或多个可变电抗器509(示出了n个可变电抗器)。在一个实施例中，每个可变电抗器509包括两对背对背二极管。在实施例中，细调谐网络504包括两个可变电抗器。电感器L_RF被连接在RF输入端子505与地线之间。取决于混合调谐网络500是否被包括在并联eVC(例如，C_LOAD)或串联eVC(例如，C_TUNE)中，FET开关电容电路508和可变电抗器509将相应RF输出信号输出到RF输出端或参考端子506。

每个FET开关电容电路508包括相应的：晶体管T1、T2；电容器C1、C2、C3、C4；电感器L1、L2、L3、L4、L5；以及电阻器R1、R2、R3。晶体管T1、T2如所示可以是具有源极到漏极二极管的功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或者可以被替换为其他开关设备，例如其他类型晶体管和/或RF开关(例如，微机电(MEM)开关)。每个FET开关电容电路508的电路元件的电感和电阻可以不同。在一个实施例中，每个FET开关电容电路508的晶体管T1、T2和电容器C1、C2、C3、C4的电容不同，使得每个FET开关电容电路508提供不同的总电容。

对于每个FET开关电容电路508，晶体管T1、T2的源极被连接到电感器L2，电感器L2被连接到地线。晶体管T1、T2的栅极被连接到电感器L1。电阻器R1和电感器L1串联连接在栅极和控制端子510之间。晶体管T1的漏极被连接到电容器C1、C2并且被连接到电感器L3。电容器C1、C2并联连接在晶体管T1的漏极和RF输入端子505之间。电感器L3、L4和电阻器R2串联连接在晶体管T1的漏极和偏置输入端子512之间，该偏置输入端子512接收相应的DC偏置电压。可以从图5至图7中的模块和/或设备350、164、180、362中的一个接收DC偏置电压。电感器L5和电阻器R3被连接在晶体管T2的漏极和偏置输入端子512之间。电容器C3、C4并联连接在晶体管T2的漏极和RF输出端或参考端子506之间。

电感器L1、L2、L3、L4、L5阻止RF信号传到控制电路、DC偏置电路和/或地线。在晶体管T1的漏极处接收比在晶体管T1、T2的源极和/或晶体管T2的漏极处存在的更多RF功率。出于这个原因，两个电感器L3、L4被提供在晶体管T1的漏极和DC偏置端子512之间，以提供附加保护来防止RF功率从电容器C1、C2传到DC偏置端子512。每个FET开关电容电路508具有各自的DC偏置端子并接收各自的DC偏置电压。

每个可变电抗器509包括第一对背对背二极管D1、D2，第二对背对背二极管D3、D4，电阻器R1、R2，电感器L1，以及电容器C1、C2、C3。二极管D1、D2的阳极可以彼此连接，并且二极管D3、D4的阳极可以彼此连接。在另一实施例中，二极管D1、D2的阴极彼此连接，并且二极管D3、D4的阴极彼此连接。二极管D1、D2和电感器L1串联连接在RF输入端子505和DC偏置端子520之间。基于接收到的DC偏置电压来偏置二极管D1、D2、D3、D4。每个可变电抗器59可以具有各自的DC偏置端子并接收各自的DC偏置电压。在实施例中，如所示，可变电抗器509具有公共DC偏置端子520并接收相同的DC偏置电压。

可变电抗器509的电阻器R1被连接在D1、D2的阳极与地线之间。电阻器R2被连接在D3、D4的阳极与地线之间。二极管D2、D4的阴极彼此连接。可变电抗器509的电容器C1、C2、C3并联连接并且被连接在二极管D2、D4的阴极与RF输出端或参考端子506之间。

被提供到FET开关电容电路508和可变电抗器509的DC偏置端子(例如512、520)的DC偏置电压可以在0-800VDC之间并且由数字到模拟(D到A)转换器(例如图20中示出了D到A转换器的示例)提供。D到A转换器可以包括转换器、变压器、和/或其他电路元件用于将0-3.3VDC转换到0-800VDC。在晶体管T1、T2处于断开状态时(或者在FET电容控制模式期间)，DC偏置电压被提供到FET开关电容电路。在可变电抗器电容控制模块期间，DC偏置电压(或电压)被提供到可变电抗器509。以下参照图21进一步描述这些模式。

尽管图12示出了包含可切换网络(或多个FET开关电容电路)和可变电抗器网络(或多个可变电抗器)两者，但是在某些实施例中，仅包括可切换网络或仅包括可变电抗器网络作为调谐网络的一部分。例如，在一个实施例中，可变电抗器509中的一个或多个并联连接并且在没有FET开关电容电路的情况下实施。这提供了基于可变电抗器的调谐网络，其可以被实施作为C_LOAD和/或C_TUNE。

图13示出了开关驱动器电路550，其提供了混合调谐网络的粗调谐网络(例如图12的粗调谐网络502)的FET的状态之间的快速切换。可以为混合调谐网络的粗调谐网络的每个FET开关电容电路提供一个版本的开关驱动器电路550。开关驱动器电路550(i)将控制信号提供到FET开关电容电路551的FET T1、T2的栅极，并且(ii)将DC偏置电压提供到FET T1、T2的漏极。在FET T1、T2处于断开状态或者FET T1、T2的栅极为低时，DC偏置电压被提供。DC偏置电压导通和断开以将跨FET T1、T2的电压在高电压(例如，600-800VDC)和0V之间摆动。DC电压以例如小于10微秒(μs)的切换速率在高电压和0V之间摆动。开关驱动器电路550提供级联晶体管配置，该级联晶体管配置提供在高电压和0V之间的快速转变。

开关驱动器电路550包括双极组合电路560、偏置控制电路562和开关控制电路564。双极组合电路560控制电路562、564的状态以及是否将预定电压(例如，12V)提供到电路562、564以启用电路562、564的操作。偏置控制电路562控制是否将预定偏置电压(例如，600-800VDC)提供到FET T1、T2。开关控制电路564控制FET T1、T2的导通/断开状态。

双极组合电路560包括晶体管Q1、Q2，二极管D1、D2。晶体管Q1、Q2的基极接收控制信号CTRL，该控制信号CTRL可以由图5至图7中的模块和/或设备350、164、180、362中的一个产生。控制信号CTRL接通并断开双极组合电路560。Q1的集电极被连接到D1的阴极并接收电源电压V_B。Q1、Q2的发射极彼此连接并被连接到D1的阳极和D2的阴极。Q2的集电极被连接到D2的阳极并被连接到电源电压-VB下的端子。

偏置控制电路562包括晶体管Q3-Q5、电阻器R1-R9、电容器C1-C3、二极管D3、以及电感器L1-L4。电阻器R1和电容器C1并联连接，并且被连接到(i)双极组合电路560的输出端、(ii)电阻器R2、以及(iii)Q4的基极。电阻器R2被连接到地线。Q4的发射极被连接到地线。Q4的集电极被连接到电阻器R3，该电阻器R3被连接到电阻器R4、Q3的基极以及D3的阴极。电阻器R4被连接到电阻器R5以及晶体管Q3、Q5的集电极。晶体管Q3、Q5被连接作为达林顿(Darlington)对。电阻器R5从电压源接收高DC偏置电压(例如，600-800VDC)。Q3的发射极被连接到Q5的基极。Q5的发射极被连接到D3的阳极、电容器C2以及电感器L1。电容器C2被连接到地线。电感器L1被连接到R6并且与R6和R7串联。尽管未示出，电容器可以(i)跨电感器L1而连接，(ii)在第一端处被连接到D3的阳极、Q5的发射极和C2，以及(iii)在第二端处被连接到电阻器R6。电阻器R6被连接到电容器C3和电阻器R7。电容器C3被连接到地线。电阻器R7被连接到电阻器R8和R9。电阻器R8和电感器L2、L3串联连接在电阻器R7和T1的漏极之间。电阻器R9和电感器L4串联连接在电阻器R7和T2的漏极之间。

开关控制电路564包括电阻器R10、R11，电容器C4、C5、C6，以及电感器L7、L8。电阻器R10、电感器L7、电阻器R11以及电感器L8串联连接在(i)双极组合电路560的输出端与(ii)晶体管T1、T2的栅极之间。电容器C4被连接在(i)电阻器R10、电容器C5和电感器L7，与(ii)地线之间。电容器C5与电感器L7并联连接。电容器C6被连接在(i)电容器C5、电感器L7和电阻器R11，与(ii)电容器C6之间。电阻器R11被连接到电感器L8，电感器L8被连接到T1、T2的栅极。

FET开关电容电路551包括FET T1、T2，电容器C7-C10，以及电感器L5、L6。电容器C7、C8并联连接在RF输入端子570与T1的漏极之间。电感器L5被连接在RF输入端子570与地线之间。电感器L6被连接在T1、T2的源极与地线之间。电容器C9、C10并联连接在T2的漏极与RF输出端子或地线572之间。如果FET开关电容电路551是调谐电容器(例如，图7的调谐电容器314)的一部分，则电容器C9、C10被连接到RF输出端子。如果FET开关电容电路551是负载电容(例如，图7的负载电容312)的一部分，则电容器C9、C10被连接到地线。

在操作期间，如果控制信号CTRL为逻辑高，则Q1、Q2处于导通状态。由于Q1、Q2处于导通状态，则FET T1、T2处于导通状态，Q4处于导通状态，Q3和Q5处于断开状态，并且被提供到FET的偏置电压为0V。如果控制信号CTRL为逻辑低，则Q1、Q2处于断开状态。由于Q1、Q2处于断开状态，则FET T1、T2处于断开状态，Q4处于断开状态，Q3和Q5处于导通状态，并且被提供到FET的偏置电压为高电压(例如，600-800VDC)。Q3、Q5的级联晶体管布置允许小于10μs的偏置电压切换速率。

电压应力减小

可能与固态可变电容器相关联的最大挑战是处理电压应力。为了实施在此公开的混合调谐网络，公开了阻抗变换技术以减小电压应力。这尤其适用于阻抗匹配网络的调谐电容器(例如，图7的调谐电容器314)。作为示例，当在RF输入端处施加3千瓦(KW)用于调谐条件并由调谐电容器接收时，调谐电容器的电压应力可以大于2800均方根电压(Vrms)。三种方法被描述用于限制与阻抗匹配网络相关联的电压应力，并且包括阻抗变换、变压器耦合以及改进的阻抗匹配。

阻抗变换

传统地，对阻抗匹配网络的输入阻抗是50欧姆(Ω)并且与将RF电源耦接到负载的线路段的特征阻抗相匹配。如在此所公开，输入阻抗在RF输入端处从50Ω缩放到小于50Ω的阻抗。压降是阻抗降的平方根。例如，如果阻抗以2的因子从50Ω改变到25Ω，则电压应力可以以2的因子减小。

阻抗变换可以经由变压器提供。变压器可以被连接在RF输入端与阻抗匹配网络的负载电容器和调谐电容器之间。例如，变压器可以被连接在(i)电阻器330与(ii)图7中的电容器312、314之间。可以预配置变压器的初级绕组和次级绕组以提供预定的阻抗变换(例如，50Ω到25Ω)。示例阻抗变换变压器602被示出在图14中。

图14示出了另一阻抗匹配网络600，其包括阻抗变换变压器602并且包括负载电容器C_LOAD、电感器L1、调谐电容器C_TUNE和电感器L2。阻抗变换变压器602包括初级绕组606和次级绕组608。初级绕组606接收RF输入信号。次级绕组608的输出端被连接到电容器C_LOAD、C_TUNE。可以类似于图7中的电容器312、314来实施电容器C_LOAD、C_TUNE。电容器C_LOAD与电感器L1串联连接，并且被连接在变压器602的输出端与地线之间。电容器C_TUNE与电感器L2串联连接，并且被连接在变压器602的输出端与阻抗匹配网络600的输出端子610之间。

变压器耦合

图15A示出了另一阻抗匹配网络620，其包括输入电容器C_IN、负载电容器C_LOAD、变压器622、调谐电容器C_TUNE、以及输出电容器C_C。变压器622包括初级绕组624和次级绕组626。电容器C_IN、C_LOAD被连接在初级绕组624和地线之间，并接收RF输入信号。可以类似于图7中的电容器312、314来实施电容器C_LOAD、C_TUNE。初级绕组624被连接在RF输入端子和电容器C_C之间。电容器C_TUNE被连接在次级绕组626和地线之间。次级绕组626被连接在电容器C_TUNE和地线之间。

对最高电压应力(即电容器C_LOAD、C_TUNE)敏感的电子可变元件是经由变压器622耦合的变压器。变压器622可以被实施为具有空气盘绕线圈的空气盘绕变压器，其中次级绕组626围绕管状线圈而卷绕。初级绕组624位于管状线圈的通道内。通道包括空气。通道内的空气以及管状线圈的绝缘(或电介质)材料提供初级绕组624与次级绕组626之间的绝缘屏障。空气盘绕变压器的示例被示出在图18中。

在图15B中分别示出了对于使用空气盘绕变压器的电容器C_TUNE和电容器C_LOAD的示例串联可变电抗器曲线和示例并联可变电抗器曲线。示出了串联电抗范围650、并联电抗范围652以及测量的串联电抗范围654。图16A示出了对于160pF到980pF的电容范围在没有空气盘绕变压器的情况下串联电抗的模型驱动需求。图16B示出了具有变压器耦合的真实测量的串联电抗。图16B的串联电抗与对于阻抗匹配调谐空间的模型化电抗需求相重合。图16A、图16B的曲线图之间的电容改变与空气盘绕变压器的匝数以及空气盘绕变压器的相应阻抗变换相关，这是变压器耦合的第二益处。阻抗匹配网络的eVC范围作为空气盘绕变压器的匝数的函数而增大。

改进的阻抗匹配

图17是另一阻抗匹配网络670的示意图，其包括输入电容器C_IN，负载电容器C_LOAD，电感器672、674、676，调谐电容器C_TUNE和输出电容器C_C。RF电源的电阻由电阻器R1表示。电容器C_IN、C_LOAD被连接在电感器672与地线之间，并且从RF电源接收RF输入信号。电容器C_LOAD、C_TUNE可以类似于图7中的电容器312、314来实施。电感器672被连接在RF输入端子和电容器C_C之间。电感器674、676串联连接在(i)电感器672和电容器C_C，与(ii)电感器676和电容器C_TUNE之间。电容器C_TUNE被连接在(i)电感器674的输出端和电感器676的输入端，与(ii)地线之间。电感器676被连接在电感器674和地线之间。电容器C_C被连接在(i)电感器672、674和阻抗匹配网络670的输出端子之间。通过被连接到电感器674、676之间节点的电容器C_TUNE，电容器C_TUNE被连接到较低的电压应力节点。电容器C_TUNE可以是固态可变电容器。尽管图17涉及减小对于电容器C_TUNE的电压应力，但是类似的实施方式可以被提供用于减小对于C_LOAD的电压应力。

双壳体

图18是双壳体的视图。双壳体包括第一(外部)壳体700和第二(内部)壳体702。内部壳体702在外部壳体700内。外部壳体700是气密壳体，使得空气无法进入或离开外部壳体700。一个或多个混合调谐网络(示出了单个混合调谐网络704)被布置在内部壳体702内并经由风扇708、710和热交换器712来冷却。在此公开的任何混合调谐网络和/或相应的阻抗匹配电路可以被布置在内部壳体702内。

在所示的示例中，风扇708引导空气离开内部壳体702并进入外部壳体700。风扇710引导空气从外部壳体700进入到内部壳体702中。空气穿过热交换器712。尽管示出了两个风扇，但是可以包括一个或更多个风扇。作为替代实施例，风扇708、710两者均可以引导空气(i)进入到内部壳体702中，或者(ii)离开内部壳体702。如果风扇708、710两者均沿相同方向引导空气，则内部壳体702可以具有开口(例如，孔)以允许空气穿过内部壳体702的壁，并且在(i)内部壳体中的区域与(ii)在内部壳体702的外部且在外部壳体700中的区域之间。

冷却流体(例如，水)循环进入并离开热交换器712以及进入并离开外部壳体700以冷却穿过热交换器712的空气。作为使用热交换器712的替代，散热片可以沿着外部壳体700的外表面而被安装在外部壳体700内。散热片增大了表面积并从外部壳体700移除热量。

空气盘绕变压器714被示出并被连接到混合调谐网络704。空气盘绕变压器714可以如上面参照图15A如述来实施。空气盘绕变压器714包括初级线圈715和次级线圈717。次级线圈717被卷绕在初级线圈715周围。初级线圈715可以是空气盘绕线圈。初级线圈715的第一端719可以被连接到电容器C_LOAD(初级线圈的第一端被连接到电容器C_LOAD的示例被示出在图15A中)。初级线圈715的第二端721可以被连接到电容器C_C。次级线圈717的第一端723可以被连接到电容器C_TUNE(其示例被示出在图15A中)。次级线圈717的第二端725可以被连接到地线。

混合调谐网络704可以被实施为电容器C_LOAD或电容器C_TUNE，并且包括粗调谐网络716和细调谐网络718。粗调谐网络716和细调谐网络718可以被实施为在此公开的任何粗调谐网络和细调谐网络。作为示例，粗调谐网络716可以被实施为FET开关电容电路，并且细调谐网络718可以被实施为可变电抗器电路。尽管在图18中示出单个混合调谐网络，但是可以在内部壳体702内实施多于一个混合调谐网络。

传统的匹配网络利用风扇来对流冷却机电设备。通过对流冷却将来自壳体内的空气与在壳体外部的局部环境中的空气交换。对于用于eVC的固态设备，高容量空气交换将颗粒代入壳体中，并且随时间可能引起产生叠加了电路的不希望的导电路径。图18的实施例提供了双壳体，其具有高容量增压空气以在没有向外部颗粒开放的情况下冷却阻抗匹配网络的组件。图18的实施例通过进行有限的传导冷却来减轻寄生阻抗对电路性能的影响。双壳体最小化了污染并防止颗粒随时间而累积。颗粒的累积可能退化eVC的操作。双壳体实施例：(1)经由风扇708、710和热交换器712从内部壳体702移除热量；(2)在没有冷却剂填充热交换器的情况下在外部壳体700内为热交换提供了较大的表面积；以及(3)可以循环在内部壳体702中的压缩空气用于热对流冷却。在eVC组件故障的事件中，密封的外部壳体702防止将任何颗粒从内部壳体702内释放到洁净室环境中。如果出现固态设备的故障，可能发生被包含在壳体700、702内的有毒气体和颗粒的排放。这种实施例不同于RF半导体设备的直接对流冷却。

附加地，许多等离子体反应器被加热用于半导体制造工艺，如果传导冷却是主要热方案，这可能影响在电子匹配网络中使用的设备的热运行。网络716、718的可以被实施在PCB上的电子设备没有被直接安装到散热器。电子设备可以竖直安装并主要使用对流冷却来冷却。风扇吹风并在内部壳体702的空间内循环空气。热量从内部壳体702移除。这阻止了散热，其可以在没有热量移除的情况下发生在阻抗匹配网络的各种电路元件中。所述实施例阻止导电颗粒被带入内部壳体702中并被沉积在电路组件上，并且不利地影响阻抗匹配网络的操作。

校准

图19示出了包括混合调谐网络的阻抗匹配网络的调谐空间和负载空间的示例史密斯图。负载空间是阻抗匹配网络可以转化为源阻抗的阻抗区域。调谐空间是用于将负载阻抗转换为源阻抗的阻抗。工业界广泛使用的度量是调谐空间在多个制造的阻抗匹配网络之间的可重复性。传统阻抗匹配网络的许多供应者将调谐阻抗范围校准到规范用于减小组件与组件之间的可变性。

由公开的混合调谐网络所提供的FET开关电容电路与可变电抗器的并联组合实现了包括固态eVC的阻抗匹配网络的调谐方法。图16A中示出的可变电抗器的电容作为偏置电压的函数的曲线图指示了电容的变化范围。在一个实施例中，校准包括对于混合调谐网络中的每个可变电抗器设置特定的偏置电压。这产生更可重现性的产品。更重要地，大范围的电容和FET开关配置的不同组合提供了多个解决方案。例如，可以通过提供(i)低偏置电压用于将可变电抗器设置在高电容处，以及(ii)具有小电容范围的FET开关配置来实现特定的调谐阻抗。类似地，可以对于高偏置可变电抗器电压实现相同的电抗以采用配置为高电容值的FET开关来获得低可变电抗器电容。并联配置为合理的调谐条件提供了不同的网络配置。所公开的校准方法减轻了可重复性问题并实现了下面参照图21所述的混合调谐控制方法。

图20示出了包括控制模块802和混合调谐网络804的控制电路800。控制模块800可以被实施为图5至图7中的模块和/或设备350、164、180、362中的一个或多个。控制模块802包括(i)FET控制电路806或其他粗调谐控制电路，(ii)可变电抗器偏置电路808或其他细调谐偏置电路，(iii)模拟到数字(A/D)转换器810、812，以及(iv)调节模块813。混合调谐网络804包括(i)FET开关电容电路820或其他粗调谐电路，以及(ii)可变电抗器822或其他细调谐电路。FET开关电容电路820可以被实施为图12中的开关电容电路508。可变电抗器822可以被实施为图12中的可变电抗器509。

FET控制电路806可以包括和/或被连接到二进制控制接口834。二进制控制接口834将控制信号(例如，控制信号CTRL)转发到驱动器电路838。每个驱动器电路838可以被实施为图13中的开关驱动器电路550。驱动器电路838驱动FET开关电容电路820中的FET，包括提供DC偏置电压和栅极控制信号。向FET提供的DC偏置电压可以被测量和/或提供作为到A/D转换器810的反馈信号。

可变电抗器偏置电路808包括数字到模拟转换器(DAC)接口840，该DAC接口840将数字偏置控制信号转换为模拟偏置控制信号，该模拟偏置控制信号被提供到可变电抗器822用于设置可变电抗器822的DC偏置电压。作为示例，DAC接口可以包括2¹²-位DAC。对于100pF范围，混合调谐网络804的电容分辨率是0.02pF(100pF/2¹²)。这至少是比现有技术调谐网络更好的数量级。作为示例，模拟偏置控制信号中的一个可以被提供到图12中的DC偏置端子520。可变电抗器处的实际DC偏置电压可以被测量和/或提供到A/D转换器812。

控制模块802和/或调节模块813基于由A/D转换器810、812产生的反馈信号来控制电路806、808的操作。控制模块802和/或调节模块813可以控制从接口834、840输出的信号的产生和/或调节该信号。可以根据例如图21中的方法来操作控制电路800。

对于图5至图7和图20中的模块的进一步限定结构，参见下面所提供的图21中的方法以及下面所提供的对于术语“模块”的定义。可以使用许多方法来操作在此公开的系统、网络和电路，在图21中说明了示例方法。在图21中，示出了混合调谐控制方法。尽管主要地参照图5至图7、图12至图13以及图20至图21的实施方式来描述以下任务，但是可以容易地修改任务以适用于本公开的其他实施方式。可以迭代地执行任务。可以由图20中的控制电路800来执行任务。

方法可以在900处开始。在902处，电路(例如，控制电路800)以初始化模式操作并且电子匹配被初始化。这包括设置一个或多个粗调谐网络以及一个或多个细调谐网络的DC偏置电压。DC偏置电压可以是存储在存储器(例如，存储器352)中的初始预定电压值。DC偏置电压可以由系统用户和/或客户设置。粗调谐控制电路(例如，FET控制电路806)产生控制信号(例如，控制信号CTRL)用于设置粗调谐网络的初始DC偏置电压。控制信号被提供到驱动器电路(例如，驱动器电路838)，驱动器电路接着将DC偏置电压提供到粗调谐网络(例如，FET开关电容电路820)。细调谐偏置电路(例如，可变电抗器偏置电路808)设置一个或多个初始DC偏置电压用于细调谐网络。

在904处，控制模块(例如，控制模块162、180、350、362、802中的一个，或控制器)确定RF电源是否导通。例如，控制模块可以确定RF输入信号是否被产生并由一个或多个粗调谐网络以及一个或多个细调谐网络接收。如果RF输入信号正被接收，则可以执行任务905。

在905处，控制模块可以在初始化模式和直接转换模式(或第一粗调谐模式)之间变换之前等待预定的时间段。预定的时间段可以大于或等于0秒。该延迟可以基于时钟、计时器、计数器或由控制方法所实施的其他定时方法来实施。

在906处，控制模块和/或调节模块(例如，调节模块813)转变到直接转换模式并确定数值K是否等于0。尽管在图21中未示出，可以在以直接转换模式操作之前或开始时将K设置为预定值。K是整数并且可以初始地大于或等于0。如果K等于0，那么执行任务914，否则执行任务908。

在908处，控制模块确定一个或多个失真量(例如，如上所述的失真量d_t、d_l、或d中的一个)。作为示例，失真量可以由模块144、170、350中的一个产生并提供到调节模块和/或由该调节模块可访问。尽管参照单个失真量描述了以下任务，但是可以基于多个失真量来执行任务。

在910处，粗调谐控制电路基于失真量来产生一个或多个控制信号，用于调节最初被提供到一个或多个粗调谐网络的一个或多个DC偏置电压。任务910的每次迭代包括一个或多个DC偏置电压中的一个或多个的单次调节。控制信号被提供到驱动器电路，驱动器电路接着将一个或多个经调节的DC偏置电压提供到一个或多个粗调谐网络。可以基于对于失真量范围具有预定控制信号值的关系或表格来产生一个或多个控制信号。在一个实施例中，细调谐偏置电路基于失真量来调节用于一个或多个细调谐网络的一个或多个DC偏置电压。在这种实施例中并且对于任务910的每次迭代，细调谐偏置电路的一个或多个DC偏置电压中的每个被调节一次。可以基于对于失真量范围具有预定DC偏置电压的关系或表格来产生用于一个或多个细调谐网络的一个或多个DC偏置电压。在另一实施例中，细调谐偏置电路不调节向一个或多个细调谐网络提供的一个或多个DC偏置电压。

在任务910期间执行的调节可以与一个或多个粗调谐网络以及一个或多个细调谐网络的DC偏置电压和/或电容的大步长或改变相关联。一个或多个粗调谐网络以及一个或多个细调谐网络的DC偏置电压被产生作为估计用于在目标电容值的预定范围内设置电容值。在任务914至任务922中执行进一步调谐以将一个或多个粗调谐网络以及一个或多个细调谐网络的电容更精确地设置为目标电容值。

可以基于表达式15至表达式16来执行在任务910期间执行的直接收敛，其中G_CLOAD是C_LOAD的增益并且G_CTUNE是C_TUNE的增益，d_r是d的实部失真量，以及d_i是d的虚部失真量。在图22A、图22B中对于四个不同测试情形T1-T4示出了示例曲线图。

增益G_CLOAD直接与DC偏置电压的变化量和/或C_LOAD的电容的变化量成比例。增益G_CTUNE直接与DC偏置电压的变化量和/或C_TUNE的电容的变化量成比例。

如果d_r是大的，则增益G_CLOAD接近0且存在对于DC偏置电压以及对于C_LOAD的相应电容的最小变化。随着d_r幅度减小，增益G_CLOAD幅度增大并且DC偏置电压和相应的电容被调节。类似地，如果d_i是大的，则增益G_CTUNE接近0且存在对于DC偏置电压以及对于C_TUNE的相应电容的最小变化。随着d_i幅度减小，增益G_CTUNE幅度增大并且DC偏置电压和相应的电容被调节。在912处，控制模块将数值K设置为等于K减1。

在914处，控制模块和/或调节模块从直接转换模式转变为第二粗调谐模式(或FET控制模式)。在第二粗调谐模式期间，可以调节一个或多个粗调谐网络的一个或多个DC偏置电压。在第二粗调谐模式期间，可以不调节一个或多个细调谐网络的一个或多个DC偏置电压。在任务914期间，控制模块和/或调节模块测量失真用于产生一个或多个失真量(例如，上面所述的失真量d_t、d_l或d中的一个)。尽管参照单个失真量描述以下任务，但是可以基于多个失真量来执行任务。

在916处，控制模块基于(i)在914处确定的失真量、(ii)目标DC偏置电压以及(iii)经由例如A/D转换器(例如，A/D转换器810)反馈到调节模块的测量的DC偏置电压来执行一个或多个粗调谐网络的比例积分微分(PID)控制。这包括改变控制信号并由此调节一个或多个粗调谐网络的一个或多个DC偏置电压。

在918处，如果一个或多个设备(例如二极管、开关、FET、继电器等)的状态由于在916处PID控制而已经改变，那么执行任务914，否则执行任务920。在一个实施例中，在对于任务914至任务918的预定数目迭代而尚未改变一个或多个设备的状态之后，执行任务920。

在920处，控制模块和/或调节模块从第二粗调谐模式转变为细调谐模式(或可变电抗器控制模块)并确定一个或多个失真量(例如，上面所述的失真量d_t、d_l或d中的一个)。尽管参照单个失真量描述了以下任务，但是可以基于多个失真量来执行任务。在细调谐模式期间，可以不调节粗调谐网络的一个或多个DC偏置电压。在细调谐模式期间，可以调节细调谐网络的一个或多个DC偏置电压。

在922处，控制模块基于(i)在920处确定的失真量、(ii)一个或多个目标DC偏置电压以及(iii)经由例如A/D转换器(例如，A/D转换器812)反馈到调节模块的测量的DC偏置电压来执行一个或多个细调谐网络的比例积分微分(PID)控制。这包括调节一个或多个细调谐网络的一个或多个DC偏置电压。

在924处，如果DC偏置电压由于在922处PID控制而改变，那么执行任务920，否则方法可以在926处结束。在一个实施例中，在对于任务920至任务924的预定数目迭代而尚未改变DC偏置电压之后，执行任务920。作为在926处结束的替代并且如果已经存在RF输入电压的大(多于预定量)改变和/或失真的大改变(多于预定量)，则控制模块可以返回到任务906、908、914或916。

为了说明图21的模式可以迭代地并且以不同于上述顺序而执行，在图21中示出了虚线箭头。例如，在初始化模式的结束处，可以执行直接转换模式、第二粗调谐模式或者细调谐模式。在直接转换模式的结束处，可以执行初始化模式、第二粗调谐模式或细调谐模式。在第二粗调谐模式的结束处，可以执行初始化模式、直接转换模式或细调谐模式。在细调谐模式的结束处，可以执行初始化模式、直接转换模式或第二粗调谐模式。

可以对于等离子体处理系统的每个混合调谐网络和/或可变电抗元件(例如，C_LOAD和/或C_TUNE)执行图21的方法。可以在对于C_TUNE正执行图21的方法的同时对于C_LOAD执行图21的方法。作为示例，控制模块可以对于第一混合调谐网络和/或第一可变电抗元件而以初始化模式、直接转换模式、第二粗调谐模式和细调谐模式中的一个来操作，而对于第二混合调谐网络和/或第二可变电抗元件以初始化模式、直接转换模式、第二粗调谐模式和细调谐模式中的不同一个来操作。

上述任务意在作为说明性示例；可以在重叠的时间段期间或者以取决于应用的不同顺序来顺序地、同步地、同时地、连续地执行任务。此外，取决于实施方式和/或事件的顺序可以不执行或跳过任务中的任何。

控制概述

传统的调谐网络通常基于频率的函数来操作并且包括两个可变电抗元件。在此公开的混合调谐网络包括两个可变电抗元件C_LOAD、C_TUNE，其中每个可变电抗元件具有两个或更多个控制致动器(或者粗调谐致动器和细调谐致动器)。如上所述，由于作为所施加的RF电压的改变的结果的可变电抗器阻抗的改变，包括可变电抗器的固态阻抗网络具有电容变化的挑战。这在图9A中容易看出，其中在施加恒定DC配置电压的情况下，对于变化的所施加的RF功率(电压)，电容改变。上述实施方式包括使用细调谐致动器和粗调谐致动器(例如图20的控制模块802、FET控制电路806、可变电抗器偏置电路808、驱动器电路838)来控制包括可变电抗器的eVC。FET开关可以被称作粗调谐致动器，并且可变电抗器偏置电路可以被称作细调谐致动器。每eVC的致动器的集合实现协调控制方法，用于快速地调谐到可变负载条件并在等离子体点火以及具有变化的功率条件的稳态等离子体操作期间改变所施加的RF电压。

致动器的集合允许在某些时刻以不同的控制顺序来调谐(例如：(1)同时细调谐和粗调谐；(2)仅粗调谐；以及(3)仅细调谐)混合调谐网络和/或可变电抗元件。在点火过程之前，细调谐致动器和粗调谐致动器的预设配置被最初建立，如参照任务902所述。粗调谐网络和/或FET开关在从真空状态转变为准备等离子体的状态期间提供粗调谐。

在RF输入电压改变时，控制模块(或阻抗控制器)经由粗调节和/或细调节来维持调谐条件。细调节经由细调谐网络和/或可变电抗器而提供。可以以不同的粗调谐顺序/细调谐顺序来控制粗调谐致动器和细调谐致动器。作为示例，粗/细调谐顺序可以包括：仅粗调谐；粗调谐后接着细调谐；和/或仅细调谐。致动的这种顺序也实现了对于每个致动器的不同调谐速率。例如，FET开关可以以高于可变电抗器的DC偏置电压调节的速率而发生。可以在调谐会话期间调节致动器的速率，从而提供粗调谐致动器和细调谐致动器的可变速率控制。当改变RF输入电压时可以改变这些速率。

致动示例

如果混合调谐网络包括具有5个FET开关电容电路的粗调谐网络，则在提供粗调谐网络的总电容中可应用2⁵或32个可能的组合。对于这种类型的混合调谐网络，以下参照图23A至图23D来描述四个实施方式示例。可以对于阻抗匹配网络的每个eVC(例如，C_LOAD和C_TUNE)来执行参照这些示例而执行的任务。

作为第一示例并参照图21和图23A，可以执行初始化模式。在初始化模式期间可以选择组合3。组合3可以在直接转换模式的后续迭代期间被改变为组合x，如由图23A中步骤1所标识。控制可以确定：第二粗调谐模式可以被跳过并且细调谐模式可以被执行。这可包括减小到细调谐网络的可变电抗器的DC偏置电压以增大电容，如由图23A中步骤2所标识。

作为第二示例并参照图21和图23B，可以执行初始化模式。在初始化模式期间可以选择组合3。组合3可以在直接转换模式的后续迭代期间被改变为组合x，如由图23B中步骤1所标识。组合x可以在直接收敛模式的迭代期间被改变为组合y，如由图23B中步骤2所标识。可以在执行直接收敛模式之后执行细调谐模式。这可包括减小到细调谐网络的可变电抗器的DC偏置电压以增大电容，如由图23B中步骤3所标识。

作为第三示例并参照图21和图23C，可以执行初始化模式。在初始化模式期间可以选择组合3。组合3可以在直接转换模式的后续迭代期间被改变为组合x，如由图23C中步骤1所标识。组合x可以在直接收敛模式的迭代期间被改变为组合y，如由图23C中步骤2所标识。可以在执行直接收敛模式之后执行细调谐模式。这可以包括减小到细调谐网络的可变电抗器的DC偏置电压以增大电容，如由图23C中步骤3所标识。由于等离子体改变，可以执行步骤4，包括执行细调谐模式的另一迭代、包括增大到可变电抗器的DC偏置电压以减小电容。在这种调节期间，可以达到最大DC偏置电压，由图23C中数字5所标识。然后执行直接收敛模式的另一迭代以将组合从y改变为z，如图23C中步骤6所标识。然后可以执行细调谐模式的另一迭代以减小到可变电抗器的DC偏置电压并增大电容，如由图23C中步骤7所标识。

作为第四示例并参照图21和图23D，可以执行初始化模式。在初始化模式期间可以选择组合3。组合3可以在直接转换模式的后续迭代期间被改变为组合x，如由图23D中步骤1所标识。组合x可以在直接收敛模式的迭代期间被改变为组合y，如由图23D中步骤2所标识。可以在执行直接收敛模式之后执行细调谐模式。这可以包括减小到细调谐网络的可变电抗器的DC偏置电压以增大电容，如由图23D中步骤3所标识。在步骤3期间，可以达到最小DC偏置电压(由图23D中数字4所标识)，导致控制切换到直接收敛模式以从组合y切换为组合z。这在图23D中由步骤5示出。然后，可以执行细调谐模式的另一迭代以减小到可变电抗器的DC偏置电压并增大电容，如由图23D中步骤6所标识。

图24是包括混合调谐网络的阻抗匹配网络的双模型阻抗范围(或调谐空间)的史密斯图。RF功率输送系统的挑战在于在等离子体不存在的时间段期间、在等离子体正产生的过渡时间段期间、以及在等离子体室中存在等离子体的时间段期间的负载条件的改变。在此公开的校准与双致动控制技术的组合提供了附加的增强。在此公开的阻抗匹配网络可以以单模型模式或多模型模式(例如，双模型模式)来操作。在此公开的各自包括用于相应的eVC的粗调谐网络和细调谐网络的并联配置实现在多模态调谐空间中操作。这允许(i)在等离子体产生之前、(ii)在等离子体产生期间、以及(iii)在等离子体存在于等离子体室中时操作在相同或不同的调谐空间中。

在等离子体点火的过程期间，当从真空状态(没有激活的等离子体，或低能粒子状态)转变到高密度等离子体辉光状态时控制eVC的阻抗。eVC被配置为允许可以使用调谐空间的一部分来调谐第一阻抗并且可以使用调谐空间的第二部分来调谐第二阻抗。因此，可以存在多负载阻抗区域。将有益于双模态调谐空间的一个例示是(1)基于第一区域对反应器(或发生器)的真空条件执行调谐，以及(2)基于第二区域对等离子体过程执行调谐。在图24中对于C_LOAD和C_TUNE示出了不同负载和调谐范围(或区域)的示例。该方案的益处在于，在负载处于真空状态时，RF电源能够输送功率到近似50Ω负载中。这无法使用传统的阻抗匹配电路实现。多模态方案允许RF电源将功率输送到大约50Ω负载的较小阻抗区域中，这导致更可靠的RF功率输送、较小的系统复杂性以及更好的处理条件。作为示例，图24的真空区域被提供有C_TUNE的30-150pF的电容范围。图24的等离子体处理区域被提供有对于C_LOAD或C_TUNE的FET开关的400-1500pF的电容范围。可以采用如上所述而控制的不同阻抗调谐电路来获得不同的多模态阻抗范围。

作为经由RF发生器来提供阻抗匹配调谐控制的替代，可以在阻抗匹配网络处执行自主调谐。图25示出了包括RF发生器1002、阻抗匹配网络1004和负载106的RF电源系统1000。RF发生器1002可以关于产生RF信号与图5至图6中的RF发生器102相类似地操作。RF发生器1002可以不包括图5至图6中所示的模块144、160、164、170、176、180，电路146、172以及加法器162、178中的一个或多个。RF信号经由线缆108被提供到阻抗匹配网络1004。可以包括传输线互锁195。阻抗匹配网络1004可以包括阻抗匹配电路150，第二传感器190，互锁191、193，第一传感器1010以及控制模块1012。第一传感器可以监控RF信号、电压、电流、功率、反向功率、正向功率和/或与线缆108相关的其他参数。

由传感器190、1010检测的参数被提供到控制模块1012。控制模块1012基于从传感器190、1010接收的参数来控制包括可变调谐元件152和混合调谐网络153的阻抗匹配电路150的操作。控制模块1012可以与图5至图7中的模块164、180、352、362以及图20中的控制模块802相类似而操作，并且可以执行图21的方法。这允许由在阻抗匹配网络1004处的控制模块1012而不是由RF发生器1002远程地控制混合调谐网络153。这包括产生在此所述的控制信号和DC偏置电压以调节C_LOAD和C_TUNE的混合调谐网络的电容。

尽管主要地参照eVC描述了上述实施方式，但是被电子地控制的可变电感器可以用作固态可调谐设备。此外，尽管主要地公开了FET开关用于粗调谐网络，但是可以使用并切换PIN二极管，使得对于宽调谐空间实现了可容许的反射功率并配置对应的RF电源用于负载功率控制。负载功率控制实现具有非零反射功率的功率调节。

上述实施例提供具有可变电抗控制的固态阻抗匹配。这采用减小组件应力的技术而增强。密封壳体还提供有独立的热交换器，用于改善冷却和防止退化。

应用示例

半导体制造工业界已经意识到调谐致动器具有在与等离子体时间常数和RF上升时间相关联的时间尺度下调谐的能力。尽管频率控制已经增强了薄膜工艺并允许其他技术发展以支持下一代设备制造，但是这些技术已经限制了致动器调谐速率。在此公开的混合调谐网络具有快速调谐致动器。以下提供可以有益于所公开的技术的应用示例。

脉冲：在周期性RF功率转换期间RF功率输送可以引起阻抗波动。对于改进的功率输送，在此公开的固态致动器实现相对于有限频率范围更宽的阻抗调谐空间。一个或多个RF发生器在这些周期性转变期间越多次耦合到50Ω负载，RF功率输送就越可靠和可重现。改进的可重复性和可重现性与改进的(i)等离子体参数控制(例如，电子温度、密度和电势)、(ii)特制的脉冲波形、以及(iii)薄膜工艺处理相对应。

连续等离子体工艺处理：由于等离子体和气体温度加热，在从等离子体点火到稳态循环转变期间发生反应器温度变化。附加地，工艺化学循环通过离子化和分解而变化。由于粒子污染而可能增大这种变化。对于半导体设备制造中的许多等离子体处理步骤，希望等离子体持续导通。这在整个多晶片的处理过程中通过稳态等离子体和反应器调节提高了产量并且减少了制造生产时间。连续等离子体处理所带来的挑战是在执行用以处理晶片的多个步骤期间阻抗的变化。在此公开的高速阻抗调谐致动器通过与更宽等离子体工艺调谐空间相对应的更宽阻抗空间范围来实现连续等离子体处理。

顺序薄膜制造处理方案：等离子体增强原子层沉积(PEALD)工艺通常由对特定沉积目标重复的机械和RF步骤的顺序集合所限定。原子层蚀刻(ALE)尽管尚未在高容量制造环境中采用，但是预期将以类似方式定义。在这些顺序的薄膜制造步骤期间，需要快速且可重复的点火。在此公开的电子可变设备使这些类型的工艺能够以更可重复的阻抗匹配而进行。

阻抗匹配：50Ω的阻抗匹配是常见的。在此公开的阻抗匹配网络为阻抗匹配提供宽调谐空间，其具有(i)减小的控制系统复杂性，以及(ii)在RF发生器中使用较少硅而同时为RF功率输送系统提供增大的可靠性的可能性。

任意波形产生：将功率耦合到非正弦周期性阻抗变化极大地有益于在此公开的调谐致动器，其具有与电源的宽带响应相关的时间尺度。这为RF电源的恒定电压/电流要求产生接近稳态的阻抗。

第一特定反应器-高密度等离子体(HDP)：偏置的RF电源将离子流吸收到表面用于材料处理。在瞬态期间，期望使离子流可重复且可再现以获得受控的材料移除速率。对于高密度等离子体源，等离子体产生与离子能级无关。在此公开的高速电子调谐设备将负载阻抗耦合并维持该负载阻抗更接近电源的设计目标，这防止影响功率下降和功率摆动的大功率梯度。更快的调谐致动器还能够在电场耦合到磁场耦合之间的模式转变期间实现可控的RF功率输送，这增大了反应器的操作处理空间以服务于更宽的薄膜制造工艺。

第二特定反应器-电容耦合等离子体(CCP)：在此公开的电子可变设备和致动器有益于与具有显著精细的HDP源的益处相类似的CCP偏置。在HDP的情况下，负责等离子体产生的源RF电源几乎不是独立的。为此原因，需要控制负责等离子体产生的RF功率以维持无碰撞的护套。将快速调谐固态致动器应用于CCP反应器有益于与离子能级相关联的选择性、与等离子体密度相关的护套性能、以及RF功率输送的稳定化以改良高反应性等离子体源的等离子体参数。

第三特定反应器-冷大气等离子体源(CAPS)：大气等离子体源中RF功率输送的稳定性是重大挑战。该挑战与等离子体应用的要求以及等离子体源的可变性相关联。等离子体源具有与点火和朝向稳态条件的逐渐演进相关联的短期和长期时间常数。点火后，许多因素导致可变性，必须应对这种可变性以向应用输送可重复的等离子体源。将这种类型的等离子体源与高速固态调谐致动器耦合加速了与CAPS相关联的许多应用的采用。

前前的说明书本质上仅是说明性的并且绝不是旨在限制本公开、其应用或用途。本公开的广泛教导可以以各种形式来实施。因此，尽管本公开包括特定示例，但是本公开的真实范围不应受此限制，因为在研究了附图、说明书和所附权利要求之后，其他修改将变得显而易见。应当理解，可以以不同的顺序(或同时地)执行方法内的一个或多个步骤而并未改变本公开的原理。此外，尽管上面将每个实施例描述为具有某些特征，但是关于本公开的任何实施例描述的那些特征中的任何一个或多个可以在任何其他实施例中实施和/或与任何其他实施例的特征组合，即使没有明确描述该组合。换言之，所描述的实施例不是相互排斥的，并且一个或多个实施例彼此的排列仍然在本公开的范围内。

尽管术语第一、第二、第三等可以在此用于描述各种元件、组件、回路、电路和/或模块，但是这些元件、组件、回路、电路和/或模块不应受限于这些术语。这些术语可仅用于将一个元件、组件、回路、电路或模块与另一元件、组件、回路、电路或模块区分。除非上下文明确指出，否则在此使用的诸如“第一”、“第二”以及其他数字术语等术语不暗示次序或顺序。因此，在不脱离在此公开的示例实施方式的教导的情况下，下面讨论的第一元件、组件、回路、电路或模块可以被称为第二元件、组件、回路、或模块。

元件之间(例如，在模块、电路元件、半导体层等之间)的空间和功能关系使用各种术语来描述，包括“连接”、“接合”、“耦合”、“邻接”、“接近”、“在顶部上”、“在……之上”、“在……之下”以及“布置”。除非明确描述为“直接”，否则当在上述公开中描述第一元件和第二元件之间的关系时，该关系可以是其中在第一元件和第二元件之间不存在其他中间元件的直接关系，但是也可以是其中在第一元件和第二元件之间(空间地或功能地)存在一个或多个中间元件的间接关系。如在此所使用，短语A、B和C中的至少一个应被解释为使用非排他性逻辑或(OR)来表示逻辑(A OR B OR C)，并且不应被解释为表示“A中的至少一个，B中的至少一个，以及C中的至少一个”。

在附图中，如由箭头所指示的箭头方向通常表示说明所关注的信息(例如，数据或指令)的流动。例如，当元件A和元件B交换各种信息但从元件A传送到元件B的信息与说明有关时，箭头可以从元件A指向元件B。这个单向箭头并不意味着没有其他信息从元件B传送到元件A。此外，对于从元件A发送到元件B的信息，元件B可以向元件A发送对信息的请求或者接收确认。

在本申请中，包括以下定义，术语“模块”或术语“控制器”可以用术语“电路”替换。术语“模块”可以涉及、是以下中的一部分或者包括：专用集成电路(ASIC)；数字、模拟或混合模拟/数字分立电路；数字、模拟或混合模拟/数字集成电路；组合逻辑电路；现场可编程门阵列(FPGA)；执行代码的处理器电路(共用、专用或群组)；存储由处理器电路执行的代码的存储器电路(共用、专用或群组)；提供所述功能的其他合适的硬件组件；或者上述部分或全部的组合，例如在片上系统中。

模块可以包括一个或多个接口电路。在一些示例中，接口电路可以包括连接到局域网(LAN)、因特网、广域网(WAN)、或者他们的组合的有线或无线接口。本公开的任何给定模块的功能可以分布在经由接口电路连接的多个模块之间。例如，多个模块可以允许负载平衡。在另一示例中，服务器(也称为远程或云)模块可代表客户端模块完成某些功能。

如上面使用的术语代码可包括软件、固件和/或微代码，并且可以涉及程序、例程、函数、类、数据结构和/或对象。术语共用处理器电路包含单个处理器电路，其执行来自多个模块的一些或全部代码。术语群组处理器电路包括处理器电路，该处理器电路与附加处理器电路组合，执行来自一个或多个模块的一些或所有代码。对多处理器电路的参照包括在分立管芯上的多个处理器电路、在单个管芯上多个处理器电路、单个处理器电路的多个内核、单个处理器电路的多个线程、或者上述的组合。术语共用存储器电路包括存储来自多个模块的一些或所有代码的单个存储器电路。术语群组存储器电路包括与附加存储器组合来存储来自一个或多个模块的一些或所有代码的存储器电路。

术语存储器电路是术语计算机可读介质的子集。如在此使用的术语计算机可读介质不包括通过介质传播的瞬时电信号或电磁信号(例如在载波上)；术语计算机可读介质因此可以被认为是有形的且非瞬时的。非瞬时性有形计算机可读介质的非限制性示例是非易失性存储器电路(例如闪存电路、可擦除可编程只读存储器电路、或掩模只读存储器电路)、易失性存储器电路(例如静态随机访问存储器电路或动态随机存取存储器电路)、磁存储介质(例如模拟或数字磁带或者硬盘驱动器)、以及光存储介质(例如CD、DVD或蓝光碟)。

在本申请中，被描述为具有特定属性或执行特定操作的设备元件被具体地配置为具有那些特定属性并执行那些特定操作。具体地，对执行动作的元件的描述意味着该元件被配置为执行动作。元件的配置可以包括对元件的编程，例如通过在与元件相关联的非瞬时性有形计算机可读介质上编码指令。

在本申请中描述的设备和方法可以由专用计算机部分地或完全地实现，该专用计算机通过配置通用计算机来执行在计算机程序中包含的一个或多个特定功能而创建。上述功能块、流程图组件和其他元件用作软件规范，其可以由熟练技术人员或程序员的例行工作转换成计算机程序。

计算机程序包括存储在至少一个非瞬时性有形计算机可读介质上的处理器可执行指令。计算机程序还可以包括或依赖于存储的数据。计算机程序可以包含与专用计算机的硬件交互的基本输入/输出系统(BIOS)，与专用计算机的特定设备交互的设备驱动器，一个或多个操作系统，用户应用程序，后台服务，后台申请等。

计算机程序可以包括：(i)要解析的描述性文本，例如HTML(超文本标记语言)或XML(可扩展标记语言)，(ii)汇编代码，(iii)由编译器从源代码产生的目标代码，(iv)由解释器执行的源代码，(v)由即时编译器编译和执行的源代码等。仅作为示例，可以使用根据包括C、C++、C#、对象C、Haskell、Go、SQL、R、Lisp、Fortran、Perl、Curl、OCaml、HTML5、Ada、ASP(活动服务器页面)、PHP、Scala、Eiffel、Smalltalk、Erlang、Ruby、VisualLua和等语言的语法来编写源代码。

权利要求中引用的任何要素均不是旨在是35U.S.C.§112(f)含义内的设备加功能要素，除非使用短语“用于……的设备”明确地引述，或者在使用短语“用于……的操作”或“用于……的步骤”的短语的方法权利要求的情形中。

Claims (43)

1.一种第一电子可变电容，包括：

粗调谐网络，包括可切换电路，所述可切换电路被配置为(i)从等离子体处理系统的射频(RF)发生器接收第一RF输入信号，(ii)将第一RF输出信号输出到参考端子或负载，以及(iii)接收第一直流(DC)偏置电压，其中所述可切换电路被配置为在第一状态和第二状态之间切换，并且其中在处于所述第一状态时，所述可切换电路的电容基于所述第一DC偏置电压，并且在处于所述第二状态时，所述可切换电路的电容不基于所述第一DC偏置电压；以及

细调谐网络，与所述粗调谐网络并联连接，所述细调谐网络包括背对背二极管可变电抗器，其中所述背对背二极管可变电抗器被配置为接收第二DC偏置电压并且包括：

第一二极管，被配置为接收所述第一RF输入信号，以及

第二二极管，以背对背配置与所述第一二极管连接并且被配置为将第二RF输出信号输出到所述参考端子或所述负载，其中所述背对背二极管可变电抗器的电容基于所述第二DC偏置电压。

2.根据权利要求1所述的第一电子可变电容，其中：

所述细调谐网络在(i)RF输入端子和(ii)所述参考端子或所述负载之间与所述粗调谐网络并联连接；

所述RF输入端子被配置为接收所述第一RF输入信号；以及

所述可切换电路被配置为将所述第一RF输出信号输出到所述参考端子或所述负载；并且

所述背对背二极管可变电抗器被配置为将所述第二RF输出信号输出到所述参考端子或所述负载。

3.根据权利要求1所述的第一电子可变电容，其中：

所述可切换电路包括第一开关设备和第二开关设备；

在所述可切换电路处于所述第一状态时，所述第一开关设备和所述第二开关设备处于断开状态；以及

在所述可切换电路处于所述第二状态时，所述第一开关设备和所述第二开关设备处于导通状态。

4.根据权利要求3所述的第一电子可变电容，进一步包括电容器，

其中(i)在处于所述第二状态时，所述可切换电路的所述电容基于所述电容器，并且(ii)在处于所述第一状态时，所述可切换电路的所述电容基于所述电容器、所述第一开关设备的电容以及所述第二开关设备的电容。

5.根据权利要求1所述的第一电子可变电容，其中跨所述第一二极管和所述第二二极管来接收所述第二DC偏置电压。

6.根据权利要求1所述的第一电子可变电容，其中：

所述粗调谐网络包括并联连接的多个开关电容电路；

所述多个开关电容电路中的每一个开关电容电路具有多个不同的电容中的相应一个电容；

所述多个不同的电容的总和提供所述粗调谐网络的总电容；并且

在所述可切换电路处于所述第一状态时，所述多个不同的电容中的每一个电容是基于所述第一DC偏置电压的。

7.根据权利要求1所述的第一电子可变电容，其中所述细调谐网络包括并联连接的多个背对背二极管可变电抗器。

8.根据权利要求7所述的第一电子可变电容，其中所述多个背对背二极管可变电抗器中的每一个背对背二极管可变电抗器包括在(i)所述RF输入端子与(ii)偏置输入端子和所述RF输出端子或负载之间并联连接的多个背对背二极管对。

9.根据权利要求1所述的第一电子可变电容，其中所述细调谐网络包括在所述第二二极管与所述RF输出端子或负载之间并联连接的多个电容器。

10.一种阻抗匹配网络，包括：

根据权利要求1所述的第一电子可变电容；以及

变压器，连接到所述第一电子可变电容的输入端，并且配置为(i)变换所述阻抗匹配网络的输入阻抗，并且(ii)将从所述RF发生器接收的第二RF输入信号转换为所述第一RF输入信号。

11.一种阻抗匹配网络，包括：

根据权利要求1所述的第一电子可变电容，其中所述第一电子可变电容包括输入端子，并且其中所述第一电子可变电容在所述输入端子处接收所述第一RF输入信号；以及

变压器，连接至所述输入端子并且连接在所述第一电子可变电容与所述负载之间，其中所述变压器将从所述RF发生器接收的RF输入信号转换为所述第一RF输入信号。

12.一种双壳体，包括：

外部壳体，其中所述外部壳体是气密的；

内部壳体，布置在所述外部壳体内并且包括权利要求1所述的第一电子可变电容；

热交换器，被配置为对穿过所述热交换器的空气进行冷却；以及

一个或多个风扇，用于引导空气(i)通过所述热交换器，并且(ii)位于(a)在所述内部壳体外的且在所述外部壳体中的区域与(b)所述内部壳体中的区域之间；

其中所述第一电子可变电容被布置在所述内部壳体内，并且通过经由所述一个或多个风扇穿过所述热交换器的空气循环而冷却。

13.一种阻抗匹配网络，包括：

根据权利要求1所述的第一电子可变电容；以及

第二电子可变电容，被配置为接收所述第一RF输入信号，

其中所述第一电子可变电容和所述第二电子可变电容中的一个是并联电容，并且

其中所述第一电子可变电容和所述第二电子可变电容中的另一个是并联电容、串联电容。

14.一种系统，包括：

根据权利要求13所述的阻抗匹配网络；

模块，被配置为(i)确定失真量，(ii)基于所述失真量来产生控制信号，并且(iii)基于所述失真量来产生所述第二DC偏置电压；以及

驱动器电路，被配置为基于所述控制信号来产生所述第一DC偏置电压。

15.根据权利要求14所述的系统，其中所述模块被配置为确定在一时间段内是否(i)经由所述粗调谐网络执行粗调谐，(ii)经由所述细调谐网络执行细调谐，或者(iii)经由所述粗调谐网络和所述细调谐网络执行粗调谐和细调谐两者。

16.根据权利要求14所述的系统，其中所述模块被配置为(i)跳过经由所述粗调谐网络执行粗调谐，并且(ii)经由所述细调谐网络执行细调谐。

17.根据权利要求14所述的系统，其中所述模块被配置为反复地(i)经由所述粗调谐网络执行粗调谐，(ii)经由所述细调谐网络执行细调谐，或者(iii)经由所述粗调谐网络执行粗调谐并经由所述细调谐网络执行细调谐两者。

18.一种系统，包括：

根据权利要求1所述的第一电子可变电容；以及

模块，被配置为在以直接收敛模式操作时，(i)确定失真量，以及(ii)基于所述第一电子可变电容的初始状态和所述失真量，执行单步收敛以将所述第一电子可变电容的电容从初始电容直接地调节到估算的目标电容。

19.一种方法，包括：

确定失真量，其中所述失真量是从射频(RF)发生器向等离子体处理室提供的反射功率的量的指示；

基于所述失真量，确定电子可变电容的增益值，其中所述电子可变电容是连接在所述RF发生器和所述等离子体处理室之间的阻抗匹配网络的并联电容或串联电容，其中所述电子可变电容包括可切换电路和可变电抗器，并且其中所述可变电抗器与所述可切换电路并联连接；以及

在直接收敛模式期间，

将第一直流(DC)偏置电压从初始DC偏置电压直接地调节到第一目标电压，并且

将所述第一目标电压供应到所述可切换电路或可变电抗器。

20.根据权利要求19所述的方法，进一步包括在所述直接收敛模式期间：

将所述第一DC偏置电压从所述初始DC偏置电压直接地调节到所述第一目标电压；并且

将所述第一目标电压供应到所述可切换电路，

其中被供应到所述可变电抗器的第二DC偏置电压在所述直接收敛模式期间不被调节。

21.根据权利要求19所述的方法，进一步包括在所述直接收敛模式期间：

将所述第一DC偏置电压从所述初始DC偏置电压直接地调节到所述第一目标电压；

将所述第一目标电压供应到所述可切换电路；

将第二DC偏置电压从第二初始DC偏置电压直接地调节到第二目标电压；以及

将所述第二目标电压供应到所述可变电抗器。

22.根据权利要求19所述的方法，进一步包括：

执行预定迭代数目的所述直接收敛模式，其中所述预定迭代数目大于或等于1；以及

在完成所述预定迭代数目时，从所述直接收敛模式转变为粗调谐模式或细调谐模式。

23.根据权利要求19所述的方法，其中：

在所述直接收敛模式期间，所述第一目标电压被供应到所述可切换电路；

所述粗调谐模式包括调节所述第一目标电压；以及

所述细调谐模式包括调节被供应到所述可变电抗器的第二目标电压。

24.根据权利要求23所述的方法，其中，在所述粗调谐模式期间，基于所述第一目标电压以及在所述可切换电路处测得的DC偏置电压来调节所述第一DC偏置电压。

25.根据权利要求23所述的方法，其中，在所述细调谐模式期间，在所述第二目标电压与在所述可变电抗器处测得的DC偏置电压之间调节被供应到所述可变电抗器的第二DC偏置电压。

26.根据权利要求23所述的方法，进一步包括：在所述粗调谐模式期间以及在所述细调谐模式期间更新所述失真量。

27.根据权利要求19所述的方法，包括跨所述可变电抗器的二极管来供应所述第一DC偏置电压，

其中所述二极管以背对背串联配置而设置。

28.一种控制器，包括：

调节模块，被配置为确定与从RF发生器到等离子体处理系统的阻抗匹配网络的RF功率的传送相对应的失真量；

控制电路，被配置为(i)基于所述失真量来产生控制信号，并且(ii)将所述控制信号输出到驱动器电路以将第一直流(DC)偏置电压提供到在所述阻抗匹配网络中的混合调谐网络的可切换电路并设置所述可切换电路的电容；以及

偏置电路，被配置为(i)基于所述失真量来产生第二DC偏置电压，并且(ii)将所述第二DC偏置电压输出到所述混合调谐网络的可变电抗器，

其中所述调节模块被配置为

基于所述可切换电路的条件来接收第一反馈信号，

基于所述可变电抗器的条件来接收第二反馈信号，

基于所述第一反馈信号来调节所述控制信号，以及

基于所述第二反馈信号来调节所述第二DC偏置电压。

29.根据权利要求28所述的控制器，进一步包括：

第一模拟到数字转换器，被配置为(i)从所述可切换电路接收偏置电压信号，并且(ii)将所述偏置电压信号转换为所述第一反馈信号；以及

第二模拟到数字转换器，被配置为(i)从所述可变电抗器接收偏置电压信号，并且(ii)将来自所述可变电抗器的所述偏置电压信号转换为所述第二反馈信号。

30.根据权利要求28所述的控制器，其中：

所述控制电路和所述偏置电路被配置为在所述混合调谐网络从所述RF发生器接收射频(RF)输入信号之前以初始化模式来操作；

在处于所述初始化模式时，所述控制电路被配置为产生所述控制信号，使得所述第一DC偏置电压被设置为第一初始预定电压；并且

在处于所述初始化模式时，所述偏置电路被配置为将所述第二DC偏置电压设置为第二初始预定电压。

31.根据权利要求28所述的控制器，其中：

所述控制电路和所述偏置电路被配置为在所述混合调谐网络从所述RF发生器接收所述RF输入信号时以直接收敛模式来操作；

在处于所述直接收敛模式时，所述控制电路被配置为产生所述控制信号，使得所述第一DC偏置电压从初始DC偏置电压直接地调节到目标DC偏置电压，其中所述初始DC偏置电压在所述混合调谐网络接收所述RF输入信号之前被产生；并且

在处于所述直接收敛模式时，所述偏置电路(i)不调节所述第二DC偏置电压或者(ii)将所述第二DC偏置电压从第二初始DC偏置电压直接地调节到第二目标DC偏置电压，其中所述第二初始DC偏置电压在所述混合调谐网络接收所述RF输入信号之前产生。

32.根据权利要求28所述的控制器，其中：

所述控制电路被配置为在所述混合调谐网络正从所述RF发生器接收所述RF输入信号时以粗调谐模式操作；

在处于所述粗调谐模式时，所述控制电路被配置为产生所述控制信号，使得所述第一DC偏置电压被调节并且所述可切换电路的所述电容被调节；并且

在处于所述粗调谐模式时，所述偏置电路不调节所述第二DC偏置电压。

33.根据权利要求32所述的控制器，其中在处于所述粗调谐模式时，所述控制电路被配置为经由所述控制信号的调节来执行所述第一DC偏置电压的比例积分微分控制。

34.根据权利要求28所述的控制器，其中：

所述偏置电路被配置为在所述混合调谐网络正从所述RF发生器接收所述RF输入信号时以细调谐模式操作；

在处于所述细调谐模式时，所述控制电路不调节所述控制信号；并且

在处于所述细调谐模式时，所述偏置电路被配置为调节所述第二DC偏置电压以调节所述可变电抗器的电容。

35.根据权利要求34所述的控制器，其中所述偏置电路被配置为执行所述第二DC偏置电压的比例积分微分控制。

36.一种电子可变电容，包括：

第一二极管，在第一端处连接到直流(DC)偏置电压端子；以及

第二二极管，连接到所述第一二极管的第二端并且以背对背可变电抗器配置与所述第一二极管连接，

其中

所述第二二极管被配置为从等离子体处理系统的射频(RF)发生器接收RF信号，

所述DC偏置电压跨所述第一二极管和所述第二二极管而被提供，

基于所述DC偏置电压，所述第二二极管被正向偏置到比所述第二二极管的内置电势小的电压，

基于所述DC偏置电压，所述第一二极管在所述第二二极管被正向偏置时被反向偏置，使得所述第一二极管和所述第二二极管在处于断开状态时作为可变电容器执行，并且

所述第一二极管在所述第一二极管的所述第一端处输出RF输出信号。

37.根据权利要求36所述的电子可变电容，其中在所述DC偏置电压为0时，所述第一二极管和所述第二二极管的组合的电容在峰值处。

38.根据权利要求36所述的电子可变电容，其中在所述DC偏置电压为0时，所述第一二极管和所述第二二极管断开。

39.根据权利要求36所述的电子可变电容，其中，基于所述DC偏置电压：

所述第一二极管的电容小于所述第二二极管的电容；并且

所述第二二极管的所述电容是零偏置结电容。

40.根据权利要求36所述的电子可变电容，进一步包括：

第一电感器，连接在所述DC偏置电压端子与所述第一二极管的所述第一端之间；

第二电感器，连接在所述第二二极管与参考端子之间；以及

电容器，连接在(i)所述第一电感器和所述第一二极管与(ii)所述电子可变电容的RF输出端子之间。

41.根据权利要求39所述的电子可变电容，进一步包括：

第三二极管；以及

第四二极管，以背对背配置与所述第三二极管连接，其中所述第三二极管和所述第四二极管并联连接。

42.根据权利要求41所述的电子可变电容，进一步包括：

第一电阻，连接在(i)所述第一二极管和所述第二二极管与(ii)所述参考端子之间；以及

第二电阻，连接在(i)所述第三二极管和所述第四二极管与(ii)所述参考端子之间。

43.根据权利要求36所述的电子可变电容，进一步包括跨所述第一二极管连接的电阻器。