CN108988616B - 纹波生成电路、控制电路及开关变换器 - Google Patents

Abstract

公开了一种纹波生成电路、控制电路及开关变换器，通过根据交流纹波分量与预设的直流偏置电压生成的纹波信号和用于表征输出电压和输出电压期望值的误差信号生成开关控制信号以控制第一功率管和第二功率管的导通和关断。其中，由于无需去除纹波信号的直流分量，从而可以减小或消除纹波信号中的噪声，提高系统的稳定性。

Description

纹波生成电路、控制电路及开关变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及一种纹波生成电路、控制电路及开关变换器。

背景技术

在现有技术中，使用开关变换器的占空比信息来生成纹波信号，从而控制开关变换器的功率管的导通和关断。如图1所示，开关变换器包括控制器1。控制器1通过比较叠加了交流纹波分量Vslop(AC)的输出电压反馈信号VFB_er和补偿信号VREF_er获得控制功率管Q和Q'的开关控制信号TG和BG以控制功率管Q和Q'的导通和关断。

控制器1包括交流纹波分量生成电路11和修正电路12。修正电路12用于修正补偿信号的大小使其适应叠加了交流纹波分量Vslop(AC)的输出电压反馈信号VFB_er。交流纹波分量生成电路11包括电源VIN、开关K和K'、电阻R和电容C。其中，开关K的开关控制信号tg与功率管Q的开关控制信号TG同相，开关K'的开关控制信号bg与功率管Q的开关控制信号TG反相(即与功率管Q'的开关控制信号BG同相)。在功率管Q的导通时间内，开关K导通，电源VIN通过开关K、电阻R对电容C充电，电容C上的电压逐渐上升。在功率管Q的关断时间内，开关K'导通，电容C通过电阻R、开关K'放电，电容C上的电压下降。当开关周期Ts<<RC时(开关周期Ts为开关K和K'的总导通时间)，电容C上的电压Vslop的交流纹波分量Vslop(AC)近似以固定斜率的直线进行上升和下降。

在现有技术中，通过使得电容C上的电压Vslop减去其自身的直流分量来获得交流纹波分量Vslop(AC)。控制器1使得交流纹波分量Vslop(AC)与输出电压反馈信号VFB叠加来获取功率管Q和Q'的开关控制信号TG和BG。在这个过程中可能会引入噪声，从而使得系统不稳定。

发明内容

有鉴于此,本发明提供一种纹波生成电路、控制电路及开关变换器，以减小或消除纹波信号中的噪声，提高系统的稳定性。

第一方面，提供一种纹波生成电路，应用于开关变换器，所述纹波生成电路被配置为根据交流纹波分量与预设的直流偏置电压在纹波信号输出端生成纹波信号。

进一步地，所述交流纹波分量与所述开关变换器的电感电流同相位。

进一步地，所述纹波生成电路包括交流纹波分量生成电路，被配置为根据所述开关变换器的输出电压和开关节点上的电压生成所述交流纹波分量，其中，所述开关节点为所述开关变换器中的第一功率管和第二功率管的公共连接点。

进一步地，所述纹波生成电路包括直流偏置电压叠加电路，被配置为在所述交流纹波分量上叠加预设的直流偏置电压生成所述纹波信号。

进一步地，所述交流纹波分量生成电路包括：

第一电阻与第一电容；其中，所述第一电阻和所述第一电容顺序连接在所述开关节点和所述开关变换器的输出端之间；

第二电容，连接在所述第一电阻与所述第一电容的公共端和纹波信号输出端之间；以及

第三电容，连接在所述开关变换器的输出端和所述纹波信号输出端之间。

进一步地，直流偏置电压叠加电路包括串联连接在所述纹波信号输出端和接地端之间的第二电阻和直流电压源。

第二方面，提供一种用于开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括第一功率管和第二功率管，所述控制电路包括：

如上所述的纹波生成电路；以及

控制器，被配置为根据所述纹波信号和误差信号生成第一开关控制信号和第二开关控制信号以控制所述第一功率管和第二功率管导通或关断，其中，所述误差信号用于表征所述开关变换器的输出电压和输出电压期望值的误差。

进一步地，所述控制器包括：

导通时间控制电路，被配置为根据所述第一开关控制信号生成复位信号；

置位信号生成电路，被配置为根据所述误差信号和所述纹波信号生成置位信号；以及

逻辑控制电路，被配置为根据所述复位信号和所述置位信号生成所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号。

进一步地，所述逻辑控制电路包括：

第一逻辑电路，被配置为根据所述置位信号和最小关断时间信号生成置位触发信号；以及

第二逻辑电路，被配置为根据所述复位信号和所述置位触发信号生成所述第一开关控制信号和第二开关控制信号。

进一步地，所述逻辑控制电路被配置为在所述置位信号为有效时屏蔽所述复位信号。

进一步地，所述逻辑控制电路包括：

第三逻辑电路，被配置为根据所述复位信号和所述置位信号生成复位触发信号；以及

第四逻辑电路，被配置为根据所述复位触发信号和所述置位信号生成所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号。

进一步地，所述第三逻辑电路被配置为在所述复位信号为有效状态且所述置位信号为无效状态时将所述复位触发信号切换为有效状态。

进一步地，所述置位信号生成电路包括：

误差信号生成电路，被配置为根据用于表征所述输出电压的反馈电压和用于表征所述输出电压期望值的参考电压生成所述误差信号；以及

比较器，被配置为用于比较所述纹波信号和所述误差信号生成所述置位信号。

第三方面，提供一种开关变换器，包括：

第一功率管；

第二功率管；以及

如上所述的控制电路。

本发明实施例的技术方案通过根据交流纹波分量与预设的直流偏置电压生成的纹波信号和用于表征输出电压和输出电压期望值的误差信号生成开关控制信号以控制第一功率管和第二功率管的导通和关断。其中，由于无需去除纹波信号的直流分量，从而可以减小或消除纹波信号中的噪声，提高系统的稳定性。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是现有技术的开关变换器的电路图；

图2是本发明第一实施例的开关变换器的电路图；

图3是本发明第一实施例的开关变换器工作在稳态下的工作波形图；

图4是本发明第一实施例的开关变换器由轻载模式向重载模式跳变的工作波形图；

图5是本发明第一实施例的开关变换器由重载模式向轻载模式跳变的工作波形图；

图6是本发明第二实施例的开关变换器的电路图；

图7是本发明第二实施例的开关变换器工作在稳态下的工作波形图；

图8是本发明第二实施例的开关变换器由轻载模式向重载模式跳变的工作波形图；

图9是本发明第二实施例的开关变换器由重载模式向轻载模式跳变的工作波形图；

图10是本发明第二实施例的开关变换器在输入电压下降时的工作波形图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2是本发明第一实施例的开关变换器的电路图。如图2所示，本实施例的开关变换器包括第一功率管Q1、第二功率管Q2、输出电容Cout、电感L和控制电路2。控制电路2包括纹波信号生成电路21和控制器22。

纹波信号生成电路21被配置为根据交流纹波分量与预设的直流偏置电压生成纹波信号。其中，交流纹波分量与开关变换器的电感电流基本同相位。纹波信号生成电路21包括交流纹波分量生成电路211和直流偏置电压叠加电路212。

交流纹波分量生成电路211被配置为根据开关变换器的输出电压Vout和开关节点q上的电压Vq生成交流纹波分量。其中，开关节点q为第一功率管Q1和第二功率管Q2的公共连接点。直流偏置电压叠加电路212被配置为在交流纹波分量上叠加预设的直流偏置电压生成纹波信号VError2。

在一种可选的实现方式中，交流纹波分量生成电路211包括电容C1-C3以及电阻R1。电阻R1和电容C1顺序连接在开关节点q和开关变换器的输出端o1之间。电容C2连接在电阻R1和电容C1的公共端j和纹波信号输出端o2之间。电容C3连接在开关变换器的输出端o1和纹波信号输出端o2之间。直流偏置电压叠加电路212包括直流电压源Ver和电阻R2。直流偏置电压Verr使得纹波信号VError2的直流偏置电压设定在适合PWM生成电路pw正常运行的值附近。其中，电阻R2的阻值很大以使得电阻R1和电容C1的公共端j上的电压Vj的交流分量可以叠加到纹波信号VError2上。

在开关变换器工作于稳态时，输出电压Vout的纹波很小，基本可以忽略。当第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断时，开关节点q处的电压Vq基本等于输入电压Vin。此时，在纹波信号生成电路21中，开关节点q处的电压Vq通过电阻R1对电容C1充电。当第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通时，开关节点q处的电压Vq基本等于0。此时，电容C1上的电压通过电阻R1放电。因此，电阻R1和电容C1的公共端j上的电压Vj为具有直流分量Vout的交流纹波信号。同时，电阻R1和电容C1的公共端j上的电压Vj的交流分量通过电容C2和C3耦合到纹波信号VError2上，并且通过直流电压源Ver将预设的直流偏置电压Verr叠加到纹波信号VError2上。也就是说，纹波信号VError2的直流分量由直流电压源Ver决定。也即，纹波信号VError2为直流偏置电压Verr叠加上一定比例的公共端j上的电压Vj的交流分量的三角波信号。由此，在形成纹波信号VError2过程中，不会引入不必要的噪声而影响系统的稳定性。

控制器22被配置为根据纹波信号VError2和误差信号VError1生成第一开关控制信号GH和第二开关控制信号GL以分别控制第一功率管Q1和第二功率管Q2的导通或关断。其中，误差信号VError1用于表征开关变换器的输出电压Vout和输出电压期望值的误差。

控制器22包括导通时间控制电路221、置位信号生成电路222和逻辑控制电路223。

导通时间控制电路221被配置为根据第一开关控制信号GH生成复位信号res。导通时间控制电路221包括反相器inv、开关K1、电容C4、电流源k'Vin和比较器cmp1。其中，反相器inv被配置为将第一开关控制信号GH反相后控制开关K1的导通和关断。开关K1、电容C4和电流源k'Vin并联连接在比较器cmp1的一个输入端(例如同相输入端)和接地端之间。比较器cmp1的输入端分别输入电容C4的电压Vc4和与输出电压Vout的平均值成比例的参考电压kVout，输出端输出复位信号res。

在第一功率开关Q1导通时，也即第一开关控制信号GH有效时，开关K1受控关断，电流源k'Vin对电容C4充电，电容C4的电压Vc4逐渐上升。在电容C4的电压Vc4小于参考电压kVout时，比较器cmp1输出无效的复位信号res，使得第一功率管Q1维持导通，第二功率管Q2维持关断。当电容C4的电压Vc4增大到大于参考电压kVout时，比较器cmp1输出有效的复位信号res使得逻辑控制电路223将第二开关控制信号GL置高，将第一开关控制信号GH置低，从而控制第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通。

由此，复位信号res可以控制使得每次第一功率管Q1的导通时间保持恒定。

置位信号生成电路222被配置为根据误差信号VError1和纹波信号VError2生成置位信号Sset。置位信号生成电路222包括误差信号生成电路222a和比较器cmp2。

误差信号生成电路222a被配置为根据用于表征开关变换器的输出电压Vout的反馈信号Vfb和用于表征输出电压期望值的参考信号Vref生成误差信号VError1。误差信号生成电路222a包括电压源Vref和误差放大器gm。在一种可选的实现方式中，可以通过在开关变换器的输出端o1连接分压电路来获取反馈电压Vfb，或直接在输出端o1采集获取反馈电压Vfb。误差放大器gm输入端输入反馈电压Vfb和参考电压Vref，输出端输出误差信号VError1。在另一种可选的实现方式中，可以在误差放大器gm的输出端连接一个补偿电路，以对误差放大器gm的输出信号进行补偿以获取误差信号VError1。

在本实施例中，相比于现有技术，反馈信号Vfb不需要叠加交流纹波分量。因此，本实施例不需要修正电路进行修正来使得参考信号Vref与反馈信号Vfb相适应，从而简化了电路结构，降低了制造成本。

误差信号VError1和纹波信号VError2分别输入至比较器cmp2的两个输入端进行比较。在误差信号VError1大于纹波信号VError2时，比较器输出有效的置位信号Sset。在误差信号VError1小于纹波信号VError2时，比较器输出无效的置位信号Sset。由于反馈电压Vfb跟随输出电压Vout变化，并以此来调节误差信号VError1，使得误差信号VError1跟随输出电压Vout变化。因此，这可以加快误差信号VError1对输出电压Vout的响应速度，提高系统的动态响应性能。

逻辑控制电路223被配置为根据复位信号res和置位信号Sset生成第一功率管Q1的第一开关控制信号GH和第二功率管Q2的第二开关控制信号GL。逻辑控制电路223包括第一逻辑电路and1和第二逻辑电路223a。在一种可选的实现方式中，第二逻辑电路223a包括RS触发器rs和PWM生成电路pw。第一逻辑电路and1可以为一个与门电路，其输入端分别输入置位信号Sset和最小关断时间信号Voff_min，输出端输出置位触发信号set至RS触发器rs的置位端S。PWM生成电路pw被配置为根据RS触发器rs的输出信号sq生成第一开关控制信号GH和第二开关控制信号GL以控制第一功率管Q1和第二功率管Q2的导通或关断。其中，最小关断时间信号Voff_min用于控制第一功率管Q1的最小关断时间，以避免第一功率管Q1出现不正常的导通，提高系统的稳定性。

应理解，第一功率管Q1和第二功率管Q2可以采用金属氧化物半导体晶体管(MOSFET)、双极性晶体管(BJT)或绝缘栅型晶体管(IGBT)等电控开关器件。

本实施例通过根据交流纹波分量与预设的直流偏置电压生成的纹波信号和用于表征输出电压和输出电压期望值的误差信号生成开关控制信号以控制第一功率管和第二功率管的导通和关断。其中，纹波信号无需去除其直流分量以减小或消除纹波信号中的噪声，提高系统的稳定性。

开关变换器在工作中至少包括三个状态，即稳定状态、由轻载模式向重载模式跳变的状态和由重载模式向轻载模式跳变的状态。其中，稳定状态包括稳定工作在轻载模式或重载模式。

图3是本发明第一实施例的开关变换器工作在稳态下的工作波形图。如图3所示，在t0时刻，第一开关控制信号GH置低，第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通。此时，纹波信号VError2大于误差信号VError1，比较器cmp2输出的置位信号Sset为低电平，置位触发信号set为低电平，第一功率管Q1维持关断，第二功率管Q2维持导通。由于纹波信号VError2与电感电流IL同相位，因此，在t0时刻-t1时刻，纹波信号VError2与电感电流IL同相下降。

在t1时刻，纹波信号VError2下降到小于误差信号VError1，比较器cmp2输出的置位信号Sset为置高，若此时第一功率管Q1的关断时间大于最小关断时间使得最小关断时间信号Voff_min置高，则第一逻辑电路and1输出的置位触发信号set置高以使得RS触发器置位，输出有效的信号sq。PWM生成电路pw根据有效的信号sq使得第一开关控制信号GH置高，第二开关控制信号GL置低，从而控制第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，电感电流IL逐渐上升。电阻R1和电容C1的公共端j上的电压Vj在经过电容C2和C3隔直后，使得其交流纹波分量叠加到纹波信号VError2上。由于电阻R1和电容C1的公共端j上的电压Vj的交流纹波分量与电感电流IL同相位上升，因此纹波信号VError2与电感电流IL同相位上升。

在第一功率管Q1导通时，在导通时间控制电路221中，开关K1受控关断，电流源k'Vin对电容C4进行充电。在第一功率管Q1导通固定时间后，也即在t2时刻，电容C4上的电压Vc4增大到大于参考电压kVout，比较器cmp1输出有效的复位信号res使得RS触发器rs复位输出低电平的信号sq。控制PWM生成电路pw根据低电平的信号sq使得第一开关控制信号GH置低，第二开关控制信号GL置高，第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通，新的开关周期开始。

如图3所示，开关变换器工作在稳定状态时，本实施例通过根据交流纹波分量与预设的直流偏置电压生成的纹波信号VError2和用于表征输出电压和输出电压期望值的误差信号VError1生成开关控制信号以控制第一功率管和第二功率管的导通和关断。其中，由于无需去除纹波信号的直流分量，从而可以减小或消除纹波信号中的噪声，使得开关变换器输出电压Vout、电感电流IL及开关周期均处于相对稳定的状态。

图4是本发明第一实施例的开关变换器由轻载模式向重载模式跳变的工作波形图。如图4所示，当开关变换器由轻载模式向重载模式跳变时，输出电压Vout下降较快，与输出电压期望值的误差变大，因此误差信号VError1增大。

在t3时刻，开关变换器开始从轻载模式向重载模式切换。此时，误差信号VError1大于纹波信号VError2，比较器cmp2输出有效的置位信号Sset，同时最小关断时间信号Voff_min有效，使得RS触发器rs置位，从而控制第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，电感电流IL开始上升，纹波信号VError2与电感电流IL同相增大。

同时，在导通时间控制电路221中，开关K1受控关断，电流源k'Vin对电容C4进行充电。在第一功率管Q1导通固定时间后，也即在t4时刻，电容C4上的电压Vc4增大到大于参考电压kVout，比较器cmp1输出有效的复位信号res使得RS触发器rs复位，从而控制第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通，电感电流IL开始下降。

由于在t4时刻输出电压Vout与输出电压期望值的误差依旧很大，使得误差信号VError1依旧大于纹波信号VError2。因此，比较器cmp2输出有效的置位信号Sset，但此时还不满足最小关断时间的要求，因此此时置位触发信号set无效。在第一功率管Q1的最小关断时间信号Voff_min置高时(t5时刻)，也即第一功率管Q1的关断时间(t4时刻-t5时刻)大于最小关断时间时，第一逻辑电路and1输出有效的置位触发信号set使得RS触发器rs置位，从而控制第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，电感电流IL开始上升，纹波信号VError2与电感电流IL同相增大。

在t5时刻，开关K1受控关断，电流源k'Vin对电容C4进行充电。在t6时刻，电容C4上的电压Vc4增大到大于参考电压kVout，比较器cmp1输出有效的复位信号res使得RS触发器rs复位，从而控制第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通，电感电流IL开始下降。

由于在t6时刻输出电压Vout与输出电压期望值的误差依旧很大，使得误差信号VError1依旧大于纹波信号VError2。因此，比较器cmp2输出有效的置位信号Sset，但此时还不满足最小关断时间的要求，因此此时置位触发信号set无效。在第一功率管Q1的最小关断时间信号Voff_min置高时(t7时刻)，也即第一功率管Q1的关断时间(t6时刻-t7时刻)大于最小关断时间时，第一逻辑电路and1输出有效的置位触发信号set使得RS触发器rs置位，从而控制第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，电感电流IL开始上升，纹波信号VError2与电感电流IL同相增大。

在t7时刻，开关K1受控关断，电流源k'Vin对电容C4进行充电。在第一功率管Q1导通固定时间后，也即在t8时刻，电容C4上的电压Vc4增大到大于参考电压kVout，比较器cmp1输出有效的复位信号res使得RS触发器rs复位，从而控制第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通。之后，由于纹波信号VError2增大到大于误差信号VError1，比较器cmp2输出无效的置位信号Sset，此时置位触发信号set无效使得第一功率管Q1维持关断，第二功率管Q2维持导通。

在t9时刻，误差信号VError1大于纹波信号VError2，比较器cmp2输出有效的置位信号Sset。此时，第一功率管Q1的关断时间(t8时刻-t9时刻)大于最小关断时间。因此，第一逻辑电路and1输出有效的置位触发信号set使得RS触发器rs置位，从而控制第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断。在t9时刻之后，开关变换器逐渐在重载模式下稳定工作。

如图4所示，在开关变换器由轻载模式向重载模式跳变时，输出电压Vout下降幅度较大，误差信号VError1上升较快，使得误差信号VError1在t3时刻-t7时刻始终大于纹波信号VError2，从而使得在t3时刻-t7时刻之间第一功率管Q1的占空比增大，因此，可以使得开关变换器快速从轻载模式向重载模式跳变，增大了系统的动态响应速度。

图5是本发明第一实施例的开关变换器由重载模式向轻载模式跳变的工作波形图。如图5所示，当开关变换器由重载模式向轻载模式跳变时，输出电压Vout上升较快，因此误差信号VError1减小。

在t0'时刻，导通时间控制电路221输出有效的复位信号res使得RS触发器rs复位，从而控制第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通，电感电流IL开始下降，纹波信号VError2与电感电流IL同相减小。

在t1'时刻，纹波信号VError2下降到小于误差信号VError1。因此，比较器cmp2输出有效的置位信号Sset。此时，第一功率管Q1的关断时间(t0'时刻-t1'时刻)大于最小关断时间。第一逻辑电路and1输出有效的置位触发信号使得RS触发器rs置位，从而控制第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，电感电流IL开始上升。

同时，开关K1受控关断，电流源k'Vin对电容C4进行充电。在第一功率管Q1导通固定时间后，也即在t2'时刻，电容C4上的电压Vc4增大到大于参考电压kVout，比较器cmp1输出有效的复位信号res使得RS触发器rs复位，从而控制第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通，电感电流IL开始下降，纹波信号VError2与电感电流IL同相减小。

在t3'时刻，纹波信号VError2下降到小于误差信号VError1。因此，比较器cmp2输出有效的置位信号Sset。此时，第一功率管Q1的关断时间(t2'时刻-t3'时刻)大于最小关断时间。第一逻辑电路and1输出有效的置位触发信号set使得RS触发器rs置位，从而控制第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，电感电流IL逐渐上升。在t3'时刻之后，开关变换器逐渐在轻载模式下稳定工作。

如图5所示，在开关变换器由重载模式向轻载模式跳变时，输出电压Vout上升幅度较大，误差信号VError1下降较快，使得误差信号VError1小于纹波信号VError2的时间增加，从而使得在t1'时刻-t3'时刻之间第一功率管Q1的占空比减小。因此，可以使得开关变换器快速从重载模式向轻载模式跳变，增大了系统的动态响应速度。

图6是本发明第二实施例的开关变换器的电路图。如图6所示，本实施例的开关变换器包括第一功率管Q3、第二功率管Q4、输出电容Cout1、电感L1和控制电路6。控制电路6包括纹波信号生成电路61和控制器62。控制器62包括导通时间控制电路621、置位信号生成电路622和逻辑控制电路623。逻辑控制电路623包括第三逻辑电路623a和第四逻辑电路623b。其中，本实施例中的纹波信号生成电路61、导通时间控制电路621、置位信号生成电路622和第四逻辑电路623b与本发明第一实施例中的纹波信号生成电路21、导通时间控制电路221、置位信号生成电路222和第二逻辑电路223a的内部电路元件及其连接方式均类似，在此不再赘述。

本实施例中的第三逻辑电路包括反相器inv1和与门电路and2。其中，反相器inv1使得置位信号生成电路622输出的置位信号set1反相后输入门电路and2的一个输入端。与门电路and2将导通时间控制电路621输出的复位信号cl和经过反相的置位信号set1做与运算后输出复位触发信号res1。这使得第三逻辑电路623a只有在复位信号cl有效且置位信号set1无效时才能输出有效的复位触发信号res1将RS触发器rs1进行复位。从而，使得开关变换器在置位信号set1有效时屏蔽有效的复位信号cl，以延长第一功率管Q4的导通时间，增大占空比，提高系统的效率。

开关变换器在工作中至少包括三个状态，即稳定状态、由轻载模式向重载模式跳变的状态和由重载模式向轻载模式跳变的状态。其中，稳定状态包括稳定工作在轻载模式或重载模式。

图7是本发明第二实施例的开关变换器工作在稳态下的工作波形图。如图7所示，在t11时刻，纹波信号VError2小于误差信号VError1，置位信号生成电路622中的比较器cmp4输出有效的置位信号set1使得RS触发器rs1置位，从而控制PWM生成电路pw1将第一开关控制信号GH置高并将第二开关控制信号GL置低。此时，第一功率管Q3导通，第二功率管Q4关断。电感电流IL1开始上升，纹波信号VError2与电感电流IL1同相上升。同时，导通时间控制电路中的开关K2受控关断，电流源k'Vin开始给电容C5充电，电容C5的电压Vc5开始上升。

在t12时刻，电容C5的电压Vc5大于参考电压kVout，导通时间控制电路621中的比较器cmp3输出有效的复位信号cl至门电路and2的一个输入端。此时，纹波信号VError2大于误差信号VError1，比较器cmp4输出低电平的置位信号set1至反相器inv1和RS触发器rs1的置位端。反相器inv1将置位信号set1反相后输出至门电路and2。因此，此时门电路and2输出高电平的复位触发信号res1至RS触发器rs1的复位端使得RS触发器rs1复位以控制PWM生成电路pw1将第一开关控制信号GH置低并将第二开关控制信号GL置高。此时，第一功率管Q3关断，第二功率管Q4导通。电感电流IL1开始下降，纹波信号VError2与电感电流IL1同相下降。同时，开关K2受控导通，电容C5的电压Vc5为0。

在t13时刻，纹波信号VError2小于误差信号VError1，新的周期开始。

如图7所示，开关变换器工作在稳定状态时，本实施例通过根据交流纹波分量与预设的直流偏置电压生成的纹波信号VError2和用于表征输出电压和输出电压期望值的误差信号VError1生成开关控制信号以控制第一功率管和第二功率管的导通和关断。其中，由于无需去除纹波信号的直流分量，从而可以减小或消除纹波信号中的噪声，使得电感电流IL和开关周期均保持基本稳定。

图8是本发明第二实施例的开关变换器由轻载模式向重载模式跳变的工作波形图。如图8所示，在开关变换器由轻载模式向重载模式跳变时，输出电压Vout会突然下降较大的幅度，误差信号VError1开始增大。

在t21时刻，负载由轻载变为重载，输出电压Vout下降。如图6所示，在纹波信号生成电路61中，输出电压Vout通过电容C6耦合到纹波信号VError2上，因此此时纹波信号VError2快速下降。

在t22时刻，纹波信号VError2下降到小于误差信号VError1，比较器cmp4输出有效的置位信号set1至RS触发器rs1的置位端使其置位，从而控制PWM生成电路pw1使得第一开关控制信号GH置高，第二开关控制信号GL置低。此时，第一功率管Q3受控导通，第二功率管Q4受控关断，电感电流IL1开始上升，纹波信号VError2与电感电流IL1基本同相上升。同时，导通时间控制电路621中的开关K2受控关断，电流源k'Vin开始给电容C5充电，电容C5的电压Vc5开始上升。

在t23时刻，纹波信号VError2上升到大于误差信号VError1，比较器cmp4的输出无效的置位信号set1至RS触发器rs1的置位端和反相器inv1。此时，电容C5的电压Vc5上升到大于参考电压kVout，导通时间控制电路621中的比较器cmp3输出有效的复位信号cl至门电路and2的一个输入端。经过inv1反相后的置位信号set1'为高电平。因此，门电路and2输出有效的复位触发信号res1至RS触发器rs1的复位端使其复位，以控制PWM生成电路pw1使得第一开关控制信号GH置低，第二开关控制信号GL置高。此时，第一功率管Q3受控关断，第二功率管Q4受控导通，电感电流IL1开始下降，纹波信号VError2与电感电流IL1基本同相下降。同时，导通时间控制电路621中的开关K2受控导通，电容C5通过开关K2放电，电容C5上的电压Vc5下降至0。

如图8所示，在t21时刻-t23时刻的大部分时间内，纹波信号VError2小于误差信号VError1，使得比较器cmp4始终输出有效的置位信号set1。这样即使电容C5的电压Vc5在t22'时刻上升到大于参考信号kVout使得比较器cmp3输出有效的复位信号cl，门电路and2依旧输出无效的复位触发信号res1。这使得第一功率管Q3维持导通，第二功率管Q4维持关断直到t23时刻纹波信号VError2上升到大于误差信号VError1。由此，本实施例使得在置位信号set1有效时屏蔽导通时间控制电路621输出的复位信号cl，以延长第一功率管Q3的导通时间，从而提高系统在模式间转换时的动态响应性能。

图9是本发明第二实施例的开关变换器由重载模式向轻载模式跳变的工作波形图。如图9所示，在开关变换器由重载模式向轻载模式跳变时，输出电压Vout会突然上升较大的幅度，误差信号VError1开始减小。

在t31时刻，负载由重载变为轻载，输出电压Vout上升。如图6所示，在纹波信号生成电路61中，输出电压Vout通过电容C6耦合到纹波信号VError2上，因此此时纹波信号VError2上升。同时，由于输出电压Vout上升，误差信号VError1逐渐减小。

在t31时刻-t32时刻，由于纹波信号VError2始终大于误差信号VError1，使得比较器cmp4始终输出无效的置位信号set1至RS触发器rs1的置位端。因此，在t31时刻-t32时刻之间，第一功率管Q3保持关断，第二功率管Q4保持导通。导通时间控制电路621中的开关K2受控保持导通，电容C5上的电压Vc5保持为0，小于参考电压kVout。电感电流IL1持续下降，纹波信号VError2与电感电流IL1基本同相下降。

在t32时刻，纹波信号VError2下降到小于误差信号VError1，比较器cmp4输出有效的置位信号set1至RS触发器rs1的置位端使其置位，从而控制第一功率管Q3导通，第二功率管Q4关断。

如图9所示，在t31时刻-t32时刻，纹波信号VError2始终大于误差信号VError1，使得比较器cmp4始终输出无效的置位信号set1。这使得第一功率管Q3保持关断，第二功率管Q4保持导通，从而使得开关变换器快速从重载模式切换到轻载模式，提高了系统的动态响应性能。

图10是本发明第二实施例的开关变换器在输入电压下降时的工作波形图。如图10所示，在t41时刻，纹波信号VError2小于误差信号VError1，比较器cmp4输出有效的置位信号set1至RS触发器rs1的置位端使其置位，从而控制第一功率管Q3导通，第二功率管Q4关断。同时，导通时间控制电路中的开关K2受控关断，电流源k'Vin开始给电容C5充电，电容C5的电压Vc5开始上升。

在t42时刻，虽然电容C5的电压Vc5上升到大于参考电压kVout，但由于纹波信号VError2小于误差信号VError1，RS触发器rs1的置位端为高，使得导通时间控制电路621输出的复位信号cl被屏蔽，从而使得第一功率管Q3保持导通，第二功率管Q4保持关断，电感电流IL1持续上升，纹波信号VError2与电感电流IL1基本同相上升。也就是说，由于纹波信号VError2小于误差信号VError1，比较器cmp4输出的置位信号set1为高电平，则无论导通时间控制电路621输出的复位信号cl为高电平还是低电平，门电路and2输出的复位触发信号始终为低电平，且置位信号set1始终为高电平。因此，导通时间控制电路621会被有效的置位信号set1屏蔽。

在t43时刻，纹波信号VError2上升到大于误差信号VError1，比较器cmp4输出的置位信号set1为低电平，且此时复位信号cl为高电平。则门电路and2输出有效的复位触发信号res1使得RS触发器rs1复位，从而控制第一功率管Q3关断，第二功率管Q4导通。

本实施例通过在t42时刻屏蔽导通时间控制电路621，使得第一功率管Q3延迟到t43时刻关断，从而使得开关变换器的开关频率可以自动地被降低，实现了开关变换器的自动降频功能。

在t44时刻，纹波信号VError2小于误差信号VError1，比较器cmp4输出有效的置位信号set1至RS触发器rs1的置位端使其置位，从而控制第一功率管Q3导通，第二功率管Q4关断。同时，导通时间控制电路中的开关K2受控关断，电流源k'Vin开始给电容C5充电，电容C5的电压Vc5开始上升。但由于此时的输入电压Vin太低而使得第一功率管Q3和第二功率管Q4的中间节点q'的电压Vq'的平均值下降，从而使得纹波信号VError2下降。由此，可以维持纹波信号VError2一直小于误差信号VError1以维持第一功率管Q3一直处于导通状态，第二功率管Q4一直处于关断状态，从而实现了开关变换器的在工作模式切换中的自动稳压功能，提高了开关变换器动态响应性能。

本实施例通过在置位信号有效时屏蔽导通时间控制电路以及通过在使得纹波信号VError2可以跟随输入电压Vin变化实现了开关变换器的自动降频功能和自动稳压功能，从而提高了开关变换器在不同工作模式下切换的动态响应速度。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (14)

1.一种纹波生成电路，应用于开关变换器，其特征在于，所述纹波生成电路被配置为根据交流纹波分量与具有固定电压值的预设的直流偏置电压在纹波信号输出端生成纹波信号；

其中，所述纹波信号不与表征所述开关变换器的输出电压的反馈信号叠加。

2.根据权利要求1所述的纹波生成电路，其特征在于，所述交流纹波分量与所述开关变换器的电感电流同相位。

3.根据权利要求1所述的纹波生成电路，其特征在于，所述纹波生成电路包括交流纹波分量生成电路，被配置为根据所述开关变换器的输出电压和开关节点上的电压生成所述交流纹波分量，其中，所述开关节点为所述开关变换器中的第一功率管和第二功率管的公共连接点。

4.根据权利要求1所述的纹波生成电路，其特征在于，所述纹波生成电路包括直流偏置电压叠加电路，被配置为在所述交流纹波分量上叠加预设的直流偏置电压生成所述纹波信号。

5.根据权利要求3所述的纹波生成电路，其特征在于，所述交流纹波分量生成电路包括：

第一电阻与第一电容；其中，所述第一电阻和所述第一电容顺序连接在所述开关节点和所述开关变换器的输出端之间；

第二电容，连接在所述第一电阻与所述第一电容的公共端和纹波信号输出端之间；以及

第三电容，连接在所述开关变换器的输出端和所述纹波信号输出端之间。

6.根据权利要求4所述的纹波生成电路，其特征在于，直流偏置电压叠加电路包括串联连接在所述纹波信号输出端和接地端之间的第二电阻和直流电压源。

7.一种用于开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括第一功率管和第二功率管，其特征在于，所述控制电路包括：

如权利要求1-6任一项所述的纹波生成电路；以及

控制器，被配置为根据所述纹波信号和误差信号生成第一开关控制信号和第二开关控制信号以控制所述第一功率管和第二功率管导通或关断，其中，所述误差信号用于表征所述开关变换器的输出电压和输出电压期望值的误差。

8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述控制器包括：

导通时间控制电路，被配置为根据所述第一开关控制信号生成复位信号；

置位信号生成电路，被配置为根据所述误差信号和所述纹波信号生成置位信号；以及

逻辑控制电路，被配置为根据所述复位信号和所述置位信号生成所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号。

9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述逻辑控制电路包括：

第一逻辑电路，被配置为根据所述置位信号和最小关断时间信号生成置位触发信号；以及

第二逻辑电路，被配置为根据所述复位信号和所述置位触发信号生成所述第一开关控制信号和第二开关控制信号。

10.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述逻辑控制电路被配置为在所述置位信号为有效时屏蔽所述复位信号。

11.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述逻辑控制电路包括：

第三逻辑电路，被配置为根据所述复位信号和所述置位信号生成复位触发信号；以及

第四逻辑电路，被配置为根据所述复位触发信号和所述置位信号生成所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号。

12.根据权利要求11所述的控制电路，其特征在于，所述第三逻辑电路被配置为在所述复位信号为有效状态且所述置位信号为无效状态时将所述复位触发信号切换为有效状态。

13.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述置位信号生成电路包括：

误差信号生成电路，被配置为根据用于表征所述输出电压的反馈电压和用于表征所述输出电压期望值的参考电压生成所述误差信号；以及

比较器，被配置为用于比较所述纹波信号和所述误差信号生成所述置位信号。

14.一种开关变换器，其特征在于，包括：

第一功率管；

第二功率管；以及

如权利要求7-13中任一项所述的控制电路。

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