CN108982953B - 具有改良准确性的低功率小型峰值检测器 - Google Patents

具有改良准确性的低功率小型峰值检测器 Download PDF

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Abstract

一种峰值检测器包含具有五个大小相同的晶体管的输入电路，其中的四个输入晶体管在控制节点与偏置节点之间并联耦合并接收两个同相信号和两个正交信号中的对应一个。第五晶体管耦合于电流节点与所述偏置节点之间，并使其控制端子耦合到输出节点。偏置电路建立流经五个输入晶体管的预定偏置电流。电流镜通过所述控制节点将流经所述第五晶体管的电流从电流端子镜射到四个并联耦合的输入晶体管中。输出电路基于在所述第五晶体管的所述控制端子处产生的电压而对峰值电容器充电。所述峰值检测器是低功率小型的，且相比于常规峰值检测器以更大的准确性检测输入信号的实际峰值。

Description

具有改良准确性的低功率小型峰值检测器
技术领域
本发明大体上涉及峰值检测器，且更具体地说，涉及一种消耗更少空间和功率的峰值检测器，其具有更宽的跟踪带宽并以提高的准确性来检测实际峰值。
背景技术
峰值检测器常常用于使用有线或无线通信的各种通信产品的接收器链中。举例来说，其可做自动增益控制(automatic gain control，AGC)回路的部分来确保接收到的无线信号的信号电平接近目标电平。在许多通信系统中，接收到的射频(radio frequency，RF)信号由接收器向下变频成中频(intermediate frequency，IF)信号，IF信号接着经向下变频成基带信号。在其它系统配置中，RF信号可直接向下变频成基带。在任一状况下，一个或多个比较器可用以比较IF或基带下的同相(I)或正交相位(Q)差分信号与一个或多个阈值窗。峰值检测器对I和/或Q信号的包封或峰值电平进行取样或检测。可每隔一定间隔对比较器结果进行取样和量化以确定信号电平是否处于或接近目标电平。
比较器功耗通常由准确性和跟踪带宽要求设定，在强远端阻断信号的状况下，准确性和跟踪带宽要求可以是高的。可包含量化器等等以将峰值检测器的输出转换成指示信号高于还是低于阈值的二进制信息。如果期望找出信号离目标电平多远，那么可使用多个峰值检测器。在具有正交输入的许多常规配置中，峰值检测器可测量比实际峰值至多低3分贝(dB)的峰值，这取决于信号频率与观测时间之间的关系。如果信号频率相对低和/或观测时间相对短，那么在其最低点(例如3dB底点)处观测到信号包封的机率在存在阻断信号的情况下尤其增大。举例来说，如果阻断信号在向下变频成IF或基带时足够接近直流电(direct current，DC)，或如果观测时间在AGC稳定期间对于增益改变相对较短，那么存在读取比其实际值至多3dB的峰值的相对强可能性。
应了解，不正确地检测实际峰值电平可引起准确地检测且捕获接收到的信号的相当大的延迟。假设目标电压电平例如是VPTARGET，且正交正弦输入信号具有恒定振幅并具有等于目标峰值电平的实际峰值电压VPACTUAL，或VPACTUAL＝VPTARGET。在此状况下，因为实际信号电平处于目标电平，所以不需要校正。但是，常规峰值检测器可不正确地测量处于降低的电平下的峰值，甚至直到约0.71×VPACTUAL，其是比实际峰值低3dB。作为响应，AGC回路可增加增益，以试图将信号放大成目标电压电平。因为测得的峰值电平显著地低于实际峰值电平，所以会过度放大接收到的信号，这会致使经放大输入信号超出接收器的最大可允许电压电平。在那种状况下，输入信号有可能限幅且输入信息丢失。
发明内容
一种根据一个实施例的峰值检测器包含输入电路、偏置电路、电流镜和输出电路。所述输入电路包含五个晶体管，其中的四个输入晶体管在控制节点与偏置节点之间并联耦合，并接收第一和第二同相(I)信号以及第一和第二正交相位(Q)信号中的对应一个。第五晶体管耦合于电流节点与所述偏置节点之间，并使其控制端子耦合到输出节点。五个输入晶体管经配置以具有相同大小。所述偏置电路耦合到所述偏置节点并产生确定流经五个输入晶体管的总电流的偏置电流。电流镜将流经第五晶体管的电流镜射到另外四个晶体管中，这意味着一半的所述偏置电流流经第五晶体管，而另外一半在在任何给定时间所激活的任何其它的四个晶体管之间分流。所述输出电路包含耦合于源极电压节点与所述输出节点之间的额外晶体管和耦合于所述输出节点与参考节点(例如接地)之间的电容器。
所述I信号和所述Q信号各自是差分正弦信号，其中差分I信号的两个分量彼此180度异相，差分Q信号彼此180度异相，且I差分信号和Q差分信号彼此四分之一周期(90度)异相。鉴于输入晶体管是平方律装置，且鉴于输入信号的相位关系，对应晶体管中的仅一个倾向于在输入信号的一个分量大于其它分量时在不汲取所述电流的全部的情况下汲取大部分所述电流。当分量信号中的两个具有相同电压时，电流在晶体管之间分流。在包含两个不同2输入峰值检测器的常规峰值检测器中，这会引起至多低于实际峰值电平的3分贝的峰值测量误差(即，“3dB底点”)，其在输入信号的周期相比于所述峰值检测器的观测窗高时特别受关注。但是，当前峰值检测器校正此误差，且更准确地检测输入信号的实际峰值电平。因为流经第五电阻器的电流是在所述3dB底点处激活的另外两个输入晶体管的电流的两倍，所以输出被驱动更高且因此更接近实际峰值电平。
在一个实施例中，五个输入晶体管各自经配置以具有等于输入信号的目标峰值电压的栅极过激励电压。在此状况下，当观测窗口在所述3dB底处发生时且当实际峰值约与目标峰值电平相同时，输出实际上被驱动至实际峰值电平，由此最小化误差。甚至当实际峰值电压与目标电平偏离时，相比于常规配置减小了误差的量。
一种如本文中所描述的并有所述峰值检测器的电子电路可进一步包含将输出节点上产生的电压转换成数字值的量化器。所述电子电路还可包含：RF前端，其接收并将无线电信号转换成差分基带(或IF)同相信号和正交相位信号；第一可编程增益放大器，其将所述差分同相信号放大成所述第一同相信号和所述第二同相信号；以及第二可编程增益放大器，其将所述正交相位信号放大成第一和第二正交相位信号。输出节点上产生的峰值可用以控制所述第一可编程增益放大器和所述第二可编程增益放大器的增益，所述增益放大器例如AGC回路等等。
一种根据一个实施例的检测同相和正交相位正弦差分信号的峰值电平的方法包含：将所述同相和正交相位正弦差分信号的对应一个分量提供给属于第一导电类型的第一、第二、第三和第四晶体管中的对应一个的控制端子，所述晶体管具有共同大小并具有在控制节点与偏置节点之间并联耦合的电流端子；在电流节点与所述偏置节点之间耦合属于所述第一导电类型的第五晶体管的电流端子，并将所述第五晶体管的控制端子耦合到输出节点，其中所述第一晶体管与属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三和第四晶体管相同大小；从所述偏置节点汲取预定偏置电流；将流经属于所述第一导电类型的所述第五晶体管的所述电流端子的电流镜射到流经属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三和第四晶体管的所述电流端子中；在源极电压节点与所述输出节点之间耦合属于第二导电类型的第一晶体管的电流端子，并将属于所述第二导电类型的所述第一晶体管的控制端子耦合到所述控制节点；以及在所述输出节点与参考节点之间耦合电容器。
所述方法可包含：将属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三、第四和第五晶体管的栅极过激励电压配置成等于所述同相和正交相位正弦差分信号的目标峰值电压。
附图说明
本发明作为举例说明并不受附图限制，在附图中类似标记指示类似元件。为简单和清晰起见，说明图中的元件，且所述元件不一定按比例绘制。
图1是常规峰值检测器的简化框图。
图2是根据本发明的实施例实施的接收器链的简化框图，其包含4输入峰值检测器。
图3是根据本发明的一个实施例实施的图2的峰值检测器的更详细示意图。
图4是标绘呈正弦形式的同相和正交信号的半循环的栅极过激励电压的各值的峰值检测器输出的图形，同相和正交信号具有归一化频率和归一化电压，同时具有等于目标峰值电压的峰值电压。
具体实施方式
本发明人已认识到需要提高峰值检测器的准确性，包含用于接收器的AGC回路中的峰值检测器。他还已根据电子电路实施方案和功耗而认识到对于对于效率的持续需要。他因此已开发出具有提高的准确性的低功率小型峰值检测器。本发明人已开发出与常规2输入峰值检测器大约大小相同且汲取相同电平的电流的4输入峰值检测器。4输入峰值检测器因此替代两个分离的常规峰值检测器的功能，由此将区域和功耗两者切成两半。而且，新颖的4输入峰值检测器显著地增大跟踪带宽，因此允许对于更高频率信号的准确峰值测量。此外，即使当在最低点处或附近观测信号时也能相比常规配置大大提高准确性。
图1是差分I/Q输入信号的常规峰值检测器100的简化框图。如102处所展示，差分I输入信号包含正分量Iinp和负分量Iinm，且类似地，差分Q信号包含正分量Qinp和负分量Qinm。每个差分信号的正和负分量展示为相对于彼此180度异相的简单正弦波信号。而且，I和Q信号相对于彼此四分之一周期(例如90度)异相。差分I信号在对应I通道内放大并提供给第一2输入峰值检测器104作为对应Ip/Im分量信号，且差分Q信号在对应Q通道内放大并提供给第二2输入峰值检测器106作为对应Qp/Qm分量信号(其中应理解，Ip和Im分别与Iinp和Iinm具有相同形状和相位，而Qp和Qm分别与Qinp和Qinm具有相同形状和相位)。第一峰值检测器104提供指示差分I信号的Ip和Im分量的最高所观测电平的第一峰值信号IPK，且第二峰值检测器106提供指示差分Q信号的Qp和Qm分量的最高所观测电平的第二峰值信号QPK。IPK和QPK提供给决策电路108的相应输入，决策电路108选择两个输入值中的最大输入值以提供所测量输出峰值信号PKO。虽然未展示，但是PKO可提供给量化器电路(未展示)，量化器电路产生提供给AGC回路来控制Ip/Im和Qp/Qm输入信号的相对增益的对应数字信号。
考虑时刻110周围的观测窗口。虽然在过零点处观测Ip和Im，但是Qm在时间110时处于其峰值，使得产生QPK以及因此PKO以反映差分IQ信号的实际峰值电平。但是，应了解，峰值检测器104和106中的每一个在观测周期而非仅具体时间点期间观测其对应差分输入信号。以此方式，如果差分IQ信号的频率相比于观测周期相对高，那么观测分量信号中的至少一个的实际峰值以使得PKO可反映差分IQ信号的实际峰值。举例来说，如果观测周期具有是差分IQ信号的至少四分之一周期的持续时间，那么观测分量信号中的至少一个的峰值电平以使得PKO准确地反映实际峰值电平。但是，当输入信号的相对频率减小和/或输入信号的观测时间减小时，检测待输入信号的实际峰值电平的可能性减小。
时刻112周围的最不利状况观测窗口说明Ip和Qm都比其实际峰值低3dB的条件。在实际峰值电压VPACTUAL的情况下，时刻112周围的最不利状况观测时间窗口替代地在3dB底点处检测差分IQ信号，以使得
Figure BDA0001665121310000051
其比VPACTUAL低了几乎30％。以此方式，在相对共同的操作条件下，具有单独地监测差分I和Q信号的一对常规2输入峰值检测器的峰值检测器100会不正确地输出比实际峰值电平地至多3dB的测得峰值PKO，其在本文中被称作“3dB底点”。一般来说，输入频率相对于观测时间越低，观测周期在3dB底点处或附近发生的机率越大，在向下变频阻断信号非常接近于IF链中的DC时尤其如此。测量过低的峰值电压的至少一个问题是AGC回路的增加的稳定时间和输入信号的可能限幅。
图2是根据本发明的实施例实施的接收器链200的简化框图，其包含4输入峰值检测器218。接收器链200可用于各种应用中，例如电视接收器、蜂窝电话、调制解调器、卫星无线电、网络装置等等。接收器链200可用于有线和无线通信系统两者中，其中无线通信系统可包含例如
Figure BDA0001665121310000052
Wi-Fi等等。所说明接收器链200包含接收RF输入信号RFIN的RF前端202和响应于RF输入信号RFIN而提供I和Q输出信号的基带链204。本发明同等地适用于IF信号，其中基带链204可由对应IF链替换(其中应注意，IF链可与基带链具有相同拓扑，除了IF链滤波器带宽设定得更宽以外)。
RF前端202将RFIN转换成I通道内提供的差分I信号和Q通道内提供的差分Q信号。以如图1中所展示的类似方式，差分I信号包含正分量Iinp和负分量Iinm，且差分Q信号包含正分量Qinp和负分量Qinm。差分I信号提供到第一可编程增益放大器(programmable gainamplifier，PGA)206的输入，第一PGA 206输出对应分量信号Ip和Im，且差分Q信号提供到第二PGA 208的输入，第二PGA 208输出对应分量信号Qp和Qm。I通道进一步包含滤波器210(例如低通滤波器LPF)，滤波器210接收Ip/Im信号并对其进行滤波以将经滤波差分I信号提供给I-通道模/数转换器(analog-to-digital converter，ADC)212。ADC 212将经滤波差分I信号转换成输出信号I_OUT。以类似方式，Q通道进一步包含滤波器214(例如低通滤波器LPF)，滤波器214接收Qp/Qm信号并对其进行滤波以将经滤波差分Q信号提供给Q-通道ADC216。ADC 216将经滤波差分Q信号转换成输出信号Q_OUT。
还将Ip/Im和Qp/Qm分量信号对提供给峰值检测器218的相应输入。如在本文中进一步描述，峰值检测器218感测I和Q差分输入信号的峰值电平(通过Ip/Im和Qp/Qm分量信号对)并产生指示I和Q差分输入信号的峰值量值的PKO信号。PKO可用于AGC回路中，AGC回路调整PGA 206和PGA 208的增益或驻留于先前RF前端202中的块的增益，以提供处于或接近目标输入信号电平的Ip/Im和Qp/Qm。在一个实施例中，PKO可直接用于AGC回路中的更精细增益调整。
在所说明实施例中，PKO进一步提供给量化器220的输入，量化器220提供具有用于粗略增益调整的一个或多个电平或步的数字输出PKD_OUT。步数可由特定配置决定，特定配置可包含仅两个步(“过高”或“过低”)，或可取决于粒度的期望水平(例如3步、5步、10步等等)而包含更多电平。电平可具有线性或非线性变化，例如均匀电压电平(100mV步)或dB均匀步，例如1dB步、3dB步等等。量化器220可实施为可以是单个比较器的粗略量化器。在另一实施例中，量化器220可包含具有时控比较器的快闪ADC。在另一实施例中，量化器220包含具有静态比较器和设定-重设(set-reset，SR)输出锁存器的快闪ADC。PKD_OUT具有“N”个位元，其中N是大于零的整数。N的实际值取决于具体应用和实施方案。虽然未展示，但是PKD_OUT可提供给AGC回路以调整PGA 206和PGA 208的增益或驻留于先前RF前端202中的块的增益，以提供处于或接近目标输入信号电平的Ip/Im和Qp/Qm。
峰值检测信号的量化的重要方面是AGC回路的调整可相比于模拟配置是相对粗略的。在测得的峰值电平与实际峰值电平之间偏差较大的情况下，峰值检测器的准确性可在AGC回路操作中变成重要的因素。举例来说，常规峰值检测器可在共同操作条件下展现至多3dB误差，这可致使AGC回路过度补偿或欠补偿环路增益调整，从而潜在地引起接收器链饱和或甚至引起可引起更长的AGC稳定时间的不稳定性。如本文中所描述的峰值检测器218显著地减小峰值测量误差，由此最小化AGC回路操作误差。峰值检测器218说明为在通信系统的接收器内，但是当然，峰值检测器218可用于处理同相和正交信号的任何电子电路中。
图3是根据本发明的一个实施例实施的峰值检测器218的更详细示意图。峰值检测器218包含输入电路302、偏置电路304、电流镜306、和耦合于源极电压节点350与源极参考电压节点352之间的输出电路308。源极电压节点350产生源极电压VDD且源极参考电压节点352产生电压VSS。当然，VDD和VSS是源极电压，其中VSS相对于VDD具有参考电压电平。一般来说，VSS可以是接地或0伏(V)，但VSS可具有任何其它正或负电压电平，而相对于VSS在至少足以为恰当电路操作提供功率的源极偏移电压下建立VDD。
输入电路302包含五个N型输入晶体管M1、M2、M3、M4和M5。输入晶体管M1到M5各自被配置成相同类型和相同大小。因此，晶体管M1到M5中的每一个彼此相同，具有相同通道宽度W和相同通道长度L，以使得W/L也相等。晶体管M1到M4具有耦合到控制节点354的漏极端子和耦合到偏置节点356的源极端子。Ip提供给M1的栅极端子，Im提供给M2的栅极端子，Qp提供给M3的栅极端子，且Qm提供给M4的栅极端子。M5使其漏极端子耦合到电流节点358，使其源极端子耦合到偏置节点356，并使其栅极端子耦合到输出节点360，从而产生峰值输出电压PKO。
偏置电路304耦合于偏置节点356与VSS之间。在所说明实施例中，偏置电路304以N型晶体管MB予以实施，N型晶体管MB使其漏极端子耦合到偏置节点356，使其源极端子耦合到VSS，并使其栅极端子接收偏置电压VB。在操作中，VB被设定成适当的偏置电压电平以产生流经MB的对应预定偏置电流IO。
电流镜306耦合于VDD与控制节点354之间。在所说明实施例中，电流镜306包含在电流镜配置中耦合的P型晶体管M6与M7。具体地说，M6和M7的源极端子耦合到VDD，M6的漏极端子耦合到控制节点354，且M7的栅极和漏极端子与M6的栅极端子在电流节点358处耦合在一起。以此方式，流经M7的电流在操作期间被镜射到流经M6到控制节点354的电流。
输出电路308包含P型晶体管M8、电容器310和单刀单掷(single-pole,single-throw，SPST)复位开关312。M8使其源极端子耦合到VDD，使其栅极端子耦合到控制节点354，并使其漏极端子耦合到输出节点360。电容器310与复位开关312在输出节点360与VSS之间的并联耦合。电容器310具有保持电容CH，并可实施为如所展示或具有多个电容器或任何其它合适的电压存储装置或电路的单个电容器。复位开关312由重设信号RST控制，其中复位开关312在RST否定低时打开且在RST确证为高时关闭。在操作中，RST在观测周期期间否定低，其中电容器310充电到节点360的电压以产生PKO，且RST在连续观测周期之间脉冲高以对电容器310进行放电或以其它方式短接电容器310。以此方式，PKO的电压在观测周期之间被拉动到VSS。
应注意，如本文中所描述的峰值检测器218的晶体管中的每一个是N型或P型晶体管，其各自包含两个电流端子(例如漏极和源极端子)和控制端子(例如栅极端子)。在所说明配置中，每个晶体管可被配置成MOS晶体管或FET等等，包含MOSFET的各种配置中的任一个等等。举例来说，N型晶体管(例如M1到M5)可以是NMOS晶体管或NFET，且P型晶体管(例如M6到M8)可以是PMOS晶体管或PFET。
在峰值检测器218的操作中，偏置电流IO确定流经晶体管M1到M5的总电流。电流镜306分流电流，以使得约一半偏置电流IO流经M5，且另外一半流经晶体管M1到M4中的一个或两个，这取决于Ip/Im和Qp/Qm的相对电压电平。如在本文中进一步描述，当分量电压Ip/Im和Qp/Qm中的对应一个比其它分量电压处于更高电压下(留有一些容限)时，晶体管M1到M4中的仅一个接通。举例来说，参考图1中的102处展示的分量电压，当Ip处于其峰值电平下时，接着M1接通且M2到M4关断。当分量电压中的两个大体上彼此相等且大于另外两个分量电压时，接着电流在晶体管M1到M4中的对应两个之间分流。举例来说，在时间点112时，当Im和Qp处于相对低电压下时，Ip与Qm在相对高电压下大体上相等，M1和M4在M2和M3关断时接通。驱动M5的栅极电压以反映如本文进一步描述的分量电压的峰值电平，且M8将电容器310充电到峰值电平。当RST在观测周期之间确证为高时，复位开关312将电容器310放电到VSS。
峰值检测器218相比于常规峰值检测器100的2输入峰值检测器104与106对提供若干显著优点。首先，峰值检测器218可与峰值检测器104和106中的每一个具有类似配置，除了输入电路302包含额外的晶体管以接收所有四个分量信号以外。以此方式，峰值检测器218的大小与峰值检测器104和106中的任一个相当，且因此是峰值检测器104与106的组合式对的大小的仅约二分之一。第二，因为峰值检测器218仅提供一个输出，所以可消除决策电路108。第三，流经峰值检测器218的电流与峰值检测器104和106中的任一的大约相同，以使得峰值检测器218消耗峰值检测器104与106的组合式对的功率的仅二分之一。第四，因为峰值检测器218将所有四个分量信号组合成一个，所以峰值检测器218具有显著地更宽的跟踪带宽，具有减少的纹波(这是因为峰部发生频率加倍)，并为比观测时间具有长得多的周期(或等效低频信号)的信号提供更准确的结果。第五，如本文进一步描述，甚至当峰值检测器218观测输入信号的3dB底点时，输出电压并不被驱动到低于实际峰值3dB，而是较准确，同时具有更少误差。假设平方律输入装置，如果晶体管M1到M5中的每一个的栅极过激励电压VOV设定成等于预定目标峰值电压VPTARGET，那么当实际峰值电压VPACTUAL接近VPTARGET时，输出PKO处于或接近VPACTUAL而非低了3dB。而且，即使VPACTUAL从VPTARGET变化了多达50％(例如VPTARGET/1.5<VPACTUAL<1.5×VPTARGET)，PKO的误差也仅仅是约1dB而非3dB。
晶体管M1到M5中的每一个操作为“平方律”装置，其中其电流ID与栅极过激励电压VOV(也称为饱和电压VDSAT)的平方成正比，其中VOV是增益源极电压VGS与其阈值电压VT之间的差，如由下式(1)说明：
Figure BDA0001665121310000081
由于此关系式，当两个或更多个晶体管彼此平行地放置时，当栅极电压相同且VOV按
Figure BDA0001665121310000082
的因数按比例缩小时，电流拆分为大约相等。但是，当栅极电压中的一个显著地更大时，对应晶体管倾向于在不汲取全部电流的情况下汲取大部分电流。
在常规峰值检测器104和106的状况下，因为Ip和Im(分别遵循Iinp和Iinm)或Qp和Qm(分别遵循Qinp和Qinm)如102处所展示而相对于彼此异相变化，所以在大部分时间每个峰值检测器内的输入晶体管中的仅一个有源。但是，在时间点110时，具有输入Ip和Im的峰值检测器104提供峰值的最低电平，这是因为两个值都处于过零点。仍然，此时Qm处于VPACTUAL，以使得QPK也是约VPACTUAL。因此，获得PKO＝VPACTUAL的相对准确量度。但是，在时间点112时，峰值检测器104的输入晶体管中的仅一个在3dB底点处开启，从而反映Ip的电平，且峰值检测器106的输入晶体管中的仅一个在3dB底点处处开启，从而反映Qm的电平。因为两个晶体管都在3dB底点处，所以决策电路108确证3dB底点处的PKO提供不准确的峰值电平确定。
对于输入信号的任何频率电平，峰值检测器218最小化3dB底点处的不准确峰值测量。在任何给定3dB底点处，Ip/Im分量电压中的一个低了3dB且Qp/Qm分量电压中的一者也低了3dB(例如Ip和Qm或Im和Qp)，以使得输入晶体管M1到M4两个接通，由此分流源自于控制节点354的电流。流经晶体管M1到M5的总电流是Io，其中M5汲取一半电流，或Io/2，以使得IO/4的电流流经激活的输入晶体管对中的每一个。可展示出PKO是根据下式(2)：
Figure BDA0001665121310000091
因为
Figure BDA0001665121310000092
是3dB底点，所以PKO按约0.29×VOV的因数增大，以使得提高峰值测量的准确性，而不论VOV的值。基于方程式(2)的关系式，可展示出PKO遵循在
Figure BDA0001665121310000093
之内的输入(具有VPACTUAL的峰值电压)。
此外，晶体管M1到M5可经配置以使得VOV等于VPTARGET，或VOV＝VPTARGET，以使得方程式(2)可重写为下式(3)：
Figure BDA0001665121310000094
以此方式，当实际峰值电压VPACTUAL＝VPTARGET时，接着根据方程式(3)，PKO＝VPACTUAL。换句话说，当VPACTUAL＝VPTARGET且VOV被设定成等于VPTARGET时，接着当在3dB底点处观测时，峰值检测器218在最不利状况观测时间时确证其输出PKO＝VPACTUAL。应了解，VPACTUAL相对于VPTARGET变化，这是提供AGC回路的至少一个原因。接收器链200经配置以使得VPACTUAL可在VPTARGET的可接受容限内变化以实现快速AGC稳定。
举例来说，假设期望在处于VPTARGET/1.5≤VPACTUAL≤1.5×VPTARGET的电压范围内时准确地检测VPACTUAL。当VPACTUAL＝VPTARGET时，接着期望维持AGC回路的增益。但是，常规配置确证比VPACTUAL低3dB的PKO，且AGC回路通过以潜在地饱和输入的大致量增大增益来作出响应。但是，根据方程式(3)配置的峰值检测器218准确地确证PKO＝VPACTUAL，以使得AGC回路极快速地稳定。
当VPACTUAL＝1.5×VPTARGET时，最不利状况发生，1.5×VPTARGET比目标电平高约3.5dB。在常规状况下，当在3dB底点处观测时，测得的峰值输出比目标电平大仅约0.5dB，以使得AGC回路可通过使增益仅减小最小量或完全不减小来作出响应，当然比期望小得多。此类不准确测量可一起增加的AGC稳定时间。但是，对于根据方程式(3)配置的峰值检测器218，PKO确证为约1.35×VPTARGET，其相比于3dB过低是仅约0.9dB过低，以使得大体上减小测量误差。AGC回路可稳定起来快得多。
当VPACTUAL低于VPTARGET时，常规配置确证PKO比VPACTUAL低3dB，且AGC回路可通过以潜在地超越VPTARGET的大致量增大增益来作出响应，这会显著地增加AGC稳定时间。但是，当VPACTUAL低于VPTARGET时且当输入中的两个相等时，峰值检测器218倾向于测量高于其实际峰值电平的峰值。举例来说，当VPACTUAL低至VPTARGET/1.5＝0.6666×VPTARGET时，那么根据方程式(3)，峰值检测器218确证PKO≈0.7643×VPTARGET，这是约1.19dB过高。在此状况下，误差大体上小于3dB，并且而非测量过低，峰值测量成仅高于其实际值。在此状况下，AGC回路可应用比在电流迭代中实现VPTARGET所必需略微更少的增益。仍然，增大增益来使输入信号大体上更接近VPTARGET，以使得AGC回路相比于常规配置稳定起来快得多，而不会超越VPTARGET且没有限幅输入信号的任何危险。
应注意，涵盖了峰值检测器218的替代性配置。举例来说，峰值检测器218可以相反极性装置予以实施，例如，每个N型装置被P型装置替换，且反之亦然，且应用恰当的供应电压和接地方案。
图4是标绘呈正弦形式的同相和正交信号的半循环的栅极过激励电压VOV的各值的PKO的图形，同相和正交信号具有归一化频率和归一化电压(以0为中心，从MIN到MAX)，同时具有峰值电压VP＝MAX＝VPTARGET。假设同相和正交信号具有比观测周期长得多的周期(或等效低频的信号)；如果观测周期捕获输入的至少四分之一周期，那么准确地测量出实际峰值。使用短划线来展示同相和正交信号，除了同相和正交信号中的最大一个展示为同相和正交信号的上包络之后的粗线以外。针对展示为VOV1、VOV2、VOV3和VOV4的VOV的不同值而展示每个PKO曲线，其中VOV4等于VPTARGET。当VP＝VOV＝VPTARGET，这是VOV4的状况时，输出电压PKO遵循VP，或PKO＝VP＝VPTARGET。当VOV从VPTARGET变化时，PKO会变化，但不及常规配置变化得多。
已呈现当前描述以使得一般熟习此项技术者能够根据特定应用和对应要求的上下文内提供而制作并使用本发明。但是，本发明并不意图仅限于在本文中所展示并描述的具体实施例，而是应符合与本文中所公开的原理及新颖特征相一致的最广范围。许多其它版本和变化是可能的且被涵盖。本领域的技术人员应了解，他们可易于将所公开概念和具体实施例用作设计或修改其它结构的基础，来在不脱离本发明的精神和范围的情况下提供本发明的相同目的。

Claims (20)

1.一种包含峰值检测器的电子电路，其特征在于，所述峰值检测器包括：
输入电路，其包括属于第一导电类型的第一、第二、第三和第四晶体管，所述晶体管各自具有耦合到控制节点的第一电流端子、各自具有耦合到偏置节点的第二电流端子，并各自具有接收第一同相信号和第二同相信号和第一正交信号和第二正交信号中的对应一个的控制端子，所述输入电路还包括属于所述第一导电类型的第五晶体管，所述第五晶体管具有耦合到电流节点的第一电流端子、具有耦合到所述偏置节点的第二电流端子，并具有耦合到输出节点的控制端子，且其中属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三、第四和第五晶体管具有相同大小；
偏置电路，其耦合于所述偏置节点与源极参考电压节点之间，所述偏置电路建立从所述偏置节点到所述源极参考电压节点的预定偏置电流；
电流镜，其耦合到源极电压节点、所述电流节点和所述控制节点，其中所述电流镜通过所述控制节点将流经属于所述第一导电类型的所述第五晶体管的电流从所述电流节点镜射到流入属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三和第四晶体管中的电流；以及
输出电路，其包括属于第二导电类型的第一晶体管，所述第一晶体管具有耦合到所述源极电压节点的第一电流端子、具有耦合到所述输出节点的第二电流端子，并具有耦合到所述控制节点的控制端子，所述输出电路还包括耦合于所述输出节点与所述源极参考电压节点之间的电容器。
2.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述电流镜包括：
属于所述第二导电类型的第二晶体管，其具有耦合到所述源极电压节点的第一电流端子、具有耦合到所述控制节点的第二电流端子，并具有耦合到所述电流节点的控制端子；以及
属于所述第二导电类型的第三晶体管，其具有耦合到所述源极电压节点的第一电流端子，并具有在所述电流节点处耦合在一起的第二电流端子和控制端子。
3.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述偏置电路包括属于所述第一导电类型的第六晶体管，所述第六晶体管具有耦合到所述偏置节点的第一电流端子、具有耦合到所述源极参考电压节点的第二电流端子，并具有接收偏置电压的控制端子。
4.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述第一导电类型包括N型且其中所述第二导电类型包括P型。
5.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述第一同相信号和所述第二同相信号包括正同相信号和负同相信号，且其中所述第一正交信号和所述第二正交信号包括正正交信号和负正交信号。
6.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三、第四和第五晶体管包括具有相同通道宽度和相同通道长度的MOS晶体管。
7.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三、第四和第五晶体管各自经配置以具有等于所述同相信号和所述正交信号中的至少一个的目标峰值电压的栅极过激励电压。
8.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，当所述第一同相信号和所述第二同相信号中的一个和所述第一正交信号和所述第二正交信号中的一个皆处于比所述同相信号和所述正交信号的实际峰值电压低3分贝的较低电压时，所述输出节点的电压比接近所述较低电压更接近所述实际峰值电压。
9.根据权利要求8所述的电子电路，其特征在于，所述实际峰值电压是VPACTUAL，且属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三、第四和第五晶体管各自经配置以具有栅极过激励电压VOV，且其中当所述同相信号和所述正交信号的周期长于所述峰值检测器的观测时间时，所述输出节点的所述电压是
Figure FDA0002627259770000022
10.根据权利要求9所述的电子电路，其特征在于，当VPACTUAL等于目标峰值电压VPTARGET时且当所述栅极过激励电压VOV经配置使得VOV＝VPTARGET时，所述输出节点的所述电压等于VPACTUAL。
11.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述同相信号和所述正交信号具有实际峰值电压VPACTUAL，且其中属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三、第四和第五晶体管各自经配置以具有栅极过激励电压VOV，所述输出节点具有遵循VPACTUAL在
Figure FDA0002627259770000021
之内的电压。
12.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，进一步包括将在所述输出节点上产生的电压转换成数字值的量化器。
13.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，进一步包括：
射频前端，其接收无线电信号并将所述无线电信号转换成差分同相信号和正交相位信号；
第一可编程增益放大器，其将所述差分同相信号放大成所述第一同相信号和所述第二同相信号；以及
第二可编程增益放大器，其将所述正交相位信号放大成所述第一正交信号和所述第二正交信号；
其中在所述输出节点上产生的峰值用以控制所述第一可编程增益放大器和所述第二可编程增益放大器的增益。
14.一种检测同相和正交相位正弦差分信号的峰值电平的方法，其特征在于，包括：
将所述同相和正交相位正弦差分信号的对应一个分量提供给属于第一导电类型的第一、第二、第三和第四晶体管中的对应一个的控制端子，所述晶体管具有共同大小并具有并联耦合在控制节点与偏置节点之间的电流端子；
将属于所述第一导电类型的第五晶体管的电流端子耦合在电流节点与所述偏置节点之间，并将所述第五晶体管的控制端子耦合到输出节点，其中所述第五晶体管与属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三和第四晶体管相同大小；
从所述偏置节点汲取预定偏置电流；
将流经属于所述第一导电类型的所述第五晶体管的所述电流端子的电流镜射到流经属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三和第四晶体管的所述电流端子中的电流；
将属于第二导电类型的第一晶体管的电流端子耦合在源极电压节点与所述输出节点之间，并将属于所述第二导电类型的所述第一晶体管的控制端子耦合到所述控制节点；以及
在所述输出节点与参考节点之间耦合电容器。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述提供包括将正同相信号提供给属于所述第一导电类型的所述第一晶体管、将负同相信号提供给属于所述第一导电类型的所述第二晶体管、将正正交信号提供给属于所述第一导电类型的所述第三晶体管、以及将负正交信号提供给属于所述第一导电类型的所述第四晶体管。
16.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，进一步包括将属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三、第四和第五晶体管的栅极过激励电压配置成等于所述同相和正交相位正弦差分信号的目标峰值电压。
17.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，进一步包括提供属于所述第一导电类型的所述第一、第二、第三、第四和第五晶体管作为N型MOS晶体管。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，耦合属于第二导电类型的第一晶体管的电流端子包括：将P型MOS晶体管的电流端子耦合在所述源极电压节点与所述输出节点之间、以及将所述P型MOS晶体管的栅极端子耦合到所述控制节点。
19.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，进一步包括将所述输出节点的电压量化成数字值。
20.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，进一步包括：
接收无线电信号并将所述无线电信号转换成差分同相信号和正交相位信号；
放大所述差分同相信号，并将第一同相信号和第二同相信号提供给属于所述第一导电类型的所述第一晶体管和所述第二晶体管；
放大所述正交相位信号，并将第一正交信号和第二正交信号提供给属于所述第一导电类型的所述第三晶体管和所述第四晶体管；以及
使用在所述输出节点上产生的峰值来控制所述放大的增益的量。
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