CN108923888B - 传输和接收广播信号的装置、传输和接收广播信号的方法 - Google Patents

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Abstract

公开了传输和接收广播信号的装置、传输和接收广播信号的方法。传输广播信号的方法包括根据码率，对DP数据进行编码，其中编码进一步包括根据码率，对DP数据进行LDPC编码；对LDPC编码的DP数据进行比特交织；将比特交织的DP数据映射到星座上；对映射的DP数据进行MIMO编码；以及对MIMO编码的DP数据进行时间交织；通过布置编码的DP数据构建至少一个信号帧；以及采用OFDM方法调制构建的信号帧中的数据并传输具有调制的数据的广播信号，其中调制的步骤包括基于包括关于CP的定位的信息的CP集，将CP插入构建的信号帧，其中基于FFT大小来定义CP集。

Description

传输和接收广播信号的装置、传输和接收广播信号的方法
本申请是2015年12月17日提交的、国际申请日为2014年6月17日的、申请号为201480034590.8(PCT/KR2014/005316)的，发明名称为“传输广播信号的装置、接收广播信号的装置、传输广播信号的方法和接收广播信号的方法”专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及一种传输广播信号的装置、接收广播信号的装置以及传输和接收广播信号的方法。
背景技术
模拟广播信号传输已到尽头，正开发传输/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/音频数据并且除视频/音频数据外，进一步包括各种另外的数据。
即，数字广播系统能够提供HD(高清)图像、多通道音频和各种另外的服务。然而，对于数字广播，需要进一步提高用于传输大量数据的数据传输效率、传输/接收网络的鲁棒性和考虑移动接收设备的网络灵活性。
发明内容
技术问题
被设计以解决问题的本发明的目的在于提供一种在时域中复用提供两个或更多不同广播服务的广播传输/接收系统的数据，并且通过同一RF信号带宽传输复用的数据的传输广播信号的装置和方法，以及接收与之对应的广播信号的装置和方法。
被设计以解决问题的本发明的另一目的在于提供传输广播信号的装置、接收广播信号的装置以及用于传输和接收广播信号来按分量对对应于服务的数据进行分类、将对应于每一分量的数据作为数据管道进行传输，接收并处理该数据的方法。
被设计以解决问题的本发明的又一目的在于提供传输广播信号的装置、接收广播信号的装置以及传输和接收广播信号来用信号告知提供广播信号所必需的信令信息的方法。
技术方案
通过提供一种传输包括根据码率对DP(数据管道)数据进行编码的广播信号的方法可以实现本发明的目的，其中编码进一步包括根据码率对DP数据进行LDPC(低密度奇偶校验)编码、对LDPC编码的DP数据进行比特交织、将比特交织的DP数据映射到星座上、对映射的DP数据进行MIMO(多输入多输出)编码以及对MIMO编码的DP数据进行时间交织；通过布置编码的DP数据构建至少一个信号帧；以及利用OFDM(正交频分复用)方法调制构建的信号帧中的数据和传输具有调制的数据的广播信号，其中调制步骤包括：基于包括关于CP(连续导频)的位置的信息的CP集，在构建的信号帧中插入CP，其中CP集是基于FFT(快速傅里叶变换)大小定义的。
优选地，CP集包括公共CP集和附加CP集。
优选地，基于32K FFT大小定义的公共CP集中的关于CP的信息包括基于16K FFT大小定义的公共CP集中的关于CP的定位的信息。
优选地，公共CP集包括关于承载CP的非SP(离散导频)的位置信息，并且其中附加导频集包括关于承载CP的SP的位置信息。
优选地，基于32K FFT大小的公共CP集包括第一子集、第二子集、第三子集和第四子集，其中将第一子集反转以及将反转的第一子集移位来生成第三子集，其中将第二子集反转以及将反转的第二子集移位来生成第四子集。
在本发明的另一方面，本文提供了一种接收广播信号的方法，该方法包括：接收具有至少一个信号帧的广播信号以及利用OFDM(正交频分复用)方法解调在至少一个信号帧中的数据；通过解映射DP(数据管道)数据，解析此至少一个信号帧；以及对此DP数据进行解码，其中解码进一步包括对此DP数据进行时间解交织，对时间解交织的DP数据进行MIMO(多输入多输出)解码，将MIMO解码的DP数据从星座图解映射，对解映射的DP数据进行比特解交织以及对比特解交织的DP数据进行LDPC(低密度奇偶校验)解码，其中解码的步骤包括：获取至少一个信号帧中的CP(连续导频)，其中基于包括关于CP的定位的信息的CP子集来定位CP，其中CP集是基于FFT(快速傅里叶变换)大小来定义的。
优选地，CP集包括公共CP集和附加CP集。
优选地，基于32K FFT大小定义的公共CP集中的关于CP的定位的信息包括基于16KFFT大小定义的公共CP集中的关于CP的定位的信息。
优选地，公共CP集包括关于承载CP的非SP(离散导频)的位置信息，并且其中附加CP集包括关于承载CP的SP的位置信息。
优选地，基于32K FFT大小定义的公共CP集包括第一子集、第二子集、第三子集和第四子集，其中将第一子集反转以及将反转的第一子集移位来生成第三子集，其中将第二子集反转以及将反转的第二子集移位来生成第四子集。
在本发明的另一个方面，本文提供了一种传输广播信号的装置，该装置包括被配置为根据码率对DP(数据管道)进行编码的编码模块，其中该编码模块进一步包括被配置为根据码率对DP数据进行LDPC(低密度奇偶校验)编码的LDPC编码模块、被配置为对LDPC编码的DP数据进行比特交织的比特交织模块、被配置为将比特交织的DP数据映射到星座上的映射模块、被配置为对映射的DP数据进行MIMO(多输入多输出)编码的MIMO编码模块以及被配置为对MIMO编码的DP数据进行时间交织的时间交织模块；被配置为通过布置编码的DP数据来构建至少一个信号帧的帧构建模块；以及被配置为利用OFDM(正交频分复用)方法调制构建的信号帧中的数据和传输具有调制的数据的广播信号的OFDM模块，其中OFDM调制模块被进一步配置为：基于包括关于CP(连续导频)的位置的信息的CP集，在构建的信号帧中插入CP，其中CP集是基于FFT(快速傅里叶变换)大小来定义的。
优选地，CP集包括公共CP集和附加CP集。
优选地，基于32K FFT大小定义的公共CP集中的关于CP的定位的信息包括基于16KFFT大小定义的公共CP集中的关于CP的定位的信息。
优选地，公共CP集包括关于承载CP的非SP(离散导频)位置信息，以及其中附加CP集包括关于承载CP的SP位置的信息。
优选地，基于32K FFT大小的公共CP集包括第一子集、第二子集、第三子集和第四子集，其中将第一子集反转以及将反转的第一子集移位来生成第三子集，其中将第二子集反转以及将反转的第二子集移位来生成第四子集。
在本发明的另一个方面，在此提供了一种接收广播信号的装置，该装置包括：被配置为接收具有至少一个信号帧的广播信号以及利用OFDM(正交频分复用)方法解调至少一个信号帧中的数据的OFDM模块；被配置为通过解映射DP(数据管道)数据，解析此至少一个信号帧的解析模块；以及被配置为对DP数据进行解码的解码模块，其中该解码模块进一步包括被配置为对DP数据进行时间解交织的时间解交织模块，被配置为对时间解交织的DP数据进行MIMO(多输入多输出)解码的MIMO解码模块，被配置为将MIMO解码的DP数据从星座图解映射的解映射模块，被配置为对解映射的DP数据进行比特解交织的比特解交织模块，以及被配置为对比特解交织的DP数据进行LDPC(低密度奇偶校验)解码的LDPC解码模块，其中OFDM模块进一步被配置为获取至少一个信号帧中的CP(连续导频)，其中基于包括关于CP的定位的信息的CP集来定位CP，其中CP集是基于FFT(快速傅里叶变换)大小来定义的。
优选地，CP集包括公共CP集和附加CP集。
优选地，基于32K FFT大小定义的公共CP集中的关于CP的定位的信息包括基于16KFFT大小定义的公共CP集中的关于CP的定位的信息。
优选地，公共CP集包括关于承载CP的非SP(离散导频)位置的信息，以及其中附加CP集包括关于承载CP的SP位置的信息。
优选地，基于32K FFT大小的公共CP集包括第一子集、第二子集、第三子集和第四子集，其中将第一子集反转以及将反转的第一子集移位来生成第三子集，其中将第二子集反转以及将反转的第二子集移位来生成第四子集。
有益效果
本发明能够根据服务特性处理数据以控制用于每一服务或服务组件的QoS，由此提供各种广播服务。
本发明能够通过同一RF信号带宽，通过传输各种广播服务，实现传输灵活性。
本发明能够使用MIMO系统，提高数据传输效率和增加广播信号的传输/接收的鲁棒性。
根据本发明，即使通过移动接收设备或在室内环境中，也可以提供能无错误地接收数字广播信号的广播信号传输和接收方法及装置。
附图说明
被包括来提供对本发明的进一步理解的附图图示出本发明的实施例，并与说明书一起服务于解释本发明的原理。
在图中：
图1图示出根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。
图2图示出根据本发明的实施例的输入格式化模块。
图3图示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。
图4图示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。
图5图示出根据本发明的实施例的编译和调制模块。
图6图示出根据本发明的实施例的帧结构模块。
图7图示出根据本发明的实施例的波形生成模块。
图8图示出根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。
图9图示出根据本发明的实施例的同步和解调模块。
图10图示出根据本发明的实施例的帧解析模块。
图11图示出根据本发明的实施例的解映射和解调模块。
图12图示出根据本发明的实施例的输出处理器。
图13图示出根据本发明的另一个实施例的输出处理器。
图14图示出根据本发明的另一个实施例的编译和调制模块。
图15图示出根据本发明的另一个实施例的解映射和解调模块。
图16图示出根据本发明的另一个实施例的波形生成模块以及同步和解调模块。
图17图示出根据本发明的实施例的承载SP的CP和不承载SP的CP的定义。
图18图示出根据本发明的实施例的参考索引表。
图19图示出在使用位置复用方法的CP图案生成方法#1中配置参考索引表的构想。
图20图示出在使用根据本发明的实施例的位置复用方法的CP图案生成方法#2中生成参考索引表的方法。
图21图示出在使用根据本发明的实施例的位置复用方法的CP图案生成方法#2中配置参考索引表的构想。
图22图示出在使用位置复用方法的CP图案生成方法#2中生成参考索引表的方法。
图23图示出在使用根据本发明的实施例的位置复用方法的CP图案生成方法#3中生成参考索引表的方法。
图24图示出在使用图案倒转方法的CP图案生成方法#1中配置参考索引表的构想。
图25图示出在使用根据本发明的实施例的图案倒转方法的CP图案生成方法#1中生成参考索引表的方法。
图26图示出根据在使用本发明的实施例的图案倒转方法的CP图案生成方法#2中配置参考索引表的构想。
图27图示出根据本发明的实施例的传输广播信号的方法。
图28图示出根据本发明的实施例的接收广播信号的方法。
具体实施方式
现在，将详细地参考本发明的优选实施例，在附图中示例其描述。在下文中，将参考附图给出的详细描述意在解释本发明的示例性实施例，而不是表示根据本发明能实现的仅有的实施例。下述详细描述包括具体细节以便提供本发明的全面理解。然而，本发明的技术人员将理解到没有这些具体细节，也能实施本发明。
尽管从本领域广泛使用的常见术语选择用在本发明中的大多数术语，但一些术语由申请人任意选择并且根据需要，在下述描述中详细地解释它们的含义。由此，应当基于术语的预期含义，而不是它们的简单名称或含义理解本发明。
本发明提供用于传输和接收用于未来广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来广播服务包括地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。根据一个实施例，本发明可以通过非MIMO(多输入多输出)或MIMO，处理用于未来广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)方案、SISO(单输入单输出)方案等等。
尽管为方便描述，在下文中，MISO或MIMO使用两个天线，但本发明可应用于使用两个或更多个天线的系统。
图1图示出根据本发明的实施例，用于传输未来广播服务的广播信号的装置的结构。
根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置可以包括输入格式化模块1000、编译和调制模块1100、帧结构模块1200、波形生成模块1300和信令生成模块1400。将描述传输广播信号的装置的每个模块的操作。
参考图1，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能够接收MPEG-TS、IP流(v4/v6)和通用流(GS)，作为输入信号。此外，传输广播信号的装置能够接收有关构成输入信号的每个流的配置的管理信息并且参考所接收的管理信息，生成最终物理层信号。
根据本发明的实施例的输入格式化模块1000可以在用于编译和调制的标准或服务或服务组件的基础上，对输入流进行分类并且将输入流输出为多个逻辑数据管道(或数据管道或DP数据)。数据管道是承载可以承载一个或多个服务或服务组件的服务数据或相关元数据的物理层中的逻辑信道。此外，通过每个数据管道传输的数据可以称为DP数据。
此外，根据本发明的实施例的输入格式化模块1000可以将每个数据管道划分成执行编译和调制所必需的块，并且执行增加传输效率或执行调度所必需的处理。稍后将描述输入格式化模块1000的操作的细节。
根据本发明的实施例的编译和调制模块1100能够在从输入格式化模块1000接收的每个数据管道上执行前向纠错(FEC)编码，使得接收广播信号的装置能校正可以在传输信道上生成的错误。此外，根据本发明的实施例的编译和调制模块1100能够将FEC输出比特数据变换成符号数据并且对该符号数据进行交织来校正由信道引起的突发错误。如图1所示，根据本发明的实施例的编译和调制模块1100能够划分所处理的数据，使得所划分的数据能够通过用于各个天线输出的数据路径输出，以便通过两个或更多个Tx天线传输该数据。
根据本发明的实施例的帧结构模块1200能够将从编译和调制模块1100输出的数据映射到信号帧。根据本发明的实施例的帧结构模块1200能够使用从输入格式化模块1000输出的调度信息，执行映射并且对信号帧中的数据进行交织，以便获得额外的分集增益。
根据本发明的实施例的波形生成模块1300能够将从帧结构模块1200输出的信号帧变换成用于传输的信号。在这种情况下，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能够将前导信号(或前导)插入到用于传输装置的检测的信号中并且将用于估计传输信道来补偿失真的参考信号插入到该信号中。此外，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能够提供保护间隔并且将特定序列插入到同一信号中以便抵消由于多路接收导致的信道延迟扩展的影响。此外，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能够考虑信号特性，诸如输出信号的峰均功率比，执行有效传输所必需的过程。
根据本发明的实施例的信令生成模块1400使用输入管理信息和由输入格式化模块1000、编译和调制模块1100和帧结构模块1200生成的信息，生成最终物理层信令信息。因此，根据本发明的实施例的接收装置能够通过解码信令信息，解码所接收的信号。
如上所述，根据本发明的一个实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能够提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。因此，根据本发明的一个实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能够在时域中复用用于不同服务的信号并且传输它们。
图2、3和4图示出根据本发明的实施例的输入格式化模块1000。将描述每个图。
图2图示出根据本发明的一个实施例的输入格式化模块。图2示出当输入信号为单一输入流时的输入格式化模块。
参考图2，根据本发明的一个实施例的输入格式化模块可以包括模式自适应模块2000和流自适应模块2100。
如图2所示，模式自适应模块2000可以包括输入接口块2010、CRC-8编码器块2020和BB报头插入块2030。将描述模式自适应模块2000的每个块。
输入接口块2010能够将输入到其的单一输入流划分成每个具有用于稍后将执行的FEC(BCH/LDPC)的基带(BB)帧的长度的数据片并且输出数据片。
CRC-8编码器块2020能够在BB帧数据上执行CRC编码来向其添加冗余数据。
BB报头插入块2030能够将包括诸如模式自适应类型(TS/GS/IP)、用户分组长度、数据字段长度、用户分组同步字节、数据字段中的用户分组同步字节的开始地址、高效率模式指示器、输入流同步字段等等的信息的报头插入到BB帧数据中。
如图2所示，流自适应模块2100可以包括填充插入块2110和BB加扰器块2120。将描述流自适应模块2100的每个块。
如果从模式自适应模块2000接收的数据具有短于FEC编码所必需的输入数据长度的长度，则填充插入块2110能够将填充比特插入数据中，使得该数据具有输入数据长度并且输出包括该填充比特的数据。
BB加扰器块2120能够通过在输入比特流和伪随机二进制序列(PRBS)上执行XOR运算来随机化输入比特流。
上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图2所示，输入格式化模块能够将数据管道最终输出到编译和调制模块。
图3图示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。图3示出当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的模式自适应模块3000。
用于处理多个输入流的输入格式化模块的模式自适应模块3000能够单独地处理多个输入流。
参考图3，用于分别处理多个输入流的模式自适应模块3000可以包括输入接口块、输入流同步器块3100、补偿延迟块3200、空分组删除块3300、CRC-8编码器块和BB报头插入块。将描述模式自适应模块3000的每个块。
输入接口块、CRC-8编码器块和BB报头插入块的操作对应于参考图2所述的输入接口块、CRC-8编码器块和BB报头插入块的操作，由此，将省略其描述。
输入流同步器块3100能够传输输入流时钟参考(ISCR)信息来生成用于接收广播信号来恢复TS或GS的装置所必需的时序信息。
补偿延迟块3200能够延迟输入数据并且输出所延迟的输入数据，使得如果在由传输装置，根据包括时序信息的数据的处理，在数据管道之间生成延迟，则接收广播信号的装置能够同步输入数据。
空分组删除块3300能够从输入数据删除不必要传输的输入空分组，基于删除空分组的位置，将所删除的空分组数量插入到输入数据中，并且传输该输入数据。
上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图4图示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。
具体地，图4图示出当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流自适应模块。
输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流自适应模块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4100、带内信令或填充插入块4200、物理层信令生成块4300和BB加扰器块4400。将描述流自适应模块的每个块。
调度器4000能够使用具有双极性的多个天线，执行用于MIMO系统的调度。此外，调度器4000能够生成用在用于包括在图1所示的编译和调制模块中的天线路径的信号处理块，诸如比特到信元解复用块、信元交织器、时间交织器等等中的参数。
1-帧延迟块4100能够使输入数据延迟一个传输帧，使得能够通过用于将插入到数据管道中的带内信令信息的当前帧，传输有关下一帧的调度信息。
带内信令或填充插入块4200能够将未延迟的物理层信令(PLS)-动态信令信息插入到延迟一个传输帧的数据中。在这种情况下，当存在用于填充的空间时，带内信令或填充插入块4200能够插入填充比特或将带内信令信息插入到填充空间中。此外，除带内信令信息外，调度器4000能够输出有关当前帧的物理层信令-动态信令信息。因此，稍后描述的信元映射器能够根据从调度器4000输出的调度信息，映射输入信元。
物理层信令生成块4300能够生成将通过传输帧的前导符号传输或扩展并且通过除带内信令信息外的数据符号传输的物理层信令数据。在这种情况下，根据本发明的实施例的物理层信令数据可以被称为信令信息。此外，根据本发明的实施例的物理层信令数据可以被分成PLS前信息和PLS后信息。PLS前信息能够包括编码PLS-后信息所必需的参数以及静态PLS信令数据，以及PLS-后信息能够包括编码数据管道所必需的参数。编码数据管道所必需的参数能够分成静态PLS信令数据和动态PLS信令数据。静态PLS信令数据是公共应用于包括在超帧中的所有帧的参数并且能够在超帧基础上改变。动态PLS信令数据是不同地应用于包括在超帧中的各个帧的参数并且能够在逐帧基础上改变。因此，接收装置能够通过解码PLS前信息，获得PLS后信息以及通过解码PLS后信息，解码所期望的数据管道。
BB加扰器块4400能够生成伪随机二进制序列(PRBS)并且在PRBS和输入比特流上执行XOR运算来减小波形生成块的输出信号的峰均功率比(PAPR)。如图4所示，BB加扰器块4400的加扰被应用于数据管道和物理层信令信息。
取决于设计者，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图4所示，流自适应模块能够将数据管道最终输出到编译和调制模块。
图5图示出根据本发明的实施例的编译和调制模块。
图5所示的编译和调制模块对应于图1所示的编译和调制模块的实施例。
如上所述，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能够提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。
由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置提供的服务的特性，所以对应于各个服务的数据需要通过不同方案处理。因此，根据本发明的实施例的编译和调制模块能够通过将SISO、MISO和MIMO方案单独地应用于分别对应于数据路径的数据管道，单独地处理输入到其的数据管道。因此，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能够控制用于通过每个数据管道传输的每个服务或服务组件的QoS。
因此，根据本发明的实施例的编译和调制模块能够包括用于SISO的第一块5000、用于MISO的第二块5100、用于MIMO的第三块5200和用于处理PLS-前/PLS后信息的第四块5300。图5所示的编译和调制模块是示例性的，以及取决于设计，可以仅包括第一块5000和第四块5300、第二块5100和第四块5300或第三块5200和第四块5300。即，根据设计，编译和调制模块能够包括用于同样或不同地处理数据管道的块。
将描述编译和调制模块的每个块。
第一块5000根据SISO处理输入数据管道并且能够包括FEC编码器块5010、比特交织器块5020、比特到信元解复用块5030、星座映射器块5040、信元交织器块5050以及时间交织器块5060。
FEC编码器块5010能够在输入数据管道上执行BCH编码和LDPC编码来向其添加冗余，使得接收装置能够纠正在传输信道上生成的错误。
比特交织器块5020能够根据交织规则，对FEC编码数据管道的比特流进行交织，使得比特流具有对抗可能在传输信道上产生的突发错误的鲁棒性。因此，当将深衰落或擦除应用于QAM符号时，因为交织比特被映射到QAM符号，所以能够防止在所有码字比特之中的连续比特中产生误差。
比特到信元解复用块5030能够确定输入比特流的顺序，使得能够考虑输入比特流的顺序和星座映射规则，能够适当鲁棒性地传输FEC块中的每个比特。
此外，比特交织器块5020位于FEC编码器块5010和星座映射器块5040之间并且考虑接收广播信号的装置的LDPC解码，能够将由FEC编码器块5010执行的LDPC编码的输出比特连接到具有星座映射器的不同可靠性值和最佳值的比特位置。因此，比特到信元解复用块5030能够由具有类似或相同功能的块代替。
星座映射器块5040能够将输入到其中的比特字映射到一个星座。在这种情况下，星座映射器块5040能够另外执行旋转和Q延迟。即，星座映射器块5040能够根据旋转角，旋转输入星座，将星座划分成同相分量和正交相位分量并且仅使正交相位分量延迟任意值。然后，使用成对同相分量和正交相位分量，星座映射器块5040能够将星座重新映射到新的星座。
此外，星座映射器块5040能够移动二维平面上的星座点以便找出最佳星座点。通过该过程，能够优化编译和调制模块1100的容量。此外，星座映射器块5040能够使用IQ平衡星座点和旋转，执行上述操作。星座映射器块5040能够由具有相同或类似功能的块代替。
信元交织器块5050能够任意地对对应于一个FEC块的信元进行交织并且输出所交织的信元，使得能够以不同顺序输出对应于各个FEC块的信元。
时间交织器块5060能够对属于多个FEC块的信元进行交织并且输出所交织的信元。因此，在对应于时间交织深度的期间，分散和传输对应于FEC块的信元，并且从而能够获得分集增益。
第二块5100根据MISO处理输入数据管道，并且能够以与第一块5000相同的方式，包括FEC编码器块、比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块。然而，第二块5100不同于第一块5000之处在于第二块5100进一步包括MISO处理块5110。第二块5100执行与第一块5000相同的过程，包括输入操作到时间交织器操作，并且由此，省略相应块的描述。
MISO处理块5110能够根据提供发射分集的MISO编码矩阵，编码输入信元，并且通过两条路径，输出MISO处理过的数据。根据本发明的一个实施例的MISO处理能够包括OSTBC(正交空时块编码)/OSFBC(正交空频块编码，Alamouti编译)。
第三块5200根据MIMO处理输入数据管道并且能够以与第二块5100相同的方式，包括FEC编码器块、比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块，如图5所示。然而，第三块5200的数据处理过程不同于第二块5100之处在于第三块5200包括MIMO处理块5220。
即，在第三块5200中，FEC编码器块和比特交织器块的基本任务与第一块和第二块5000和5100相同，尽管其功能可能不同于第一块和第二块5000和5100。
比特到信元解复用块5210能够生成与MIMO处理的输入比特流一样多的输出比特流，并且通过用于MIMO处理的MIMO路径，输出该输出比特流。在这种情况下，考虑LDPC和MIMO处理的特性，能够设计比特到信元解复用块5210来优化接收装置的解码性能。
星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块的基本作用与第一和第二块5000和5100相同，尽管其功能可能不同于第一和第二块5000和5100。如图5所示，能够存在与用于MIMO处理的MIMO路径的数量一样多的星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块。在这种情况下，对通过各个路径输入的数据，星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块能同等或独立地操作。
MIMO处理块5220能够使用MIMO编码矩阵，在两个输入信元上执行MIMO处理并且通过两条路径，输出MIMO处理过的数据。根据本发明的实施例的MIMO编码矩阵能够包括空间复用、Golden码、全速率全分集码、线性离散码等等。
第四块5300处理PLS前/PLS后信息并且能够执行SISO或MISO处理。
包括在第四块5300中的比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块、时间交织器块和MISO处理块的基本作用对应于第二块5100，尽管其功能可能不同于第二块5100。
包括在第四块5300中的缩短/删余(punctured)FEC编码器块5310能够使用用于对输入数据的长度短于执行FEC编码所必需的长度的情形提供的PLS路径的FEC编码方案，处理PLS数据。具体地，缩短/删余FEC编码器块5310能够在输入比特流上执行BCH编码，填充对应于用于正常LDPC编码所必需的所需输入比特流的0，执行LDPC编码，然后，去除填充的0来删余奇偶检验位，使得有效编码率变得等于或小于数据管道率。
根据设计，包括在第一块5000至第四块5300中的块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图5所示，编译和调制模块能够将对各个路径处理的数据管道(或DP数据)、PLS前信息和PLS后信息输出到帧结构模块。
图6图示出根据本发明的一个实施例的帧结构模块。
图6所示的帧结构模块对应于图1所示的帧结构模块1200的实施例。
根据本发明的一个实施例的帧结构模块能够包括至少一个信元映射器6000、至少一个延迟补偿模块6100和至少一个块交织器6200。能够改变信元映射器6000、延迟补偿模块6100和块交织器6200的数量。将描述帧结构块的每个模块。
信元映射器6000能够根据调度信息，将对应于从编译和调制模块输出的SISO、MISO或MIMO处理后数据管道的信元、对应于可共同用于数据管道的公共数据的信元和对应于PLS前/PLS后信息的信元分配给信号帧。公共数据是指共同应用于所有或一些数据管道并且能够通过特定数据管道传输的信令信息。传输公共数据通过的数据管道能够称为公共数据管道并且能够根据设计改变。
当根据本发明的实施例的传输广播信号的装置使用两个输出天线并且Alamouti编译用于MISO处理时，根据Alamouti编码，信元映射器6000能够执行成对信元映射以便保持正交性。即，信元映射器6000能够将输入信元的两个连续信元处理为一个单元并且将该单元映射到帧。因此，对应于每个天线的输出路径的输入路径中的成对信元能够分配到传输帧中的相邻位置。
延迟补偿模块6100能够通过使用于下一传输帧的输入PLS数据信元延迟一帧，获得对应于当前传输帧的PLS数据。在这种情况下，通过当前信号帧中的前导部，传输对应于当前帧的PLS数据，并且通过当前信号帧中的前导部或当前信号帧的每个数据管道中的带内信令，传输对应于下一信号帧的PLS数据。这能够由设计者改变。
块交织器6200能够通过对对应于信号帧的单元的传输块中的信元进行交织，获得额外分集增益。此外，当执行上述成对信元映射时，块交织器6200能够通过将输入信元的两个连续信元处理为一个单元执行该交织。因此，从块交织器6200输出的信元能够是两个连续相同的信元。
当执行成对映射和成对交织时，对通过路径输入的数据，至少一个信元映射器和至少一个块交织器能够同等或独立地操作。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图6所示，帧结构模块能够将至少一个信号帧输出到波形生成模块。
图7图示出根据本发明的实施例的波形生成模块。
图7所示的波形生成模块对应于参考图1所述的波形生成模块1300的实施例。
根据本发明的实施例的波形生成模块能够调制和传输与用于接收和输出从图6所示的帧结构模块输出的信号帧的天线数量一样多的信号帧。
具体地，图7所示的波形生成模块是使用m个Tx天线，传输广播信号的装置的波形生成模块的实施例并且能够包括用于调制和输出对应于m个路径的帧的m个处理块。m个处理块能够执行相同处理过程。将描述m个处理块中的第一处理块7000的操作。
第一处理块7000能够包括参考信号和PAPR降低块7100、逆波形变换块7200、时间的PAPR降低块7300、保护序列插入块7400、前导插入块7500、波形处理块7600、其他系统插入块7700和DAC(数模转换器)块7800。
参考信号插入和PAPR降低块7100能够将参考信号插入到每个信号块的预定位置中并且应用PAPR降低方案来降低时域中的PAPR。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则参考信号插入和PAPR降低块7100能够使用预留一些活跃子载波而不使用它们的方法。此外，根据广播传输/接收系统，参考信号插入和PAPR降低块7100可以不将PAPR降低方案用作可选特征。
考虑传输信道和特性以及系统体系结构，逆波形变换块7200能够以提高传输效率和灵活性的方式变换输入信号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则逆波形变换块7200能够采用通过逆FFT运算，将频域信号变换成时域信号的方法。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于单载波系统，则逆波形变换块7200可以不用在波形生成模块中。
时间的PAPR降低块7300能够使用用于降低时域中的输入信号的PAPR的方法。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则时间的PAPR降低块7300可以使用简单截断峰值振幅的方法。此外，时间的PAPR降低块7300可以不用在根据本发明的实施例的广播传输/接收系统中，因为它是可选的特征。
保护序列插入块7400能够提供相邻信号块之间的保护间隔并且当需要时，将特定序列插入到保护间隔中以便最小化传输信道的延迟扩展的影响。因此，接收装置能够易于执行同步或信道估计。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则保护序列插入块7400可以将循环前缀插入到OFDM符号的保护间隔中。
前导插入块7500能够将传输装置和接收装置之间商定的已知类型的信号(例如前导或前导符号)插入到传输信号中，使得接收装置能够快速且有效地检测目标系统信号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则前导插入块7500能够定义由多个OFDM符号组成的信号帧并且将前导符号插入到每个信号帧的开始。即，前导承载基本PLS数据并且位于信号帧的开始。
波形处理块7600能够在输入基带信号上执行波形处理，使得输入基带信号满足信道传输特性。波形处理块7600可以使用执行平方根升余弦(SRRC)滤波来获得传输信号的带外发射的标准。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于多载波系统，则可以不使用波形处理块7600。
其他系统插入块7700能够复用时域中的多个广播传输/接收系统的信号，使得能够在同一RF信号带宽中，同时传输提供广播服务的两个或更多个不同广播传输/接收系统的数据。在这种情况下，两个或更多个不同广播传输/接收系统是指提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指地面广播服务、移动广播服务等等。通过不同帧，能够传输与各个广播服务有关的数据。
DAC块7800能够将输入数字信号变换成模拟信号并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号能够通过m个输出天线发射。根据本发明的实施例的Tx天线能够具有垂直或水平极性。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图8图示出根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。
根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置对应于参考图1所述的传输用于未来广播服务的广播信号的装置。根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置能够包括同步和解调模块8000、帧解析模块8100、解映射和解码模块8200、输出处理器8300和信令解码模块8400。将描述用于接收广播信号的每个模块的操作。
同步和解调模块8000能够通过m个Rx天线，接收输入信号，相对于对应于接收广播信号的装置的系统，执行信号检测和同步，并且执行对应于由传输广播信号的装置执行的过程的逆过程的解调。
通过传输的由用户选择的服务，帧解析模块8100能够解析输入信号帧并且提取数据。如果传输广播信号的装置执行交织，则帧解析模块8100能够执行对应于交织的逆过程的解交织。在这种情况下，通过解码从信令解码模块8400输出的数据，能够获得需要提取的信号和数据的位置来恢复由传输广播信号的装置生成的调度信息。
解映射和解码模块8200能够将输入信号转换成比特域数据，然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块8200能够执行应用于传输效率的映射的解映射并且通过解码，纠正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块8200能够获得通过解码从信令解码模块8400输出的数据，获得用于解映射和解码所需的传输参数。
输出处理器8300能够执行由传输广播信号的装置用来提高传输效率的各种压缩/信号处理过程的逆过程。在这种情况下，输出处理器8300能够从由信令解码模块8400输出的数据，获得所需控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到传输广播信号的装置的信号并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或v6)和通用流。
信令解码模块8400能够从由同步和解调模块8000解调的信号，获得PLS信息。如上所述，帧解析模块8100、解映射和解码模块8200和输出处理器8300能够使用从信令解码模块8400输出的数据，执行其功能。
图9图示出根据本发明的实施例的同步和解调模块。
图9所示的同步和解调模块对应于参考图8所述的同步和解调模块的实施例。图9所示的同步和解调模块能够执行图7中所示的波形生成模块的操作的逆操作。
如图9所示，根据本发明的实施例的同步和解调模块对应于使用m个Rx天线，接收广播信号的装置的同步和解调模块并且能够包括m个处理块，用于解调分别通过m个路径输入的信号。m个处理块能够执行相同的处理过程。将描述m个处理块中的第一处理块9000的操作。
第一处理块9000能够包括调谐器9100、ADC块9200、前导检测器9300、保护序列检测器9400、波形变换块9500、时间/频率同步块9600、参考信号检测器9700、信道均衡器9800和逆波形变换块9900。
调谐器9100能够选择所需频带，补偿所接收的信号的大小并且将所补偿的信号输出到ADC块9200。
ADC块9200能够将从调谐器9100输出的信号变换成数字信号。
前导检测器9300能够检测前导(或前导信号或前导符号)以便校验该数字信号是否对应于接收广播信号的装置的系统的信号。在这种情况下，前导检测器9300能够解码通过前导接收的基本传输参数。
保护序列检测器9400能够检测数字信号中的保护序列。时间/频率同步块9600能够使用所检测的保护序列，执行时间/频率同步，并且信道均衡器9800能够使用所检测的保护序列，通过所接收/恢复的序列，估计信道。
当传输广播信号的装置已经执行逆波形变换时，波形变换块9500能够执行逆波形变换的逆操作。当根据本发明的一个实施例的广播传输/接收系统是多载波系统时，波形变换块9500能够执行FFT。此外，当根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是单载波系统时，如果在频域中处理或在时域中处理所接收的时域信号，可以不使用波形变换块9500。
时间/频率同步块9600能够接收前导检测器9300、保护序列检测器9400和参考信号检测器9700的输出数据并且执行包括保护序列检测和位于检测信号上的块窗口的时间同步和载波频率同步。其中，时间/频率同步块9600能够反馈波形变换块9500的输出信号，用于频率同步。
参考信号检测器9700能够检测所接收的参考信号。因此，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能够执行同步或信道估计。
信道均衡器9800能够从保护序列或参考信号来估计从每个Tx天线到每个Rx天线的传输信道并且使用所估计的信道，执行用于接收数据的信道均衡。
当波形变换块9500执行用于有效同步和信道估计/均衡的波形变换时，逆波形变换块9900可以恢复初始接收的数据域。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是单载波系统，则波形变换块9500能够执行FFT以便在频域中执行同步/信道估计/均衡，以及逆波形变换块9900能够在信道均衡信号上执行IFFT来恢复所传输的数据符号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是多载波系统，则可以不使用逆波形变换块9900。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图10图示出根据本发明的实施例的帧解析模块。
图10所示的帧解析模块对应于参考图8所述的帧解析模块的实施例。图10所示的帧解析模块能执行图6所示的帧结构模块的操作的逆操作。
如图10所示，根据本发明的实施例的帧解析模块能够包括至少一个块交织器10000和至少一个信元解映射器10100。
块交织器10000能够在信号块的基础上，解交织通过m个Rx天线的数据路径输入并且由同步和解调模块处理的数据。在这种情况下，如果传输广播信号的装置执行如图8所示的成对交织，则块交织器10000能够将两个连续数据片处理为一对每个输入路径。因此，即使当已经执行解交织时，块交织器10000也能够输出两个连续数据片。此外，块交织器10000能够执行传输广播信号的装置执行的交织操作的逆操作来按原始顺序输出数据。
信元解映射器10100能够从所接收的信号帧，提取对应于公共数据的信元、对应于数据管道的信元和对应于PLS数据的信元。信元解映射器10100能够合并分布和传输的数据并且根据需要，将其输出为流。当在传输广播信号的装置中，将两个连续信元输入数据片处理为一对并且映射时，如图6所示，信元解映射器10100能够作为传输广播信号的装置的映射操作的逆过程，执行用于将两个连续输入信元处理为一个单元的成对信元解映射。
此外，信元解映射器10100能够将通过当前帧接收的PLS信令数据提取为PLS前和PLS后数据并且输出PLS前和PLS后数据。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图11图示出根据本发明的实施例的解映射和解码模块。
图11所示的解映射和解码模块对应于图8所示的解映射和解码模块的实施例。图11所示的解映射和解码模块能够执行图5所示的编译和调制模块的操作的逆操作。
如上所述，根据本发明的实施例的传输广播信号的装置的编译和调制模块能够通过对各个路径，独立地向其应用SISO、MISO和MIMO，处理输入数据管道。因此，图11所示的解映射和解码模块能够包括响应传输广播信号的装置，根据SISO、MISO和MIMO，用于处理从帧解析模块输出的数据的块。
如图11所示，根据本发明的实施例的解映射和解码模块能够包括用于SISO的第一块11000、用于MISO的第二块11100、用于MIMO的第三块11200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块11300。根据设计，图11所示的解映射和解码模块是示例性的并且可以仅包括第一块11000和第四块11300、仅第二块11100和第四块11300，或仅第三块11200和第四块11300。即，解映射和解码模块能够包括根据设计，用于同样或不同地处理数据管道的块。
将描述解映射和解码模块的每个块。
第一块11000根据SISO处理输入数据管道并且能够包括时间解交织器块11010、信元解交织器块11020、星座解映射器块11030、信元到比特复用块11040、比特解交织器块11050和FEC解码器块11060。
时间解交织器块11010能够执行由图5所示的时间交织器块5060执行的过程的逆过程。即，时间解交织器块11010能够将在时域中交织的输入符号解交织成其原始位置。
信元解交织器块11020能够执行由图5所示的信元交织器块5050执行的过程的逆过程。即，信元解交织器块11020能够将在一个FEC块中扩展的信元的位置解交织成其原始位置。
星座解映射器块11030能够执行由图5所示的星座映射器块5040执行的过程的逆过程。即，星座解映射器块11030能够将符号域输入信号解映射成比特域数据。此外，星座解映射器块11030可以执行硬判决并且输出所判决的比特数据。此外，星座解映射器块11030可以输出每个比特的对数似然比(LLR)，其对应于软判决值或概率值。如果传输广播信号的装置应用旋转星座以便获得另外的分集增益，则星座解映射器块11030能够执行对应于所旋转的星座的2维LLR解映射。这里，星座解映射器块11030能够计算LLR，使得能够补偿由传输广播信号的装置施加到I或Q分量的延迟。
信元到比特复用块11040能够执行由图5中所示的比特到信元解复用块5030执行的过程的逆过程。即，信元到比特复用块11040能够将由比特到信元解复用块5030映射的比特数据恢复成原始比特流。
比特解交织器块11050能够执行由图5所示的比特交织器5020执行的过程的逆过程。即，比特解交织器块11050能够按原始顺序，解交织从信元到比特复用块11040输出的比特流。
FEC解码器块11060能够执行由图5所示的FEC编码器块5010执行的过程的逆过程。即，FEC解码器块11060能够通过执行LDPC解码和BCH解码，校正在传输信道上产生的误差。
第二块11100根据MISO处理输入数据管道，并且能够以与第一块11000相同的方式，包括时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块、比特解交织器块和FEC解码器块，如图11所示。然而，第二块11100不同于第一块11000之处在于第二块11100进一步包括MISO解码块11110。第二块11100执行与第一块11000相同的过程，包括时间解交织操作到输出操作，并且由此省略相应块的描述。
MISO解码块11110能够执行图5所示的MISO处理块5110的操作的逆操作。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统使用STBC，则MISO解码块11110能够执行Alamouti解码。
第三块11200根据MIMO处理输入数据管道并且能够以与第二块11100相同的方式，包括时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块、比特解交织器块和FEC解码器块，如图11所示。然而，第三块11200不同于第二块11100之处在于第三块11200进一步包括MIMO解码块11210。包括在第三块11200中的时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块和比特解交织器块的基本作用与包括在第一和第二块11000和11100中的相应块的作用相同，尽管其功能可能不同于第一和第二块11000和11100。
MIMO解码块11210能够接收用于m个Rx天线的输入信号的信元解交织器的输出数据并且作为图5所示的MIMO处理块5220的操作的逆操作，执行MIMO解码。MIMO解码块11210能够执行最大似然解码来获得最佳解码性能或通过降低复杂度，执行球形解码。另外，MIMO解码块11210能够通过执行MMSE检测或通过MMSE检测执行迭代解码，实现提高的解码性能。
第四块11300处理PLS前/PLS后信息并且能够执行SISO或MISO解码。第四块11300能够执行由参考图5所述的第四块5300执行的过程的逆过程。
包括在第四块中的时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块和比特解交织器块的基本作用与第一、第二和第三块11000、11100和11200的相应块相同，尽管其功能可以不同于第一、第二和第三块11000、11100和11200。
包括在第四块11300中的缩短/删余FEC解码器11310能够执行由参考图5所述的缩短/删余FEC解码器块5310执行的过程的逆过程。即，缩短/删余FEC解码器块5310能够在根据PLS数据长度缩短/删余的数据上执行解缩短和解删余，然后在其上执行FEC解码。在这种情况下，不需要仅用于PLS的额外的FEC解码器硬件，由此，能够简化系统设计并且实现有效编译。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
根据本发明的实施例的解映射和解码模块能够将对各个路径处理的数据管道和PLS信息输出到该输出处理器，如图11所示。
图12和13图示出根据本发明的实施例的输出处理器。
图12示出根据本发明的实施例的输出处理器。图12所示的输出处理器对应于图8所示的输出处理器的实施例。图12所示的输出处理器接收从解映射和解码模块输出的单一数据管道并且输出单一输出流。输出处理器能够执行图2所示的输入格式化模块的操作的逆操作。
图12所示的输出处理器能够包括BB加扰器块12000、填充去除块12100、CRC-8解码器块12200和BB帧处理器块12300。
BB加扰器块12000能够通过对输入比特流，生成与用在传输广播信号的装置中相同的PRBS并且在PRBS和比特流上执行XOR运算，解加扰输入比特流。
当需要时，填充去除块12100能够去除通过传输广播信号的装置插入的填充比特。
CRC-8解码器块12200能够通过在从填充去除块12100接收的比特流上执行CRC解码，校验块误差。
BB帧处理器块12300能够解码通过BB帧报头传输的信息并且使用解码信息，恢复MPEG-TS、IP流(v4或v6)或通用流。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图13示出根据本发明的另一实施例的输出处理器。图13所示的输出处理器对应于图8所示的输出处理器的实施例。图13所示的输出处理器接收从解映射和解码模块输出的多个数据管道。解码多个数据管道能够包括合并公共应用于多个数据管道及其相关数据管道的公共数据并且解码它的过程或通过接收广播信号的装置，同时解码多个服务或服务组件(包括可缩放视频服务)的过程。
图13所示的输出处理器能够包括与图12所示的输出处理器的BB解加扰器块、填充去除块、CRC-解码器块和BB帧处理器块。这些块的基本作用与参考图12所述的块相同，尽管其操作可能不同于图12所示的块。
包括在图13所示的输出处理器中的去抖动缓冲器块13000能够根据恢复的TTO(时间输出)参数，补偿由为同步多个数据管道，传输广播信号的装置插入的延迟。
空分组插入块13100能够参考所恢复的DNP(删除的空分组)，恢复从流去除的空分组并且输出公共数据。
TS时钟再生块13200能够基于ISCR(输入流时间基准)信息，恢复输出分组的时间同步。
TS重组块13300能够重组从空分组插入块13100输出的公共数据及其相关的数据管道，以便恢复原始MPEG-TS、IP流(v4或v6)或通用流。能够通过BB帧报头，获得TTO、DNT和ISCR信息。
带内信令解码块13400能够解码和输出通过数据管道的每个FEC帧中的填充比特字段传输的带内物理层信令信息。
图13所示的输出处理器能够BB解加扰分别通过PLS前路径和PLS后路径输入的PLS前信息和PLS后信息，并且解码该解加扰数据来恢复原始PLS数据。所恢复的PLS数据被输送到包括在接收广播信号的装置中的系统控制器。系统控制器能够提供接收广播信号的装置的同步和解调模块、帧解析模块、解映射和解码模块和输出处理器模块所需的参数。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图14示出根据本发明的另一实施例的编译和调制模块。
图14所示的编译和调制模块对应于图1至5所示的编译和调制模块的另一实施例。
为控制通过每个数据管道传输的每个服务或服务组件的QoS，如上参考图5所述，图14所示的编译和调制模块能够包括用于SISO的第一块14000、用于MISO的第二块14100、用于MIMO的第三块14200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块14300。此外，根据设计，编译和调制模块能够包括用于同样或不同地处理数据管道的块。图14所示的第一块14000至14300与图5所示的第一至第四块5000至5300类似。
然而，图14所示的第一至第四块14000至14300不同于图5所示的第一块至第四块5000至5300之处在于包括在第一至第四块14000至14300中的星座映射器14010具有不同于图5所示的第一至第四块5000至5300的功能，旋转和I/Q交织器块14020存在于图14所示的第一至第四块14000至14300的信元交织器和时间交织器之间，并且用于MIMO的第三块14200具有不同于图5所示的用于MIMO的第三块5200的配置。下述描述集中在图14所示的第一至第四块14000至14300与图5所示的第一至第四块5000至5300之间的这些区别上。
图14所示的星座映射器块14010能够将输入比特字映射成复数符号。然而，不同于图5所示的星座映射器块，星座映射器块14010可以不执行星座旋转。图14所示的星座映射器块14010公共应用于第一、第二和第三块14000、14100和14200，如上所述。
旋转和I/Q交织器块14020能够在逐个符号的基础上，独立地交织从信元交织器输出的信元交织数据的每个复数符号的同相和正交相位分量并且输出该同相和正交相位分量。旋转和I/Q交织器块14020的输入数据片和输出数据片的数量为2个或以上，能够由设计者改变。此外，旋转和I/Q交织器块14020可以不交织同相分量。
旋转和I/Q交织器块14020公共应用于第一至第四块14000至14300，如上所述。在这种情况下，通过上述前导，能够用信号告知是否将旋转和I/Q交织器块14020施加到用于处理PLS前/后信息的第四块14300。
用于MIMO的第三块14200能够包括Q块交织器块14210和复数符号生成器块14220，如图14所示。
Q块交织器块14210能够置换从FEC编码器接收的FEC编码的FEC块的奇偶校验部。因此，能够使LDPC H矩阵的奇偶校验部为如信息部的循环结构。Q块交织器块14210能够置换具有LDPC H矩阵的Q大小的输出比特块的顺序，然后执行行-列块交织来生成最终比特流。
复数符号生成器块14220接收从Q块交织器块14210输出的比特流，将比特流映射成复数符号并且输出复数符号。在这种情况下，复数符号生成器块14220能够通过至少两个路径，输出复数符号。这能够由设计者改变。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图14所示的根据本发明的另一实施例的编译和调制模块能将对各个路径处理的数据管道、PLS前信息和PLS后信息输出到帧结构模块。
图15图示出根据本发明的另一实施例的解映射和解码模块。
图15所示的解映射和解码模块对应于图11所示的解映射和解码模块的另一实施例。图15所示的解映射和解码模块能够执行图14所示的编译和调制模块的操作的逆操作。
如图15所示，根据本发明的另一实施例的解映射和解码模块能够包括用于SISO的第一块15000、用于MISO的第二块11100、用于MIMO的第三块15200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块14300。此外，根据设计，解映射和解码模块能够包括用于同样或不同地处理数据管道的块。图15所示的第一至第四块15000至15300与图11所示的第一至第四块11000至11300类似。
然而，图15所示的第一至第四块15000至15300不同于图11所示的第一至第四块11000至11300之处在于I/Q解交织器和解旋块15010存在于第一至第四块15000至15300的时间交织器和信元解交织器之间，包括在第一至第四块15000至15300中的星座映射器15010具有不同于图11所示的第一块至第四块11000至11300的功能以及用于MIMO的第三块15200具有不同于图11所示，用于MIMO的第三块11200。下述描述集中在图15所示的第一至第四块15000至15300和图11所示的第一至第四块11000至11300之间的这些区别上。
I/Q解交织器和解旋块15010能够执行由图14中所示的旋转和I/Q交织器块14020执行的过程的逆过程。即，I/Q解交织器和解旋块15010能够解交织由传输广播信号的装置I/Q交织和传输的I和Q分量并且解旋具有所恢复的I和Q分量的复数符号。
I/Q解交织器和解旋块15010公共应用于第一至第四块15000至15300，如上所述。在这种情况下，通过上述前导，能够信号告知是否将I/Q解交织器和解旋块15010施加到用于处理PLS前/后信息的第四块15300。
星座解映射器块15020能够执行由图14所示的星座映射器块14010执行的过程的逆过程。即，星座解映射器块15020能够解映射信元解交织数据，而不执行解旋。
用于MIMO的第三块15200能够包括复数符号解析块15210和Q块解交织器块15220，如图15所示。
复数符号解析块15210能够执行由图14所示的复数符号生成器块14220执行的过程的逆过程。即，复数符号解析块15210能够解析复数数据符号并且将其解映射成比特数据。在这种情况下，复数符号解析块15210能够通过至少两个路径，接收复数数据符号。
Q块解交织器块15220能够执行由图14所示的Q块交织器块14210执行的过程的逆过程。即，Q块解交织器块15220能够根据行-列交织，恢复Q大小块，将置换的块的顺序恢复成原始顺序，然后根据奇偶校验解交织，将奇偶校验位的位置恢复成原始位置。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图15所示，根据本发明的另一实施例的解映射和解码模块能够将对各个路径处理的数据管道和PLS信息输出到输出处理器。
如上所述，根据本发明的实施例的传输广播信号的装置和方法能够复用同一RF信道内的不同广播传输/接收系统的信号并且传输所复用的信号并且根据本发明的实施例的接收广播信号的装置和方法能够响应广播信号传输操作处理信号。因此，可以提供灵活的广播传输和接收系统。
图16图示出根据本发明的另一个实施例的波形生成模块以及同步和解调模块。
图16(a)示出根据本发明的另一个实施例的波形生成模块。该波形生成模块可以对应前面提到的波形生成模块。根据另一个实施例的波形生成模块可以包括新参考信号插入和PAPR降低块。新参考信号插入和PAPR降低块可以对应前面提到的参考信号插入和PAPR降低块。
本发明提供了一种生成被插进每个信号块的预定位置的连续导频(CP)图案的方法。另外，本发明提供了一种使用小容量存储器(ROM)来操作CP的方法。根据本发明的新参考信号插入和PAPR降低块可以根据生成和操作由本发明提供的CP图案的方法操作。
图16(b)示出根据本发明的另一个实施例的同步和解调模块。该同步和解调模块可以对应前面提到的同步和解调模块。该同步和解调模块可以包括新参考信号检测器。新参考信号检测器可以对应于前面提到的参考信号检测器。
使用根据由本发明提供的生成和操作CP的方法的CP，根据本发明的新参考信号检测器可以执行接收机的操作。CP可以被用于接收机的同步。该新参考信号检测器可以检测接收的参考信号来辅助接收机的同步或信道估计。这里，通过粗自动频率控制(AFC)、细AFC和/或公共相位误差(CPE)校正，可以执行同步。
在发射机，通过参考信号，可以调制OFDM符号中的各个单元。参考信息可以被称为导频。导频包括SP(离散导频)、CP(连续导频)、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频、FES(帧边缘符号)导频等。根据导频类型或图案，可以在特定的增加功率水平上传输每种导频。
CP可以是上述导频的一种。少量的CP可以被随机地分布于OFDM符号中并可以被操作。在这种情况下，将CP位置信息存储在存储器中的索引表会是有效率的。该索引表可以被称之为参考索引表、CP集、CP组等。根据FFT的大小和SP图案，可以确定CP集。
CP可以被插进每一帧。具体来说，CP可以被插进每一帧的符号中。根据索引表，CP可以被插入CP图案中。然而，当SP的图案被多样化和动态载波数(NOC)增长时，索引表的大小可能增长。
为解决这个问题，本发明提供一种使用小容量存储器操作CP的方法。本发明提供一种图案倒转方法和一种位置复用方法。根据这些方法，可以降低接收机必要的存储容量。
CP图案的设计思想可以如下所述。每个OFDM符号中的动态数据载波数(NOA)被保持恒定。恒定的NOA可以遵照预定的NOC(或FFT模式)和SP图案。
基于NOC和SP图案，可以改变CP图案来检查下面的两个条件：信令信息的减少；以及简化时间交织器和载波映射之间的互动。
随后，可以公平地选择被定位于SP承载载波的CP和定位于非SP承载载波的CP。对频率选择性信道，可以执行此选择过程。执行此过程使得CP被大致均匀地随机分布在载波频谱上。CP的位置数可以随着NOC的增长而增长。这可以服务于保持CP的开销。
现在简要描述图案倒转方法。基于索引表，可以生成能被用于NOC或SP图案的CP图案。CP位置值可以被布置到基于最小NOC的索引表内。索引表可以被称之为参考索引表。这里，CP位置值可以被随机定位。对于更大的NOC，通过倒转索引表的分布图案，可以扩展此索引表。通过根据常规的技术的简单重复，不可能实现扩展。循环移位可以先于根据实施例的索引表的分布图案的倒转。根据此图案倒转方法，即使使用小容量存储器，也可以操作CP。此图案倒转方法可以被应用于NOC和SP模式。另外，根据此图案倒转方法，CP的位置可以被均匀和随机地分布于载波频谱上。稍后会更加详细地描述此图案倒转方法。
现在简要描述位置复用方法。与图案倒转方法类似，基于索引表，可以生成能够被用于NOC或SP图案的CP图案。首先，可以将随机定位的CP的位置值对齐放置进索引表内。此索引表可以被称之为参考索引表。此索引表可以被设计为足够大的大小来被用于/应用到所有的NOC模式。然后，可以通过各种方法来复用此索引表，使得CP位置被均匀或随机地分布于任意NOC的载波频谱上。稍后会更加详细地描述此位置复用方法。
图17示出根据本发明实施例的承载SP的CP和不承载SP的CP的定义。
在对图案倒转方法和位置复用方法进行描述之前，先给出随机CP位置生成器的描述。图案倒转方法和位置复用方法可能需要随机CP位置生成器。
对于CP位置生成器，可能需要若干假设。首先，在预定的NOC条件下，假设PN序列生成器可以随机选择CP位置。即，可以假设使用PRBS生成器随机生成CP位置，并将其提供给参考索引表。可以假设，保持每个OFDM信号中的NOA恒定。通过适当地选择承载SP的CP和不承载SP的CP，可以保持每个OFDM符号中的NOA恒定。
在图17中，没有颜色的部分代表没有承载SP的CP，而有颜色的部分代表承载SP的CP。
图18示出根据本发明实施例的参考索引表。
图18中示出的参考索引表可以是使用上述假设生成的参考索引表。此参考索引表考虑8K FFT模式(NOC:6817)和SP模式(Dx:2，Dy:4)。图18(b)示出的图片可以表示图18(a)示出的索引表。
图19图示出在使用位置复用方法的CP图案生成方法#1中配置参考索引表的构想。
将给出对使用位置复用方法的CP图案生成方法#1的描述。
当生成参考索引表时，可以将此索引表分成具有预定大小的子索引表。不同的PN序列生成器(或不同的种子)可以被用于子索引表来生成CP位置。图19示出考虑8K、16K和32K FFT模式的参考索引表。即，在8K FFT模式的情况下，通过PN1可以生成单个子索引表。在16K FFT模式下，两个子索引表可以分别由PN1和PN2生成。基于上述假设，可以生成CP位置。
例如，当支持16K FFT模式时，可以顺序地布置通过PN1和PN2生成器获取的CP位置值来分布所有的CP位置。当支持32K FFT模式时，可以附加地布置通过PN3和PN4生成器获取的CP位置值来分布所有的CP位置。
因此，CP可以被均匀和随机地分布于载波频谱上。
图20图示出在使用根据本发明的实施例的位置复用方法的CP图案生成方法#1中生成参考索引表的方法。
在本实施例中，考虑Dx＝3和Dy＝4的SP图案，生成CP位置信息。另外，可以在8K/16K/32K FFT模式中(NOC：1817/13633/27265)实现本实施例。
CP位置值可以被存储在使用8K FFT模式为基本模式的子索引表中。当支持16K或更高的FFT模式时，子索引表可以被添加到存储的基本子索引表。通过将预定的值添加到存储的基本子索引表或将基本子索引表移位，可以获取添加的子索引表的值。
当相应的子索引表被扩展时，提供给子索引表PN1、PN2和PN3的末端的CP位置值可以指必要值。即，CP位置值可以是用于复用的值。在图20中，椭圆形指示提供给子索引表的末端的CP位置值。
提供给子索引表的末端的CP位置值ν可以被表示如下。
数学式1
[算式1]
ν＝i·Dx·Dy
这里，ν可以被表示Dx·Dy为i整数倍。当应用8K FFT模式时，子索引表PN1的最后位置值不可以被应用。当应用16K FFT模式时，可以应用子索引表PN1的最后位置值，但是子索引表PN2的最后位置值不可以被应用。相似地，当应用32K FFT模式时，可以应用子索引表PN1、PN2和PN3的所有最后位置值。
在使用位置复用方法的CP图案生成方法#1中，前述的复用规则可以由下面的数学式表示。下面的数学式可以是用于从预定参考索引表中生成被用于每种FFT模式的CP位置的等式。
数学式2
[算式2]
CP_8K(k)＝PN1(k)，当1≤k≤SPN1-1
Figure BDA0001721937760000411
Figure BDA0001721937760000412
其中SPN12＝SPN1+SPN2
SPN123＝SPN1+SPN2+SPN3
SPN1234＝SPN1+SPN2+SPN3+SPN4
数学式2可以是用于基于预定参考索引表生成被用于每种FFT模式的CP位置值的等式。这里，CP_8/16/32K分别代表8K、16K和32K FFT模式中的CP图案，并且PN_1/2/3/4代表子索引名。SPN_1/2/3/4分别表示子索引表PN1、PN2、PN3和PN4的大小，并且α1/2/3表示均匀分布添加的CP位置的移位值。
在CP_8K(k)和CP_16K(k)中，k被限制在SPN1-1和SPN2-1。这里，如上所述，由于最后的CP位置值被除去，所以添加了-1。
图21图示出在使用根据本发明的实施例的位置复用方法的CP图案生成方法#2中配置参考索引表的构想。
现在描述使用位置复用方法的CP图案生成方法#2。
使用位置复用方法的CP图案生成方法#2可以以支持根据FFT模式的CP图案的方式来实施。CP图案生成方法#2可以以复用PN1、PN2、PN3和PN4来支持适合每种FFT模式的CP的方式来实施。这里，PN1、PN2、PN3和PN4是子索引表，并且可以由被不同的PN序列生成器生成的CP位置组成。PN1、PN2、PN3和PN4可以被假设为其中CP位置值被随机和均匀分布的序列。虽然通过与上面提到的使用位置复用方法的CP图案生成方法#1相似的方法，可以生成参考索引表，但是详细的复用方法可以不同于CP图案生成方法#1。
导频密度块可以被表示为Nblk。分配的导频密度块Nblk的数目可以依赖于相同的带宽下的FFT模式。即，在8K FFT模式的情况下，可以分配一个导频密度块Nblk；在16K FFT模式的情况下，可以分配两个导频密度块Nblk；在32K FFT模式的情况下，可以分配四个导频密度块Nblk。在根据FFT模式的分配区域内，可以复用PN1到PN4来生成CP图案。
可以生成PN1到PN4使得获取随机和平稳的CP分布。因此，可以降低任意特定信道的影响。具体地，可以设计PN1使得在8K、16K和32K的FFT模式的物理频谱中，相应的CP位置值被布置在相同的位置上。在这种情况下，使用简单的PN1可以实现同步接收算法。
另外，可以设计PN1到PN4，使得他们具备极好的互相关特性和自动相关特性。
在PN2的情况中，16K FFT模式下PN2中的CP位置被附加地确定时，可以确定CP的位置，使得相对于在8K模式下确定的PN1的位置，PN2具有极好的自动相关特性和均匀分布特性。相似地，在PN3和PN4的情况下，32K FFT模式下PN3和PN4的CP位置被附加地确定时，可以确定CP的位置，使得基于16K FFT模式下确定的PN1和PN2的位置，优化自动相关特性和平稳分布特性。
CP不可以被布置在载波频谱的两边缘的预定部分。因此，当产生整数频率偏移(ICFO)时，有可能减少一些CP的丢失。
图22图示出在使用位置复用方法的CP生成方法#2中生成参考索引表的方法。
在8K FFT模式的情况下，可以生成PN1；在16K FFT的模式的情况下，可以生成PN1和PN2；在32K FFT模式的情况下，可以生成PN1、PN2、PN3和PN4。根据预定复用规则，可以执行生成过程。
图22图示出16K FFT模式的情况下的两个导频密度块Nblk和32K FFT模式的情况下的四个导频密度块Nblk可以被包括在可以用以8K FFT模式为基础的单独导频密度块Nblk表示的区域。可以复用根据每种FFT模式生成的PN序列来生成CP图案。
在8K FFT模式的情况下，可以使用PN1生成CP图案。即，PN1可以是8K FFT模式下的CP图案。
在16K FFT模式的情况下，PN1可以被放置在第一导频密度块(第一Nblk)以及PN2可以被放置在第二导频密度块(第二Nblk)来生成CP图案。
在32K FFT模式的情况下，PN1可以被放置在第一导频密度块(第一Nblk)、PN2可以被放置在第二导频密度块(第二Nblk)、PN3可以被放置在第三导频密度块(第三Nblk)以及PN4可以被放置在第四导频密度块(第四Nblk)来生成CP图案。虽然在本实施例中PN1、PN2、PN3和PN4是被顺序放置的，但是为了像16K FFT模式下一样将CP插进载波频谱的相似位置，PN2可以被放置在第三导频密度块(第三Nblk)。
在使用位置复用方法的CP图案生成的方法#2中，前面提到的复用规则可以用下面的数学式来表示。下面的数学式可以是生成被用于预定参考索引表的每种FFT模式的CP位置的等式。
数学式3
[算式3]
CP_8K(k)＝PN1(k)，
Figure BDA0001721937760000441
Figure BDA0001721937760000442
数学式3可以是用于基于预定参考索引表生成被用于每种FFT模式的CP位置值的等式。这里，CP_8/16/32K分别代表8K、16K和32K FFT模式下的CP图案并且PN1到PN4代表序列。这些序列可以是四个伪随机序列。另外，ceil(X)，X的取顶函数(ceiling function)，表示从等于或大于X的整数中输出最小值的函数，而mod(X,N)是能够输出X除以N时获取的余数的模函数。
对于16K FFT模式和32K FFT模式，在根据每种FFT模式确定的偏移位置上，可以复用序列PN1和PN4。在上面的数学式中，偏移值可以用预定的基本Nblk的整数倍的模操作值表示。偏移值可以是不同的值。
图23示出在使用根据本发明的实施例的位置复用方法的CP图案生成方法#3中生成参考索引表的方法。
在本实施例中，PN1到PN4可以被假设为其中的CP位置值被随机和平稳地分布的序列。另外，如上所述，可以优化PN1到PN4来满足8K、16K和32K FFT模式下的相关性和平稳分布特性。
本实施例会涉及用于信道估计的离散导频图案。另外，本发明会涉及频率方向上的Dx距离是8而时间方向Dy的距离是2的情况。本实施例可以适用于其他图案。
如上所述，在8K FFT模式的情况下，可以生成PN1；在16K FFT模式下，可以生成PN1和PN2；以及在32K FFT的模式下，可以生成PN1、PN2、PN3和PN4。根据预定复用规则，可以执行生成过程。
图23示出在16K FFT模式下的两个导频密度块Nblk和32K FFT模式下的四个导频密度块Nblk可以被包括在可以用以8K FFT模式为基础的单独导频密度块Nblk表示的区域。
可以复用根据每种FFT模式生成的PN来生成CP图案。在每种FFT模式中，CP可以与SP重叠布置(SP承载)或不与SP重叠布置(非SP承载)。在本实施例中，为了在频域的相同位置上布置导频，可以应用用于SP承载或非SP承载的CP定位的复用规则。
在SP承载的情况下，可以布置PN1到PN4使得对SP偏移图案随机和均匀地分布CP位置。这里，PN1到PN4可以是形成SP承载集的序列。根据用于每种FFT模式的复用规则，可以定位PN1到PN4。即，在16K FFT模式下，PN2加PN1可以布置在除了其中布置了PN1的SP偏移图案之外的位置中。可以设置关于PN2的位置偏移使得PN2被放置在除了其中放置了PN1的SP偏移图案之外的位置中，或PN2可以被布置在通过相关表述被确定的图案中。相似地，在32KFFT模式下，PN3和PN4可以被配置为被布置在除了其中放置了PN1和PN2的SP偏移图案之外的位置中。
在非SP承载的情况下，根据相关表述，可以放置PN1到PN4。这里PN1到PN4可以是形成非SP承载集的序列。
在使用位置复用的CP图案生成方法#3中，上面提到的复用规则可以用如下数学式表示。下面的数学式可以是用于从预定参考索引表生成被用于每种FFT模式中的CP位置的等式。
数学式4
[算式4]
1)SP承载集：PN1sp(k)，PN2sp(k)，PN3sp(k)，PN4sp(k)
CPsp_8K(k)＝PN1sp(k)，
Figure BDA0001721937760000471
Figure BDA0001721937760000472
数学式5
[算式5]
2)非SP承载集：PN1nonsp(k)，PN2nonsp(k)，PN3nonsp(k)，PN4nonsp(k)
CPnonsp_8K(k)＝PN1nonsp(k)，
Figure BDA0001721937760000473
Figure BDA0001721937760000474
数学式6
[算式6]
CP_8K(k)＝{CPsp_8K(k)，CPnonsp_8K(k)}
CP_16K(k)＝{CPsp_16K(k)，CPnonsp_16K(k)}
CP_32K(k)＝{CPsp_32K(k)，CPnonsp_32K(k)}
上面的数学式可以是用于基于预定参考索引表来生成被用于每种FFT模式中的CP位置的等式。这里，CP_8/16/32K分别代表8K、16K和32K FFT模式下的CP图案，CPsp_8/16/32K分别代表8K、16K和32K FFT模式下的SP承载CP图案，CPnonsp_8/16/32K分别表示8K、16K和32KFFT模式下的非SP承载CP图案，PN1sp、PN2sp、PN3sp和PN4sp表示承载导频的SP序列。这些序列可以是四个伪随机序列。这些序列可以被包括在SP承载集中。PN1nonsp、PN2nonsp、PN3nonsp和PN4nonsp代表用于非SP承载导频的序列。这些序列可以是四个伪随机序列并且可以被包括在非SP承载集中。另外，α16K、α132K、α232K、β16K、β132K和β232K代表CP位置偏移。
如数学式4所表示的，使用PN1sp、PN2sp、PN3sp和PN4sp可以生成各个SP承载CP图案。如数学式5所表示的，使用PN1nonsp、PN2nonsp、PN3nonsp和PN4nonsp可以生成各个非SP承载CP图案。如数学式6所表示的，每种FFT模式的CP图案可以由SP承载CP图案和非SP承载CP图案构成。即，可以将SP承载CP索引表与非SP承载CP索引表相加来生成参考索引表。因此，根据非SP承载CP索引表和SP承载CP索引表，可以进行CP插入。这里，非SP承载CP位置值可以被称为公共CP集，以及SP承载CP位置值可以被称为附加CP集。
如上所述，CP位置偏移可以是用于复用的预定值。CP位置偏移可以被分配到与FFT模式无关的相同的频率或被用于校正CP的特性。
图24图示出在使用图案倒转方法的CP图案生成方法#1中配置参考索引表的构想。
现在将描述使用图案倒转方法的CP图案生成方法#1。
如上所述，当生成参考索引表时，该表可以被分成具有特定大小的子索引表。子索引表可以包括使用不同的PN序列生成器(或不同的种子)生成的CP位置。
在图案倒转方法中，两个不同的PN生成器可以生成8K、16K和32K FFT模式下的必要的两个子索引表。倒转前面生成的两个子索引表可以生成32K FFT模式下的附加的两个子索引表。
即，当支持16K FFT模式时，可以顺序地布置根据PN1和PN2的CP位置来得到CP位置分布。然而，当支持32K FFT模式时，可以倒转根据PN1和PN2的CP位置来得到CP位置分布。
因此，32K FFT模式下的CP索引表可以包括16K FFT模式下的CP索引表。另外，16KFFT模式下的CP索引表可以包括8K FFT模式下的CP索引表。根据实施例，可以存储32K FFT模式下的CP索引表，并且可以从32K FFT模式下的CP索引表中选择/抽取8K和16K FFT模式下的CP索引表来生成8K和16K FFT模式下的CP索引表。
根据前面提到的图案倒转方法，CP位置可以被均匀和随机地分布于载波频谱上。另外，与前面提到的位置复用方法相比，可以缩小必要参考索引表的大小。此外，可以减少接收机必要的存储器存储容量。
图25图示出在使用根据本发明的实施例的图案倒转方法的CP图案生成方法#1中生成参考索引表的方法。
在本实施例中，考虑Dx＝3和Dy＝4的SP图案，可以生成CP位置信息。此外，在8K/16K/32K FFT模式下(NOC:1817/13633/27265)，可以实现本实施例。
使用8K FFT模式作为基本模式，可以将CP位置值存储在子索引表中。当支持16K或更高的FFT模式时，子索引表可以被添加到存储的基本子索引表中。通过将预定值添加到存储的基本子索引表或将基本子索引表移位，可以得到添加的子索引表的值。
使用通过将PN1和PN2的子索引表倒转得到的子索引表，可以生成32K FFT模式的索引表。
当相应的子索引表被扩展时，提供给子索引表PN1和PN2的末端的CP位置值可以指必要值。即，CP位置值可以是用于复用的值。在图20中，用椭圆指示提供给子索引表PN1和PN2的末端的CP位置值。
提供给子索引表的末端CP位置值ν可以被表示如下。
数学式7
[算式7]
ν＝i·Dx·Dy
这里，ν可以被表示为Dx·Dy的i整数倍。当应用8K FFT模式时，不可以应用子索引表PN1的最后位置值。当应用16K FFT模式时，可以应用子索引表PN1的最后位置值，但是不可以应用子索引表PN2的最后位置值。
使用16K FFT模式下的索引表和通过倒转16K FFT模式下的索引表得到的索引表，可以生成32K FFT模式下的索引表。因此，子索引表PN1的最后位置值可以被使用两次，而子索引表PN2的最后位置值仅可以被使用一次。
在子索引表的扩展中，根据实施例，根据ν的扩展可以是必要的或不必要的。即，这可能是扩展/倒转没有ν的子索引表的实施例。
在使用图案倒转方法的CP图案方法#1中，可以用下面的数学式表示前面提到的复用规则。下面的数学式可以是用于从预定参考索引表来生成被用于每种FFT模式中的CP位置的等式。
数学式8
[算式8]
CP_8K(k)＝PN1(k)，当1≤k≤SPN1-1
Figure BDA0001721937760000511
Figure BDA0001721937760000512
其中SPN12＝ＳPN1+SPN2
SPN121＝2SPN1+SPN2
SPN1212＝2SPN1+2SPN2
β＝aDxDy
根据数学式8，可以生成每种FFT模式的CP图案。这里，符号可以与上述的数学式相同。β代表最接近8K FFT模式的NOA的整数。即，但NOA是6817时，β可以是681。
在CP_8K(k)、CP_16K(k)和CP_32K(k)中，k可以被分别限制于SPN1-1、SPN12-1、SPN121-1和SPN1212-1。这里，如上所述，因为根据情况，最后的CP位置值v可以被除去，所以添加了-1。在数学式8中，方框中的
Figure BDA0001721937760000513
代表图案倒转。
图26图示出在使用根据本发明的实施例的图案倒转方法的CP图案生成方法#2中配置参考索引表的构想。
现在将描述使用图案倒转方法的CP图案生成方法#2。
如上所述，当生成参考索引表时，该表可以被分成具有预定大小的子索引表。子索引表可以包括使用不同PN生成器(或不同的种子)生成的CP位置。
如上所述，8K、16K和32K FFT模式下必要的两个子索引表可以用两个不同的PN生成器生成。通过将前面生成的两个子索引表倒转可以生成32K FFT模式下必要的两个子索引表。然而，通过将图案循环移位，以及之后的将图案倒转，而不是简单地将以前生成的两个子索引表倒转，使用图案倒转方法的CP图案生成方法#2可以生成两个必要的子索引表。根据实施例，倒转操作可以在移位操作之前。否则，根据实施例，可以进行简单的移位而不是循环移位。
因此，32K FFT模式下的CP索引表可以包括16K FFT模式下的CP索引表。另外，16KFFT模式下的CP索引表可以包括8K FFT模式下的CP索引表。根据实施例，可以存储32K FFT模式下的CP索引表，并且可以从32K FFT模式下的CP索引表中选择/抽取8K和16K FFT模式下的CP索引表来生成8K和16K FFT模式下的CP索引表。
如上所述，当支持16K FFT模式时，可以顺序地布置根据PN1和PN2的CP位置值来获取CP位置分布。然而，当支持32K FFT模式时，根据使用图案倒转方法的CP图案生成方法#2，可以先将根据PN1和PN2的CP位置值循环移位，然后倒转来得到CP位置分布。
根据使用图案倒转方法的图案生成方法#2，CP位置可以被均匀和随机地分布于整个载波频谱上。另外，与前面提到的位置复用方法相比，可以减小必要参考索引表的大小。此外，可以减少接收机必要的存储器存储容量。
在使用图案倒转方法的CP图案方法#2中，可以用下面的数学式表示前面提到的复用规则。下面的数学式可以是用于预定参考索引表来生成被用于每种FFT模式中的CP位置的等式。
数学式9
[算式9]
CP_8K(k)＝PN1(k)，当1≤k≤SPN1-1
Figure BDA0001721937760000531
Figure BDA0001721937760000532
其中SPN12＝SPN1+SPN2
SPN121＝2SPN1+SPN2
SPN1212＝2SPN1+2SPN2
β＝aDxDy
根据数学式9，可以生成每种FFT模式下的CP图案。这里，符号可以与上述的数学式相同。β代表最接近8K FFT模式的NOA的整数。即，当NOA是6817时，β可以是6816。γ1/2是循环移位值。
在CP_8K(k)、CP_16K(k)和CP_32K(k)中，k可以被分别限制于SPN1-1、SPN12-1、SPN121-1和SPN1212-1。这里，如上所述，因为根据情况，最后的CP位置值v可以被除去，所以添加了-1。在数学式9中，方框中的
Figure BDA0001721937760000533
代表图案倒转。
除了前面提到的CP图案生成方法之外的方法也可生成CP图案。根据其他实施例，从其他FFT大小的CP集中，可以有机地和依赖性地生成某种FFT大小的CP集(CP图案)。在这种情况下，整个CP集或部分CP集可以是生成过程的基础。例如，通过从32K FFT模式的CP集选择/抽取CP位置，可以生成16K FFT模式的CP集。以相同的方式，通过从32K FFT模式的CP集中选择/抽取CP位置，可以生成8K FFT模式的CP集。
根据其他实施例，CP集可以包括SP承载CP位置和/或非SP承载CP位置。非SP承载CP位置可以被称之为公共CP集。SP承载CP位置可以被称之为附加CP集。即，CP集可以包括公共CP集和/或附加CP集。仅公共CP集被包括CP集中的情况被称为正常CP模式。CP集包括公共CP集和附加CP集的情况可以被称为扩展CP模式。
基于FFT的大小，公共CP集的值可以是不同的。根据实施例，利用前面提到的图案倒转方法和/或位置复用方法，可以生成公共CP集。
基于传输方法，诸如SISO或MIMO，附加CP集的值可以是不同的。在附加的鲁棒性被需要的情况下，诸如移动接收，或出于任何其他原因，通过增加附加CP集，可以将附加的CP位置添加到CP集。
因此，根据CP集(参考索引表)，可以执行CP的插入。
图27图示出传输根据本发明实施例的广播信号的方法。
该方法包括对DP(数据管道)数据进行编码、创建至少一个信号帧和/或利用OFDM方法调制数据以及传输广播信号。
在对DP数据进行编码的步骤中，上述的编译和调制模块可以对每一数据路径的DP数据进行编码。DP也可以被称之为物理层管道PLP。对DP数据进行编码的步骤可以包括LDPC(低密度奇偶校验)编码、比特交织、映射到星座上、MIMO(多输入多输出)编码和/或时间交织。
LDPC编码的步骤对应上述的LDPC编码。根据码率，可以对DP数据进行LDPC编码。
比特交织的步骤对应上述的通过比特交织器进行的比特交织。可以对LDPC编码的DP数据进行比特交织。
映射到星座上的步骤对应上述的通过星座映射器进行的星座映射。映射到星座上可以对比特交织的DP数据进行。
MIMO编码的步骤对应上述的通过MIMO编码器进行的MIMO编码。通过使用MIMO矩阵可以进行MIMO编码。MIMO矩阵可以具有功率失衡调整系数。可以对映射的DP数据进行MIMO编码。
时间交织的步骤对应上述的时间交织器的时间交织。可以对MIMO编码的DP数据进行时间交织。
在创建至少一个信号帧的步骤，通过布置(或分配)编码的DP数据，上述的帧创建模块可以创建信号帧。
在利用OFDM方法调制数据以及传输广播信号的步骤，上述的波形生成模块可以利用OFDM方法调制数据，并传输广播信号。
在这个实施例中，调制步骤可以包括在创建的信号帧中插入CP(连续导频)。基于CP集，可以进行插入导频。如上所述，CP集可以包括关于CP的定位的信息。CP集对应于前面提到的参考索引表。基于FFT(快速傅里叶变换)大小，可以定义CP集。
在传输根据本发明的其他实施例的广播信号的方法中，CP集包括公共CP集和附加CP集。上面描述了公共CP集和附加CP集。基于编码方案，诸如SISO、MIMO，可以添加额外的CP位置。或者在低SNR情况下，可以添加额外的CP位置来保证高鲁棒性。
在传输根据本发明的其他实施例的广播信号的方法中，基于32K FFT大小定义的公共CP集中关于CP的定位的信息包括基于16K FFT大小定义的公共CP集中关于CP的定位的信息。32K FFT模式的CP集可以包括16K FFT模式的CP集。即，32K FFT模式的CP集可以包括可以被用于16K FFT模式的CP集的CP位置。在图案倒转方法中，使用16K FFT模式的CP集，可以生成32K FFT模式的CP集。因此，32K FFT模式的CP集可以具有关于也可以被包括在16KFFT模式的CP集中的CP的位置的信息。在其他实施例中，能够从32K FFT模式的CP集提取16KFFT的CP集。因此，32K FFT模式的CP集可以具有关于也可以被包括在16K FFT模式的CP集中的CP的位置的信息。在16K FFT模式的CP集和8K FFT模式的CP集之间，可以建立这样的关系。
在传输根据本发明的另一实施例的广播信号的方法中，如上所述，公共CP集包括关于非SP(离散导频)承载CP的定位的信息，以及附加CP集包括关于SP承载CP的定位的信息。公共CP集可以具有非SP承载CP位置，以及附加CP集可以包括SP承载CP位置。
在传输根据本发明的另一个实施例的广播信号的方法中，基于32K FFT大小定义的公共CP集包括第一子集、第二子集、第三子集和第四子集。将第一子集反转并将反转的第一子集移位，生成第三子集。将第二子集反转并将反转的第二子集移位，生成第四子集。第一、二、三和四子集可以对应使用图案倒转方法的CP图案生成方法#2中的每个子集。通过将子集反转和移位，可以生成其他子集。上面很好地描述了使用图案倒转方法的CP图案生成方法#2。
根据设计，上述的步骤可以被略去或由被执行相似或相同功能的步骤替换。
图28图示出接收根据本发明实施例的广播信号的方法。
该方法包括接收广播信号以及利用OFDM方法解调数据，解析至少一个信号帧和/或解码DP数据。
在接收广播信号以及利用OFDM方法解调数据的步骤中，上述的同步和解调模块接收广播信号，并利用OFDM方法解调数据。
在解析至少一个信号帧的步骤中，通过解映射DP数据，上述的帧解析模块解析信号帧。
在对DP数据进行解码的步骤中，上述的解映射和解码模块将DP数据进行解码。对DP数据进行解码的步骤可以包括时间解交织、MIMO(多输入多输出)解码、从星座解映射、比特解交织和/或LDPC(低密度奇偶校验)解码。
在时间解交织步骤中，上述的时间解交织器可以对DP数据进行时间解交织。
在MIMO解码步骤中，上述的MIMO解码器可以对DP数据进行MIMO解码。使用包括MIMO系数的MIMO矩阵，可以进行MIMO解码。MIMO系数可以被用于调整功率失衡。
在从星座解映射的步骤中，上述的星座解映射器可以进行解映射。可以对DP数据进行解映射。
在比特解交织的步骤中，上述的比特解交织器可以进行比特解交织。
在LDPC解码的步骤中，根据LDPC码，上述的LDPC解码器(或FEC解码器)可以对DP数据进行解码。
在这个实施例中，解调的步骤包括获取信号帧中的CP(连续导频)的步骤。基于CP集来定位CP。CP集对应上述的CP集(或参考索引帧)。CP集可以包括关于CP的定位的信息。CP集可以包括CP的位置。基于FFT(快速傅里叶变换)的大小，定义CP集。
在接收根据本发明的其他实施例的广播信号的方法中，CP集包括公共CP集和附加CP集。上面描述了公共CP集和附加CP集。基于编码方案，诸如SISO、MIMO，可以添加额外的CP位置。或者在低SNR情况下，可以添加额外的CP位置来保证高鲁棒性。
在接收根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，基于32K FFT大小定义的公共CP集中关于CP的定位的信息包括基于16K FFT大小定义的公共CP集中关于CP的定位的信息。32K FFT模式的CP集可以包括16K FFT模式的CP集。即，32K FFT模式的CP集可以包括可以被用于16K FFT模式的CP集中的CP位置。在图案倒转方法中，通过使用16K FFT模式的CP集，可以生成32K FFT模式的CP集。因此，32K FFT模式的CP集能够具有关于也可以被包括在16K FFT模式的CP集中的CP的位置的信息。在其他实施例中，能够从32K FFT模式的CP集提取16K FFT模式的CP集。因此，32K FFT模式中的CP集能够具有关于也可以被包括在16K FFT模式的CP集中的CP的位置的信息。在16K FFT模式的CP集和8K FFT模式的CP集之间，可以建立这个关系。
在接收根据本发明的另一实施例的广播信号的方法中，如上所述，公共CP集包括关于非SP(离散导频)承载CP的定位的信息，而附加CP集包括关于SP承载CP的定位的信息。公共CP集可以具有非SP承载CP的位置，而附加CP集可以包括SP承载CP的位置。
在接收根据本发明的另一个实施例的广播信号的方法中，基于32K FFT大小定义的公共CP集包括第一子集、第二子集、第三子集和第四子集。将第一子集反转并将反转的第一子集移位，生成第三子集。将第二子集反转并将反转的第二子集移位，生成第四子集。第一、二、三和四子集可以对应于使用图案倒转方法的CP图案生成方法#2中的每个子集。通过将子集反转和移位，可以生成其他子集。上面很好地描述了使用图案倒转方法的CP图案生成方法#2。
根据设计，上述的步骤可以被略去或由执行相似或相同功能的步骤替换。
虽然为了清楚，参考每个附图对本发明的说明进行了解释，但是通过将附图中示出的实施例彼此合并，有可能设计新的实施例。并且，如果本领域的技术人员有必要设计用于执行在上面说明中提到的实施例的程序被记录的由计算机可读的记录介质，那么它可以属于所附权利要求和它们的等价物的范围。
根据本发明的装置和方法可以不限于在上述说明中提到的实施例的配置和方法。并且，上述说明中提到的实施例可以被配置为被选择性地以整体或部分彼此组合的方式来使得能够对实施例进行各种修改。
另外，利用被提供给网络设备的处理器可读记录介质中的处理器可读代码，可以实现根据本发明的方法。该处理器可读介质可以包括所有种类的能够存储处理器可读数据的记录设备。该处理器可读介质可以包括ROM、RAM、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储设备等中的一种，并且还可以包括如通过互联网传输的载波类型的实现。此外，当该处理器可读的记录介质被分发到通过互联网连接的计算机系统时，根据分布式系统，可以保存或执行处理器可读代码。
本领域的技术人员可以理解的是，在不背离本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明做各种修改和变化。因此，本发明意在覆盖所附权利要求和它们的等价物范围内的由本领域的技术人员提供的修改和变化。
本说明涉及装置和方法发明，并且装置和方法发明可以互补地适用于彼此。
发明模式
在实施本发明的最好模式中，已经对各个实施例进行了描述。
工业适用性
本发明具有广播和通信领域的工业适用性。

Claims (8)

1.一种传输广播信号的方法，所述方法包括：
低密度奇偶校验LDPC编码数据管道DP数据，
对所述LDPC编码的DP数据进行比特交织，
将所述比特交织的DP数据映射到星座上，
对所述映射的DP数据进行时间交织；
编码物理层信令信息；
将所编码的物理层信令信息映射到星座上；
构建包括时间交织的DP数据和所映射的物理层信令信息的至少一个信号帧；
根据FFT大小在所述至少一个信号帧中插入连续导频CP；
通过正交频分复用OFDM方案来调制在所述至少一个信号帧中的数据，以及
传输具有所述调制的数据的广播信号，
其中，当所述CP是用于32K FFT大小，则用于所述32K FFT大小的CP的索引表包括所述32K FFT大小的CP的第一索引和所述32KFFT大小的CP的第二索引，
其中，在所述索引表中的所述第一索引是通过逆操作和移位操作所述索引表中的第二索引来生成的数据。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中，所述CP的索引表基于载波的数目产生的。
3.一种传输广播信号的装置，所述装置包括：
低密度奇偶校验LDPC编码器，所述低密度奇偶校验LDPC编码器LDPC编码数据管道DP数据，
比特交织器，所述比特交织器对所述LDPC编码的DP数据进行比特交织，
映射器，所述映射器将所述比特交织的DP数据映射到星座上，
时间交织器，所述时间交织器时间交织所述映射的DP数据；
编码器，所述编码器编码物理层信令信息；
映射器，所述映射器将所编码的物理层信令信息映射到星座上；
帧构建器，所述帧构建器构建包括所述时间交织的DP数据和所映射的物理层信令信息的至少一个信号帧；
导频插入器，所述导频插入器根据FFT大小在所述至少一个信号帧中插入连续导频CP；
正交频分复用OFDM调制器，所述OFDM调制器通过OFDM方案调制在所述至少一个信号帧中的数据，以及
传输器，所述传输器传输具有所述调制数据的广播信号，
其中，当所述CP是用于32K FFT大小，则用于所述32K FFT大小的CP的索引表包括所述32K FFT大小的CP的第一索引和所述32KFFT大小的CP的第二索引，
其中，在所述索引表中的所述第一索引是通过逆操作和移位操作所述索引表中的第二索引来生成的数据。
4.根据权利要求3所述的装置，
其中，所述CP的索引表基于载波的数目产生的。
5.一种用于接收广播信号的方法，所述方法包括：
接收包括至少一个信号帧的广播信号；
通过正交频分复用OFDM方案解调所述广播信号；
解析包括数据管道DP数据的至少一个信号帧，
解映射在所述至少一个信号帧中的物理层信令信息；
解码所述物理层信令信息；
时间解交织所述DP数据，
解映射所述时间解交织的DP数据；
比特解交织所述解映射的DP数据，以及
低密度奇偶校验LDPC解码所述比特解交织的DP数据；
其中，根据FFT大小在所述至少一个信号帧中包括连续导频CP；
其中，当所述CP是用于32K FFT大小，则用于所述32K FFT大小的CP的索引表包括所述32K FFT大小的CP的第一索引和所述32KFFT大小的CP的第二索引，
其中，在所述索引表中的所述第一索引是通过逆操作和移位操作所述索引表中的第二索引来生成的数据。
6.根据权利要求5所述的方法，
其中，所述CP的索引表基于载波的数目产生的。
7.一种用于接收广播信号的设备，所述设备包括：
调谐器，其接收包括至少一个信号帧的广播信号；
解调器，其通过正交频分复用OFDM方案解调所述广播信号；
解析器，其解析包括数据管道DP数据的至少一个信号帧，
解映射器，其解映射在所述至少一个信号帧中的物理层信令信息；
解码器，其解码所述物理层信令信息；
时间解交织器，其时间解交织所述DP数据，
解映射器，其解映射所述时间解交织的DP数据；
比特解交织器，比特解交织所述解映射的DP数据，以及
低密度奇偶校验LDPC解码器，其LDPC解码所述比特解交织的DP数据；
其中，根据FFT大小在所述至少一个信号帧中包括连续导频CP；
其中，当所述CP是用于32K FFT大小，则用于所述32K FFT大小的CP的索引表包括所述32K FFT大小的CP的第一索引和所述32KFFT大小的CP的第二索引，
其中，在所述索引表中的所述第一索引是通过逆操作和移位操作所述索引表中的第二索引来生成的数据。
8.根据权利要求7所述的设备，
其中，所述CP的索引表基于载波的数目产生的。
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