CN108879715B - 基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于级联U‑Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，这种控制方法采用冗余开关状态轮换SPWM调制策略和基于开关状态叠加有功电压矢量控制策略相结合的方式对相内电容电压进行控制，实现U‑Cell相内电容电压平衡。

Description

基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，属于电压控制技术领域。

背景技术

无功功率补偿是电力系统的重要组成部分，能够校正功率因数、改善电压调整率、提高系统动静态稳定性。无功功率补偿常用的拓扑是级联H桥，然而，级联H桥拓扑使用较多的开关器件，因此其成本较高，器件损耗也较高。级联U-Cell拓扑是在级联H桥拓扑的基础上改进所得，输出相同电平数时，级联U-Cell比级联H桥使用更少的开关器件，且其通态损耗比级联H桥少很多，总损耗明显降低。级联U-Cell中直流侧电压均衡控制直接关系到变流器交流侧输出波形质量、变流器的动态响应速度。因此，在级联U-Cell中，实现直流侧电压均衡非常重要。

目前级联U-Cell电压均衡控制方法主要有以下两种：一种是调整变换器输出电压和相电压相位差；另一种是脉冲轮换调制算法。通过调节变换器输出电压和相电压相位差来稳定电容电压实现无功补偿，此种方法稳定直流电压但未能实现电容电压的均衡。采用脉冲轮换的调制策略，在两个调制波周期轮换对电容充放电，因为轮换周期较长，所以并未完全实现相内电容平衡控制，同时此种方法只适用于五电平级联U-Cell，普适性较差。采用瞬时功率理论控制级联U-Cell实现无功补偿，通过调节变换器电压和电流相位调整电容电压，但相位调节太过敏感，影响系统稳定性。

发明内容

为解决现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，实现电容电压平衡，且具有很好的快速性和稳定性。

为了实现上述目标，本发明采用如下的技术方案：

一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，包括如下步骤：

步骤1)测量三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc，检测三相并网电流i_a、i_b、i_c；

步骤2)直流侧电容电压采用PI控制器，在同步旋转坐标系下对电容电压平均值、有功电流和无功电流进行控制，控制电容电压使每一相的电容电压之和达到设定值：

将测量的三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc与三相并网电流i_a、i_b、i_c通过Clark变换到两相静止坐标系下电网电压与电网电流；

通过锁相环获得电网矢量角后，将两相静止坐标系下电网电压与电网电流经Park变换到同步旋转坐标系下，实现双闭环解耦控制；

电压外环用来控制系统中电容电压的平均值，电压外环的输出作为有功电流的给定，电流内环通过控制有功电流来调节电容电压平均值，输出调制波；

步骤3)采用基于调制与基于控制的相内电容电压平衡控制方式实现相内电容电压平衡控制，用改进型载波同相层叠SPWM轮换调制策略和基于开关状态叠加有功电压矢量的控制策略解决造成直流侧相内电容电压不平衡的问题；

测量U-Cell中电容电压，与给定电压比较后的偏差量经过一个比例环节，送给相内电容电压平衡控制控制单元，采用基于开关状态叠加有功电压矢量控制算法，根据电容选择出相应的有功电压矢量，将相内电容电压控制输出电压分别叠加到对应的调制波上；

步骤4)测量三相变换器中的电压电流，通过零序电压注入法模块计算出注入的零序电压，叠加到电流内环输出的调制波上，实现级联U-Cell STATCOM直流侧电容电压的相间平衡控制；

在三相系统不平衡时，星型接法级联U-Cell STATCOM中的零序电流没有通路的路径，流入换流器的电流仅有正序成分和负序成分，在注入零序电压后，级联U-Cell STATCOM换流器输出基波电压有正序分量、零序分量；

每相有功功率的相同部分是正序电压和正序电流产生的，而每相中有功功率的不同部分则是由零序电压，正序电流以及零序电压与负序电流产生，这是造成直流侧相间电容电压不平衡的根本原因。变动成分对于STATCOM来说并不会产生额外的损耗，而只是会改变三相的功率分配。通过将需要的零序电压叠加到电流内环输出的调制波上，就能够实现级联U-Cell STATCOM直流侧电容电压的相间平衡控制。测量三相变换器中的电压电流，通过零序注入法模块计算出注入的零序电压，叠加到电流内环输出的调制波上，能够实现级联U-Cell STATCOM直流侧电容电压的相间平衡控制；

步骤5)将步骤2)中控制输出的调制波信号叠加步骤3)中的相内电容电压与步骤4)中的相间电容电压校正信号，得到一个校正的调制波；

调制波信号通过改进型载波同相层叠SPWM轮换调制策略，输出控制功率管的开关信号，在采用载波移相SPWM调制策略时，仅需确定调制波与载波比较后控制哪一对开关管通断，实现冗余开关状态的自动轮换。

前述的一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，所述步骤2)的双闭环解耦控制过程为：将测量的三相并网电压信号u_sa、u_sb、u_sc与三相并网电流信号i_a、i_b、i_c经过Clark变换转换为两相静止坐标系下电网电压u_α、u_β和并网网电流i_α、i_β，利用锁相环得到电网电压矢量角θ，再通过Park变换得到同步旋转坐标系下电网电压的d,q分量u_d，u_q与并网电流d,q分量i_d、i_q，实现解耦控制。

前述的一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，所述步骤3)中基于开关状态叠加有功电压矢量的控制算法的控制过程为：

步骤31)在选定任意一个开关状态后，级联U-Cell为一个端口模块，根据模块中的电容选择相应的有功电压矢量；

将输出的有功电压分别叠加到与相应载波对应的调制波上；

相内电容电压控制方式为每相所有电容电压平均值和每个电容电压作差，将差值送入比例控制器P；

步骤32)比例控制器P输出值乘以每相的电流，得到每个电容所需叠加的有功电压矢量；

步骤33)调制波与载波比较产生控制波，通过控制波进行轮换，当控制波选择某种开关状态后，叠加此开关状态的电容所需电压矢量后，改变电容充放电时间实现相内电容平衡。

前述的一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，所述步骤4)中的相间电容控制的零序电压注入法模块的计算过程为：

步骤41)将每相有功功率不同部分ΔP_a，ΔP_b，ΔP_c通过等量变换矩阵变换到αβ两相静止坐标下的ΔP_α，ΔP_β；

步骤42)将流入换流器中的正序电流

与负序电流

分别进行正序同步旋转变换和负序旋转变换，计算出注入的零序电压值。

前述的一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，所述步骤5)的冗余开关状态的自动轮换的调制策略过程为：

步骤51)当输出为正电平时且调制波大于2n个载波时，输出正电平为nu_dc；此电平共有1个开关状态，不需要控制波；

步骤52)当输出为正电平时且调制波大于(2n-1)个载波时，输出正电平为(n-1)u_dc，此电平共有2个开关状态，需要一个2阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平；

步骤53)当输出为正电平时且调制波大于(2n-i)个载波时，输出正电平为(n-i)u_dc，此电平共有

个开关状态，需要一个

阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平；i＝1,2，…，n；

步骤54)当输出为正电平时且当调制波大于(n+1)个载波时，输出正电平为u_dc，此电平共有2个开关状态，需要一个2阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平；

步骤55)当输出为正电平时且调制波大于n个载波时，输出电平为0，此电平共有2个开关状态，输出0电平不会改变电容电压，为了降低系统开关频率，对0电平不采取轮换，即不需要控制波。

步骤56)当输出负电平调制过程与上述正电平有对称性，不再赘述。

本发明所达到的有益效果：本发明的轮换算法单元与开关轮换调制单元，不仅解决了直流侧电容电压不平衡，使得器件损耗更均匀化，还解决了因器件实际损耗差异等原因造成的不平衡，调制和控制的双重调控，较好提高了系统的可靠性和稳定性。

附图说明

图1为级联U-Cell变换器；

图2为级联U-Cell STATCOM总体控制框图；

图3为a相的相内电容电压控制框图；

图4为任意电平数冗余开关状态轮换调制策略；

图5为0≤u_r<0.5时的轮换调制过程；

图6为0.5≤u_r<1时的轮换调制过程；

图7为调整充放电时间动态过程图；

图8为未采用轮换算法相内电容电压仿真图；

图9为采用轮换算法相内电容电压仿真图；

图10为控制算法仿真图；

图11为三相电流波形图；

图12为未采用轮换算法相内电容电压实验验证图；

图13为采用轮换算法相内电容电压实验验证图；

图14为控制算法实验图；

图15为三相补偿电流；

图16为输出功率变化时直流电压。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

本发明公开了一种基于级联U-Cell新型拓扑静止同步补偿器电压控制方法，这种控制方法采用冗余开关状态轮换SPWM调制策略和基于开关状态叠加有功电压矢量控制策略相结合的方式对相内电容电压进行控制，实现U-Cell相内电容电压平衡。

直流侧电容电压平衡控制分为三层，第一层为总体的电容电压平衡控制，采用双闭环解耦控制，电压外环用来控制系统中电容电压的平均值，电压外环的输出作为有功电流的给定，电流内环通过控制有功电流来调整电容电压平均值。第二层为相间电容电压平衡控制，采用零序电压注入法进行控制。第三层为相内电容电压平衡控制，采用冗余开关状态轮换SPWM调制策略和基于开关状态叠加有功电压矢量控制方法进行解决。

本发明的基于开关状态叠加有功电压矢量的控制方法与冗余开关轮换的调制策略的结合。在基于调制与基于控制的电容电压平衡共同配合下，解决了直流侧电容电压不平衡，使得器件损耗更均匀化。开关状态叠加有功电压矢量解决了因器件实际损耗差异等原因造成的不平衡，调制和控制的双重调控，较好提高系统的可靠性和稳定性。

具体包括如下步骤：

步骤1)测量三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc，检测三相并网电流i_a、i_b、i_c。

步骤2)实现的是电容电压总体控制，将测量的三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc与三相并网电流i_a、i_b、i_c通过Clark变换到两相静止坐标系下电网电压与电网电流。通过锁相环获得电网矢量角后，将两相静止坐标系下电网电压与电网电流经Park变换到同步旋转坐标系下，实现双闭环解耦控制。电压外环用来控制系统中电容电压的平均值，电压外环的输出作为有功电流的给定，电流内环通过控制有功电流来调节电容电压平均值，输出调制波。

双闭环解耦控制过程：将测量的三相电网电压信号u_sa、u_sb、u_sc与并网电流信号i_a、i_b、i_c经过park变换转换为同步旋转坐标系下电网电压的d,q分量u_d，u_q与并网电流d,q分量i_d、i_q，实现了解耦控制。其中涉及到利用锁相环得到电网电压矢量角，用于park变换。

步骤3)实现的是相内电容电压平衡控制，采用基于调制与基于控制的相内电容电压平衡控制。本发明采用改进型载波同相层叠SPWM轮换调制策略来解决造成直流侧相内电容电压不平衡的问题，采用基于开关状态叠加有功电压矢量的控制策略解决造成直流侧相内电容电压不平衡的问题。测量U-Cell中电容电压，与给定电压比较后的偏差量经过一个比例环节，送给相内电容电压平衡控制控制单元，进行一种基于开关状态叠加有功电压矢量控制算法，根据电容选择出相应的有功电压矢量，将相内电容电压控制输出电压分别叠加到对应的调制波上。

步骤3)的基于开关状态叠加有功电压矢量的控制策略算法控制过程：

步骤3.1在选定任意一个开关状态后，级联U-Cell为一个端口模块，根据模块中的电容选择相应的有功电压矢量。将输出的有功电压分别叠加到与相应载波对应的调制波上。所述相内电容电压控制具体方法为每相所有电容电压平均值和每个电容电压作差，将差值送入比例控制器P。

步骤3.2将比例控制器P输出值乘以每相的电流，得到每个电容所需叠加的有功电压矢量。

步骤3.3调制波与载波比较产生控制波，通过控制波进行轮换，当控制波选择某种开关状态后，叠加此开关状态的电容所需电压矢量后，改变电容充放电时间，从而实现相内电容平衡。

步骤4)实现的是相间电容电压控制，采用零序电压注入法来实现。在三相系统不平衡时，星型接法级联U-Cell STATCOM中的零序电流没有通路的路径。因此，流入换流器的电流仅有正序成分和负序成分，在注入零序电压后，级联U-Cell STATCOM换流器输出基波电压有正序分量、零序分量。每相有功功率的相同部分是正序电压和正序电流产生的。而每相中有功功率的不同部分则是由零序电压，正序电流以及零序电压与负序电流产生，这是造成直流侧相间电容电压不平衡的根本原因。变动成分对于STATCOM来说并不会产生额外的损耗，而只是会改变三相的功率分配。通过将需要的零序电压叠加到电流内环输出的调制波上，就能够实现级联U-Cell STATCOM直流侧电容电压的相间平衡控制。测量三相变换器中的电压电流，通过零序注入法模块计算出注入的零序电压，叠加到电流内环输出的调制波上，能够实现级联U-Cell STATCOM直流侧电容电压的相间平衡控制。

其中，步骤四的实现相间电容控制单元采用的零序电压注入法的计算过程：

步骤4.1将每相有功功率不同部分ΔP_a，ΔP_b，ΔP_c通过等量变换矩阵变换到αβ两相静止坐标下的ΔP_α，ΔP_β。

步骤4.2将流入换流器中的正序电流

与负序电流

分别进行正序同步旋转变换和负序旋转变换，结合步骤4.1，计算出注入的零序电压值。

步骤5)将步骤2)中控制输出的调制波信号叠加步骤3)中的相内电容电压与步骤四中相间电容电压校正信号，得到一个校正的调制波。调制波信号通过改进型载波同相层叠SPWM轮换调制策略，输出控制功率管的开关信号。在采用载波移相SPWM调制策略时，仅需确定好调制波与载波比较后控制哪一对开关管通断，就可以实现冗余开关状态自动轮换。

其中，步骤五的冗余开关状态轮换SPWM的调制策略过程为：

步骤5.1当输出为正电平时且调制波大于2n个载波时，输出正电平为nu_dc；此电平共有1个开关状态，不需要控制波；

步骤5.2当输出为正电平时且调制波大于(2n-1)个载波时，输出正电平为(n-1)u_dc，此电平共有2个开关状态，需要一个2阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平；

步骤5.3当输出为正电平时且调制波大于(2n-i)个载波时，输出正电平为(n-i)u_dc，此电平共有

个开关状态，需要一个

阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平。

步骤5.4当输出为正电平时且调制波大于(n+1)个载波时，输出正电平为u_dc，此电平共有2个开关状态，需要一个2阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平。

步骤5.5当输出为正电平时且调制波大于n个载波时，输出电平为0，此电平共有2个开关状态，输出0电平不会改变电容电压，为了降低系统开关频率，对0电平不采取轮换，即不需要控制波。

步骤5.6当输出负电平调制过程与上述正电平有对称性，不再赘述。

本方法中零序电压注入法实现相间平衡控制策略分析：

在三相系统不平衡时，星型接法级联U-CellSTATCOM中的零序电流没有流通的路径。因此，流入换流器的电流仅有正序成分和负序成分，在注入零序电压之后，级联U-CellSTATCOM换流器输出基波电压有正序分量和零序分量。

仅考虑电压，电流基波分量，研究STATCOM三相系统在注入零序电压后有功功率和无功功率的变化，在换流器注入零序电压后，三相变换器输出基波电压

级联U-Cell STATCOM换流器输出电压基波正序分量的幅值为U⁺，电压基波零序分量的幅值为U⁰，基波电压正序分量的初相位φ⁺，基波电压零序分量的初相位φ⁰。

表示的是A相三相变换器输出基波电压的正序分量，

分别为B相与C相三相变换器输出基波电压的正序分量。u₀为三相变换器输出基波电压零序分量，ω₀为基波角频率，t为时间。

星型接法U-Cell级联型STATCOM中没有零序电流，在系统三相不平衡的情况下，STATCOM输出电流仅存在正序分量和负序分量，三相电流

分别表示abc三相正序电流，

分别表示abc三相负序电流。补偿的无功电流正序分量幅值是I⁺，初相角是δ⁺；负序分量幅值是I^-、初相角是δ-。

根据瞬时功率理论，在三相静止坐标系下级联U-Cell STATCOM三相系统连接点瞬时有功功率p与瞬时无功功率q的表达式，

其中

为电压矢量，u_sa，u_sb，u_sc为三相电压，

为电流矢量，i_ca，i_cb，i_cc为三相电流。

对于一个时间周期T,可以得到级联U-Cell STATCOM的三相注入有功功率，

STATCOM每相注入的有功功率都包括两个分量，T是一个时间周期，即开关控制周期，其中P₀为各相有功功率中相同的部分，是正序电压和正序电流产生的，

ΔP_a、ΔP_b、ΔP_c则分别是ABC三相中正序电压和负序电流、零序电压和正序电流、零序电压和正序电流相互作用产生，

系统三相中每相有功功率的相同部分是正序电压和正序电流产生的。而每相中有功功率的不同部分则是由零序电压，正序电流以及零序电压与负序电流产生，这是造成直流侧相间电容电压不平衡的根本原因。

ΔP_a+ΔP_b+ΔP_c＝0，ΔP_a、ΔP_b、ΔP_c是线性相关的，将ΔP_a、ΔP_b、ΔP_c通过等量变换矩阵变换到αβ两相静止坐标下

将流入换流器中的正负序电流分别进行正序同步旋转变换和负序旋转变换，正负序电流分别进行正序同步旋转变换和负序旋转变换变换结果分别为：

设注入的零序电压分为横分量和纵分量为

可得

得到需要注入的零序电压表达式

其中T_2s/2r为由两相静止坐标系变换到两相同步旋转坐标系的变换矩阵，T_3s/2s为由三相坐标系变换到两相静止坐标系的变换矩阵。

基于开关状态叠加有功电压矢量的相内电容电压平衡分析：

级联U-Cell变换器拓扑图如图1所示，U_s为电网电压有效值，I_ca为变换器A相电流，U_ca为变换器A相电压有效值。

级联U-Cell STATCOM总体控制框图如图2所示，相内电容平衡控制单元中为基于开关状态叠加有功电压矢量的控制策略。

相内电容电压控制具体方法为每相所有电容电压平均值和每个电容电压作差，将差值送入比例控制器P，输出值乘以每相的电流，得到每个电容所需叠加的有功电压矢量，将输出电压分别叠加到与相应载波对应的调制波上。如图3所示，图中u_a-average是A相所有电容电压平均值，u_a1、u_a2、…、u_an分别是A相每个电容电压，i_a是流入换流器A相的电流，u_ca是整体控制层和相间电容电压平衡控制层的调制波信号，u_ca1、u_ca2、…、u_can分别是A相每个电容所需叠加的有功电压矢量。

如图3，在调制波与载波n、n+1比较时，会输出-u_dc、0和u_dc三种电平，五种开关状态，以输出正电平u_dc为例，此电平有两种开关状态，以载波为单位通过控制波进行轮换。控制波选择某一种开关状态，调制波叠加此开关状态中电容所需电压矢量，改变此电容充放电时间，同时会改变0电平作用时间，但0电平作用，电容保持不充电也不放电状态，因此叠加的有功电压矢量需和载波n、n+1比较。

冗余开关状态轮换改进型载波同相层叠SPWM调制基本流程：

任意电平数冗余开关状态轮换调制策略如图4，2n+1电平级联U-Cell STATCOM输出正电平调制过程(输出负电平调制过程与正电平有对称性)如下：

当调制波大于2n个载波时，输出正电平为nu_dc，u_dc表示电容电压；此电平共有1个开关状态，不需要控制波；

当调制波大于(2n-1)个载波时，输出正电平为(n-1)u_dc，此电平共有2个开关状态，需要一个2阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平；

当调制波大于(2n-i)个载波时，输出正电平为(n-i)u_dc，此电平共有

个开关状态，需要一个

阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平。

当调制波大于(n+1)个载波时，输出正电平为u_dc，此电平共有2个开关状态，需要一个2阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平。

当调制波大于n个载波时，输出电平为0，此电平共有2个开关状态，输出0电平不会改变电容电压，为了降低系统开关频率，对0电平不采取轮换，即不需要控制波。

以五电平级联U-Cell STATCOM为例，冗余开关状态轮换改进型载波同相层叠SPWM调制基本流程为：

调制波大于4个载波选择开关状态1输出电平2U_dc；

在调制波大于3个载波时，若控制波为1选择开关状态2，否则选择3，轮换输出电平分别为U_dc1和U_dc2；

在调制波大于2个载波时，选择开关状态4输出电平分别为0；

在调制波大于1个载波时，若控制波为1选择开关状态5，否则选择6，轮换输出电平分别为-U_dc1和-U_dc2；

调制波大于0个载波选择开关状态7输出电平-2U_dc。

从数学角度证明改进型载波同相层叠的SPWM轮换调制策略可以解决相内电容电压不平衡问题，基于轮换调制策略的相内电容电压平衡分析：

以五电平级联U-Cell STATCOM为例，选择三角载波的频率为5kHz。

设级联U-Cell STATCOM工作在容性工况，假设补偿感性无功，即级联U-CellSTATCOM工作在容性工况，标准化后调制波取值范围为-1≤u_r<1，当系统达到稳态后，分别设正弦调制信号波和补偿电流为u_r＝msin(ω_rt)，

其中，ω_r为调制信号波的角频率，I_m为补偿电流的幅值。

情况1，调制比0≤m＜0.5，如图5，根据三角关系得到

可以求解出，Δx₁＝2×10^-4msin(ω_rt₁)，Δx₂＝2×10^-4msin(ω_rt₂)，t₁、t₂分别是两个相邻的零电压的时间，由此可以看出，Δx₁和Δx₂非常小，认为在这段时间电流不会突变，则采用轮换调制算法，在两个载波周期电容C₁，C₂充电量分别为，

Q_c1＝i_c(t₁)×Δx₁＝1×10^-4mI_msin(2ω_rt₁)，Q_c2＝i_c(t₂)×Δx₂＝1×10^-4mI_msin(2ω_rt₂)。

又因t₂＝t₁+0.0002，带入之后作差可得

情况2，调制比0.5≤m＜1，如图6，与情况1使用类似的方法可以解出Δx₁＝2×10^-4-4×10^-4msin(ω_rt₁)，Δx₂＝2×10^-4-4×10^-4msin(ω_rt₂)，两个载波周期电容，C₁，C₂充电量分别为

通过以上对于两种情况的分析，从理论上证明了在理想情况下基于冗余开关状态轮换的SPWM调制算法可以实现相内电容电压平衡。

如图7为调整充放电时间动态过程，u_r为未叠加有功电压矢量的调制波，电容C₁充电时间为x₁，电容C₂充电时间为x₂，由表3-1可看出电容C₁需叠加有功电压矢量为正，则调制波u_r上移Δx₁，充电时间变为x′₁，充电时间变长，电容电压会上升。电容C₂需叠加有功电压矢量为负，则调制波u_r下移Δx₂，充电时间变为x′₂，充电时间变短，则放电时间变长，电容电压会下降，因此可以调整相内电容电压。

为了进一步分析验证级联U-Cell STATCOM控制策略的稳、动态性能，搭建可扩展多电平实验平台，控制器使用NI Compact-RIO 9030(内置FPGA)。以LabVIEW图形化编程界面作为NI Compact-RIO控制器的开发环境，可扩展多电平实验平台包括多个不同电路功能的模块，信号调理模块，Compact-RIO控制器模块，电平转换模块等以及各种板卡，有9220采样板卡，9215发波板卡等。进行了低压验证实验。

交流侧相电压幅值为70V，补偿电流幅值10A，为了实现调制比为0.8，提高基波含有量，直流侧给定电压54v

实验参数为：

参数名称	符号	取值	单位
				补偿容量	S	1000	Var
电网线电压	u<sub>sab</sub>	86	V
				电网不平衡度		0.6％
电网谐波		2.9％
				直流侧电容	C	3300	μF
滤波电抗器电感	L	5	mH
				级联模块数		2	个
载波频率	f<sub>c</sub>	5000	Hz
				直流侧电容电压	U<sub>dc</sub>	54	V

实验过程中，电容C₁，C₂并联电阻分别为3kΩ和1.5kΩ，模拟级联U-Cell STATCOM实际运行过程中两模块损耗的不一致。未加入控制算法电容电压不平衡，加入控制算法后，大约0.2s就实现电容电压平衡。实验波形如图15示，控制算法具有较好的快速性和稳定性。

补偿电流波形如图16所示。在输出电流由5A跳变到10A的过程中，电容C₁，C₂的电压很快稳定(大约10ms)，稳定后电容电压波动略有改善。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，包括如下步骤：

步骤1)测量三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc，检测三相并网电流i_a、i_b、i_c；

步骤2)直流侧电容电压采用PI控制器，在同步旋转坐标系下对电容电压平均值、有功电流和无功电流进行控制，控制电容电压使每一相的电容电压之和达到设定值：

将测量的三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc与三相并网电流i_a、i_b、i_c通过Clark变换到两相静止坐标系下电网电压与电网电流；

通过锁相环获得电网矢量角后，将两相静止坐标系下电网电压与电网电流经Park变换到同步旋转坐标系下，实现双闭环解耦控制；

电压外环用来控制系统中电容电压的平均值，电压外环的输出作为有功电流的给定，电流内环通过控制有功电流来调节电容电压平均值，输出调制波；

步骤3)采用基于调制与基于控制的相内电容电压平衡控制方式实现相内电容电压平衡控制，通过冗余开关状态轮换SPWM调制策略和基于开关状态叠加有功电压矢量的控制策略实现；

测量U-Cell中电容电压，与给定电压比较后的偏差量经过一个比例环节，送给相内电容电压平衡控制控制单元，采用基于开关状态叠加有功电压矢量控制算法，根据电容选择出相应的有功电压矢量，将相内电容电压控制输出电压分别叠加到对应的调制波上；

步骤4)测量三相变换器中的电压电流，通过相间电容控制的零序电压注入法模块计算出注入的零序电压，叠加到电流内环输出的调制波上，实现级联U-Cell STATCOM直流侧电容电压的相间平衡控制；

步骤5)将步骤2)中控制输出的调制波信号叠加步骤3)中的相内电容电压与步骤4)中的相间电容电压校正信号，得到一个校正的调制波；

调制波信号通过冗余开关状态轮换SPWM调制策略，输出控制功率管的开关信号，在采用载波移相SPWM调制策略时，仅需确定调制波与载波比较后控制哪一对开关管通断，实现冗余开关状态的自动轮换。

2.根据权利要求1所述的一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，所述步骤2)的双闭环解耦控制过程为：将测量的三相并网电压信号u_sa、u_sb、u_sc与三相并网电流信号i_a、i_b、i_c经过Clark变换转换为两相静止坐标系下电网电压u_α、u_β和并网电流i_α、i_β，利用锁相环得到电网电压矢量角θ，再通过Park变换得到同步旋转坐标系下电网电压的d,q轴分量u_d，u_q与并网电流d,q轴分量i_d、i_q，实现解耦控制。

3.根据权利要求1所述的一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，所述步骤3)中基于开关状态叠加有功电压矢量的控制算法的控制过程为：

步骤3.1)在选定任意一个开关状态后，级联U-Cell为一个端口模块，根据模块中的电容选择相应的有功电压矢量；

将输出的有功电压分别叠加到与相应载波对应的调制波上；

相内电容电压控制方式为每相所有电容电压平均值和每个电容电压作差，将差值送入比例控制器P；

步骤3.2)比例控制器P输出值乘以每相的电流，得到每个电容所需叠加的有功电压矢量；

步骤3.3)调制波与载波比较产生控制波，通过控制波进行轮换，当控制波选择某种开关状态后，叠加此开关状态的电容所需电压矢量后，改变电容充放电时间实现相内电容平衡。

4.根据权利要求1所述的一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，所述步骤4)中的相间电容控制的零序电压注入法模块的计算过程为：

步骤4.1)将每相有功功率不同部分ΔP_a，ΔP_b，ΔP_c通过等量变换矩阵变换到αβ两相静止坐标下的ΔP_α，ΔP_β；

步骤4.2)将流入换流器中的正序电流

进行正序同步旋转变换，负序电流

进行负序同步旋转变换，计算出注入的零序电压值。

5.根据权利要求1所述的一种基于级联U-Cell拓扑静止同步补偿器电压控制方法，其特征是，在电平数为2n+1时，所述步骤5)的冗余开关状态轮换SPWM调制策略过程为：

步骤5.1)当输出为正电平时且调制波大于2n个载波时，输出正电平为nu_dc；此电平共有1个开关状态，不需要控制波；

步骤5.2)当输出为正电平时且调制波大于(2n-1)个载波时，输出正电平为(n-1)u_dc，此电平共有2个开关状态，需要一个2阶梯控制波；

若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平；

步骤5.3)当输出为正电平时且调制波大于(2n-i)个载波时，输出正电平为(n-i)u_dc，u_dc表示电容电压；此电平共有

个开关状态，需要一个

阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平；i＝1,2，…，n；

步骤5.4)当输出为正电平时且调制波大于(n+1)个载波时，输出正电平为u_dc，此电平共有2个开关状态，需要一个2阶梯控制波，若控制波为1输出第一个开关状态对应的电平，若控制波为2输出第二个开关状态对应的电平；

步骤5.5)当输出为正电平时且调制波大于n个载波时，输出电平为0，此电平共有2个开关状态，输出0电平不改变电容电压，对0电平不采取轮换，即不需要控制波；

当输出为负电平时，与上述正电平有对称性。

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