CN108809308B - 一种tiadc采集系统的时间误差估计及校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法，通过给TIADC系统一个高频标准正弦激励获得各ADC采样数据，再对各ADC采样数据做无频谱泄漏的FFT获得其频谱，并利用频域折叠理论精确获得各ADC相位谱值，然后利用各ADC相位谱值获得时间误差估计值，并对估计值进行修正以获得时间误差校正值，最后根据时间误差校正值和ADC内部相位调节单元对TIADC时间误差进行校正。

Description

一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法

技术领域

本发明属于时域测试技术领域，更为具体地讲，涉及一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法。

背景技术

随着科技的快速发展，以GHz频段为代表，超高频信号得到了越来越多的应用。尤其在通信，航空航天，空间探测等领域，超高频信号的应用迅速增长。为了能够准确识别和测量这些信号，对数据采集系统的采样率提出了更高的要求。现有的单片ADC由于材料、工艺的限制已经无法满足对这些信号的采样需求，因此并行采集技术作为一种对任意信号的实时采集技术得到了广泛的研究。

多片ADC并行交替采样系统结构如图1所示。N个通道的ADC以并行方式交替采样，第i通道的ADC的编号为ADC_i，其采样时钟为SCLK_i，i＝0,1,...,M-1。设系统的总采样率为f_s，根据TIADC的理论，单片ADC的采样率为f_single＝f_s/N,且采样时钟的相位关系为：

在采样时钟的驱动下，每片ADC对信号调理通道处理后的信号x(t)进行采样，并将采样数据x_i(n)发送给数据拼合模块进行数据重组，获得原始信号的重构y(n)。

这种并行结构虽然提升了最大采样率，但在实际应用中会由于不同通道间器件参数、布局的不一致性产生偏置、增益和时间三种通道失配误差，其中增益和时间误差与输入信号的频率f₀有关。失配误差的引入大大降低了系统的整体性能，使高频信号的识别和测量受到了很大限制。为了使系统能够尽可能真实地还原出原始高频信号，必须要对通道失配误差进行估计和校正。然而现有的误差估计方法无法在单通道为欠采样的模式下估计时间失配误差，因此设计一种新的时间误差估计和校正方法就成为高速并行采集系统中亟需解决的问题。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法，模拟延时单元延迟值进行时间误差的估计和校正。

为实现上述发明目的，本发明一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、设TIADC采集系统的ADC个数为M，单通道ADC的采样率为f_single；

(2)、设输入频率为f₀的标准正弦信号为x(t)，将x(t)输入至TIADC采集系统，并对x(t)进行采样，得到各ADC的采样数据y_k[n]，k＝0,1,…,M-1；

(3)、求各ADC采样数据y_k[n]的均值a_k，再从各ADC采样数据y_k[n]中减去均值a_k，从而去除直流偏置，得到

即

(4)、对

做无频谱泄露的FFT变换，然后取频点f₀'＝f₀-μf_single处的相位谱值∠X_k(jω)，其中，μ为常数；

(5)、依次计算各∠X_k(jω)-∠X₀(jω)的值，k＝1,2,…,M-1，若其值小于0，则在∠X_k(jω)上加2π，反之则保持∠X_k(jω)不变，从而得到调整后的相位谱值ΔΦ_k

(6)、计算各ADC的时间误差估计值δ_k：

其中，

表示向下取整；T_s为TIADC系统的采样间隔，T_s＝1/Mf_single；

(7)、对各ADC的时间误差估计值δ_k进行修正；

若

则将δ_k修正为：

若

则将δ_k修正为：

若

则保持δ_k不变，δ_k'＝δ_k；

(8)、计算各ADC的时间误差校正值t_k：t_k＝-δ_k'；

(9)、根据各ADC的时间误差校正值t_k对各ADC进行校正；

(9.1)、设各ADC内部相位调节寄存器的调节步进延时为S，则第k个ADC的寄存器调节值为R_k＝[t_k/S]，其中，[·]为四舍五入操作；

(9.2)、设第k个ADC_k的相位调节寄存器的初值为R_0k，第0个ADC相位调节寄存器的初值为R₀₀，计算调整后第k个ADC_k的相位调节寄存器值R'_k，R'_k＝R_0k+R_k；

(9.3)、判断R'_k是否超过ADC_k内部相位寄存器的调节范围：

若R'_k大于可调范围的最大值，则减小第0通道相位调节寄存器初值R₀₀，再返回步骤(2)；

若R'_k小于可调范围的最小值，则增大第0通道相位调节寄存器初值R₀₀，再返回步骤(2)；若R'_k在可调范围之内，则调节R_0k至R'_k，完成校正。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法，通过给TIADC系统一个高频标准正弦激励获得各ADC采样数据，再对各ADC采样数据做无频谱泄漏的FFT获得其频谱，并利用频域折叠理论精确获得各ADC相位谱值，然后利用各ADC相位谱值获得时间误差估计值，并对估计值进行修正以获得时间误差校正值，最后根据时间误差校正值和ADC内部相位调节单元对TIADC时间误差进行校正。

同时，本发明一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法还具有以下有益效果：

(1)、通过使用频域折叠理论，解除了原有TIADC时间误差估计方法只能适用于低频信号的限制，将时间误差估计应用于单ADC为欠采样下的高频场合。

(2)、给出了时间误差估计值的具体修正过程，解决了由于随机环境误差导致时间误差计算错误的情况，增加了校正算法的稳定性和正确性。

附图说明

图1是本发明一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法原理图；

图2是图1所示TIADC采集系统的一种等效结构模型示意图；

图3是输入校正信号频谱与TIADC系统采样率关系示意图；

图4是第一种情况下输入校正信号频谱折叠后与单ADC采样率关系示意图；

图5是第二种情况下输入校正信号频谱折叠后与单ADC采样率关系示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是本发明一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法原理图。

在本实施例中，如图1所示，本发明一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法，包括以下步骤：

S1、设TIADC采集系统的ADC个数为M＝16，单通道ADC的采样率为f_single；如图2所示，每个通道等效为一个代表通道频率响应的滤波器和ADC组成，而时间误差由通道的频响滤波器H_i(jω)表示。

S2、设输入频率为f₀的标准正弦信号为x(t)，将x(t)输入至TIADC采集系统，并对x(t)进行采样，得到各ADC的采样数据y_k[n]，k＝0,1,…,15；

S3、求各ADC采样数据y_k[n]的均值a_k，再从各ADC采样数据y_k[n]中减去均值a_k，从而去除直流偏置，得到

即

S4、对

做无频谱泄露的FFT变换，然后取频点f₀'＝f₀-μf_single处的相位谱值∠X_k(jω)，其中，μ为常数，且满足：μf_single＜f₀＜(μ+1)f_single；

在本实施例中，设输入的校正信号x(t)为高频正弦信号，即：

x(t)＝sin(2πf₀t+θ)

经过频响滤波器后，输出为：

其中，f₀为x(t)的频率，

为时间误差系数，其与时间误差δ_k的关系为

θ为x(t)的相位；

将其改写为：

令

则xk(n)的连续傅里叶变换为

其中δ表示dirac函数。由dirac函数的性质，有：

因此有：

ω＝2πf₀时，X_k(jω)的相位为

ω＝-2πf₀时，X_k(jω)的相位为

即f₀和-f₀处频谱的相位相反。

由于采样是对原始信号频谱的周期延拓，故分析时只考虑频谱范围为0～f_single内即可。

原始信号频谱如图3所示，其中正频率f₀处谱线用实线表示，负频率-f₀处谱线用虚线表示。根据f₀和f_single的关系，分两种情况讨论：

①

如图4所示，此时有：

即采样后信号频点f₀'＝f₀-μf_single处谱线与原信号f₀处谱线对应。

②

如图5所示，此时有：

即采样后信号频点f₀'＝f₀-μf_single处谱线与原信号f₀处谱线对应。实际应用中FFT常取频率范围

此时若使用(μ+1)f_single-f₀频点处值，则根据前述讨论，其相位与原始相位相反，为了简化分析，使用f₀'＝f₀-μf_single处谱线数据；

S5、以第0通道为参考通道，其他通道以第0通道为基准进行校正，第0通道相对自身无通道失配误差，有δ₀＝0，依次计算各∠X_k(jω)-∠X₀(jω)的值，k＝1,2,…,15，若其值小于0，则在∠X_k(jω)上加2π，反之则保持∠X_k(jω)不变，从而得到调整后的相位谱值ΔΦ_k；

S6、计算各ADC的时间误差估计值δ_k：

其中，

表示向下取整；T_s为TIADC系统的采样间隔，T_s＝1/Mf_single；

S7、对各ADC的时间误差估计值δ_k进行修正；

若

则将δ_k修正为：

若

则将δ_k修正为：

若

则保持δ_k不变，δ_k'＝δ_k；

S8、计算各ADC的时间误差校正值t_k：t_k＝-δ_k'；

S9、根据各ADC的时间误差校正值t_k对各ADC进行校正；

S9.1、设各ADC内部相位调节寄存器的调节步进延时为S，则第k个ADC的寄存器调节值为R_k＝[t_k/S]，其中，[·]为四舍五入操作；

S9.2、设第k个ADC_k的相位调节寄存器的初值为R_0k，第0个ADC相位调节寄存器的初值为R₀₀，计算调整后第k个ADC_k的相位调节寄存器值R'_k，R'_k＝R_0k+R_k；

S9.3、判断R'_k是否超过ADC_k内部相位寄存器的调节范围：

若R'_k大于可调范围的最大值，则减小第0通道相位调节寄存器初值R₀₀，此时S5中的∠X_k(jω)-∠X₀(jω)值发生改变，再返回步骤S2；

若R'_k小于可调范围的最小值，则增大第0通道相位调节寄存器初值R₀₀，此时S5中的∠X_k(jω)-∠X₀(jω)值发生改变，再返回步骤S2；

若R'_k在可调范围之内，则调节R_0k至R'_k，完成校正。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (2)

1.一种TIADC采集系统的时间误差估计及校正方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、设TIADC采集系统的ADC个数为M，单通道ADC的采样率为f_single；

(2)、设输入频率为f₀的标准正弦信号为x(t)，将x(t)输入至TIADC采集系统，并对x(t)进行采样，得到各ADC的采样数据y_k[n]，k＝0,1,…,M-1；

(3)、求各ADC采样数据y_k[n]的均值a_k，再从各ADC采样数据y_k[n]中减去均值a_k，从而去除直流偏置，得到

即

(4)、对

做无频谱泄露的FFT变换，然后取频点f₀'＝f₀-μf_single处的相位谱值∠X_k(jω)，其中，μ为常数；

(5)、依次计算各∠X_k(jω)-∠X₀(jω)的值，k＝1,2,…,M-1，若其值小于0，则在∠X_k(jω)上加2π，反之则保持∠X_k(jω)不变，从而得到调整后的相位谱值ΔΦ_k

(6)、计算各ADC的时间误差估计值δ_k：

其中，

表示向下取整；T_s为TIADC系统的采样间隔，T_s＝1/Mf_single；

(7)、对各ADC的时间误差估计值δ_k进行修正；

若

则将δ_k修正为：

若

则将δ_k修正为：

若

则保持δ_k不变，δ_k'＝δ_k；

(8)、计算各ADC的时间误差校正值t_k：t_k＝-δ_k'；

(9)、根据各ADC的时间误差校正值t_k对各ADC进行校正；

(9.1)、设各ADC内部相位调节寄存器的调节步进延时为S，则第k个ADC的寄存器调节值为R_k＝[t_k/S]，其中，[·]为四舍五入操作；

(9.2)、设第k个ADC_k的相位调节寄存器的初值为R_0k，第0个ADC相位调节寄存器的初值为R₀₀，计算调整后第k个ADC_k的相位调节寄存器值R'_k，R'_k＝R_0k+R_k；

(9.3)、判断R'_k是否超过ADC_k内部相位寄存器的调节范围：

若R'_k大于可调范围的最大值，则减小第0通道相位调节寄存器初值R₀₀，再返回步骤(2)；

若R'_k小于可调范围的最小值，则增大第0通道相位调节寄存器初值R₀₀，再返回步骤(2)；若R'_k在可调范围之内，则调节R_0k至R'_k，完成校正。

2.根据权利要求1所述 的一种高速并行采集系统的时间误差估计及校正方法，其特征在于，所述常数μ满足：μf_single＜f₀＜(μ+1)f_single。

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