CN108768414B - 一种信道提取器及软件无线电接收机 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种信道提取器及应用该信道提取器的软件无线电接收机。本发明通过改变前级滤波器抽取系数以在输出端得到相应频带的软件无线电接收机的信道提取器，以实现信道提取的灵活可重构性。该信道提取器由两级构成：前级实现可重构抽取滤波，由一个改进的CIC滤波器和一个补偿滤波器级联而成；后级由一个FIR滤波器实现信道选择。本发明通过从算法角度改进新的滤波器传递函数以降低复杂度，并实现信道提取的软件可控制性。

Description

一种信道提取器及软件无线电接收机
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种信道提取器及应用该信道提取器的软件无线电接收机。
背景技术
在一个典型的多标准无线通信接收机中，信道提取器需要具备在不同标准，不同通信带宽的情况下提取对应的不同信道的能力，即信道提取器是用来从宽带输入信号中提取出各单一频率信道（频率子带）以作为下一基带处理。在传统的多模式信道提取器中，通过选择不同的信道滤波器来实现可重构性的方法，只能在某一时刻只提取出用户的某一个信道，而其余的信道没有被利用，该方法不仅缺乏灵活性，而且对资源利用率不高。 信道提取器工作在接收机的数字前端，具有高采样率，计算精密要求高，功率消耗大的特点，同时也是整个接收机的核心。因此，从成本效益角度考虑，设计可重构性和低复杂度结构的信道提取器是必要的。考虑将锐化技术(Sharpening technique)应用到CIC滤波器（Cascadedintegrator comb filter）可以改善带外衰减并使信号带宽不变，但这增加了硬件复杂度。余弦预滤波器(Cosine prefilter)能提高滤波器的性能，但其工作在较高频率，增加了滤波器的功率消耗。
传统的多模式信道提取器只能在某一时刻只提取出用户的某一个信道，并且当用户带宽改变时，对滤波器组重新配置缺乏灵活性，硬件复杂度高，而且资源利用率也不高。本发明设计通过改变前级滤波器抽取系数以在输出端得到相应频带的软件无线电接收机的信道提取器，以实现信道提取的灵活可重构性。该信道提取器由两级构成：前级实现可重构抽取滤波，由一个改进的CIC滤波器和一个补偿滤波器级联而成；后级由一个FIR滤波器实现信道选择。本发明通过从算法角度定义新的滤波器传递函数以降低复杂度，并实现信道提取的软件可控制性。
发明内容
基于此，本发明在于克服现有技术的缺陷，提供一种信道提取器，该信道提取器可以实现信道提取的灵活可重构性，算法和硬件实现的复杂度低，可实现信道提取的软件可控制性。
一种信道提取器，其特征在于，所述信道提取器包括实现可重构抽取滤波的第一级和实现信道选择滤波的第二级；
所述第一级由至少一个改进的CIC滤波器和至少一个补偿滤波器通过级联形成，所述第二级由至少一个FIR滤波器形成；
所述第一级和所述第二级级联。
进一步地，所述改进型CIC滤波器的传递函数为：
Figure 724983DEST_PATH_IMAGE001
其中，为滤波器的阶数，R为可变抽取或内插系数，M是CIC滤波器的差分延迟单元的级数，R*M决定了CIC滤波器的通带大小。
进一步地，所述补偿滤波器的传递函数为：
Figure 530523DEST_PATH_IMAGE002
其中，a为参数，K1为滤波器的阶数，滤波器的稳定性条件为：参数的绝对值小于1。
本发明还提供了一种软件无线电接收机，所述软件无线电接收机包括以上所述的信道提取器。
所述软件无线电接收机还包括RF模拟处理单元、ADC模块、基带处理单元以及控制单元；所述RF模拟处理单元、所述ADC模块级联、所述信道提取器级联、所述基带处理单元依次级联；所述控制单元控制RF模拟处理单元、信道提取器和基带处理单元。
附图说明
图1为包含本发明所述信道提取器的软件无线电接收机结构框图；
图2为本发明信道提取器结构框图；
图3为改进型CIC滤波器的级联等价框图；
图4为抽取系数R=1、2、4、8、16时的动态输出仿真示意图；
图5为频率子带提取(0.05MHz~0.15MHz)仿真示意图；
图6为频率子带提取(0.15MHz~0.25MHz)仿真示意图；
图7为多频带信号提取的时域仿真图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及具体实施方式，对本发明进行进一步的详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用以解释本发明，并不限定本发明的保护范围。
实施例一
传统的多模式信道提取器只能在某一时刻只提取出用户的某一个信道，并且当用户带宽改变时，对滤波器组重新配置缺乏灵活性，硬件复杂度高，而且资源利用率也不高。
本实施例一涉及的一种信道提取器，其特征在于，所述信道提取器包括实现可重构抽取滤波的第一级和实现信道选择滤波的第二级。
所述第一级由至少一个改进的CIC滤波器和至少一个补偿滤波器通过级联形成，所述第二级由至少一个FIR滤波器形成。
所述第一级和所述第二级级联。
进一步地，所述改进型CIC滤波器的传递函数为：
Figure 967495DEST_PATH_IMAGE001
其中，N1，N2为滤波器的阶数，R为可变抽取或内插系数，M是CIC滤波器的差分延迟单元的级数，R*M决定了CIC滤波器的通带大小。
进一步地，所述补偿滤波器的传递函数为：
Figure 692132DEST_PATH_IMAGE002
其中，a为参数，K1为滤波器的阶数，滤波器的稳定性条件为：参数a的绝对值小于1。
本发明以上所述的信道提取器通过改变前级滤波器抽取系数以在输出端得到相应频带的软件无线电接收机的信道提取器，以实现信道提取的灵活可重构性。该信道提取器由两级构成：前级实现可重构抽取滤波，由一个改进的CIC滤波器和一个补偿滤波器级联而成；后级由一个FIR滤波器实现信道选择。本发明通过从算法角度定义新的滤波器传递函数以降低复杂度，并实现信道提取的软件可控制性。
以软件无线电为基础的多标准通信接收机使不同的空中接口可以在一个通用的硬件平台上通过数字处理接口实现以取代传统的模拟信号处理接口。信道提取器是接收机数字前端的关键模块，涉及下变频，信道滤波和采样率转换。
信道提取器结构
信道提取器在软件无线电接收机中的位置如图1所示。信道提取器位于A/D转换器和基带处理单元的中间，实现中频到低频的转换。图中的ADC模块采用调制。
信道提取器的结构框图如图2所示。第一级是由一个改进的CIC滤波器（Cascadedintegrator comb filter）和一个补偿滤波器的级联，实现可重构抽取滤波；第二级是FIR滤波器，由于FIR滤波器具有高稳定性，无相位失真以及低系数灵敏度的优点[1]，在此用来实现信道选择提取。
改进型CIC滤波器设计
信道提取器工作在接收机的数字前端，采用高采样率，对滤波器的要求带宽非常窄，过渡带非常陡。因此在保持原型CIC滤波器的通带下垂性[5]的基础上，通过改变滤波器传递函数以获得更好的带外衰减性能。原型CIC滤波器的传递函数表达式如式(1)所示。
Figure 339188DEST_PATH_IMAGE003
, (1)
其中，N为滤波器的阶数，对阻带衰减起到加深作用；R为可变抽取或内插系数；M是CIC滤波器的差分延迟单元的级数。R*M决定了CIC滤波器的通带大小。该滤波器的频率响应函数为：
Figure 25858DEST_PATH_IMAGE004
, (2)
假设一个阶数为Nt的原型滤波器为HY(Z),如式(1)，N=Nt。一个余弦滤波器的函数表达式为HC(Z)，如式（3）所示。HY(Z), HCZ)是稳定的，且都满足线性相位。
Figure 720931DEST_PATH_IMAGE005
, (3)
定义改进的CIC滤波器的传递函数HYC(Z)为：
Figure 367202DEST_PATH_IMAGE006
(4)
滤波器HC(Z)的零点位置由下式给出（Z域）：
Figure 727385DEST_PATH_IMAGE007
， (5)
滤波器HC(Z)的两个极点为：
Figure 675661DEST_PATH_IMAGE008
， (6)
式(6)两个极点与式(5) HC(Z)分子中共轭的零点相互抵消，这意味着HC(Z)是一种稳定的数字滤波器。为了减少滤波器处理频率，级联等价模式如图3所示，提出了当和N1=N2=1时改进的CIC滤波器实现。以(R*M)/2抽取以减少HC(Z)分子部分的工作频率下降到
Figure 505865DEST_PATH_IMAGE009
，fN是输入信号的奈奎斯特频率。
补偿滤波器设计
快速的通带滚降率使得HYC(Z)滤波器不能适用于高阶抽取率。为了克服这个限制，将一个新的滤波器Hp(Z)放在HC(Z)滤波器后面，以抵消HYC(Z)滤波器的带外衰减。为了达到补偿要求，Hp(Z)滤波器定义由式（7）给出，Hp(Z)滤波器的稳定性条件为：a的绝对值小于1。
Figure 868768DEST_PATH_IMAGE010
， (7)
Hp(Z)在一定带宽区间内可以近似看成是线性相位的，这一带宽区间的宽度取决于参数a。当a趋近于1时，带宽区间接近于[-B,B]，B为信号带宽，即有效带宽接近信号带宽，达到理想状态。为了保证在有效带宽内保持线性相位，参数a的选择要满足的条件是：在有效带宽内满足最优线性相位；在有效带宽内满足最小旁瓣。
Hp(Z)滤波器在
Figure 503799DEST_PATH_IMAGE009
频率处的极值对应于HYC(Z)滤波器的第一个零点。因此，HYC(Z)滤波器的衰减部分由Hp(Z)滤波器的增益得到补偿。
实施仿真验证
在接收机端，对于不同信号带宽的信号的提取，可以采用不同的采样率对信号进行抽取。通过改变抽取系数R的大小，实现采样率转换。该功能由信道提取器的第一级完成。假设输入为16MHz的正弦信号，改变抽取系数R的大小依次为1，2，4，8，16，在输出的一端可以得到不同抽取率的波形，如图4所示。通过控制一个输出端口的抽取系数，可以实时得到不同的输出，满足实时可重构性和灵活性。抽取系数的大小选择要满足奈奎施特定律，如图4中，R=16时信号失真严重。
当输入带宽和中心频率变化时，对信道化器的仿真环境设置如下：当接收信号子频带(MHz)分别在(0.05~0.15)，(0.15~0.25)，(0.25~0.35)范围时，分别被信道bin(+1),bin(+2),bin(+3),bin(+4)提取输出。
如图5所示，当输入信号中心频率大约为0.1MHz时，在（0.05MHz~+0.15MHz）信道输出，即选择bin(+1)信道输出；如图6所示，当输入信号中心频率大约为0.2MHz时，在（0.15MHz~+0.25MHz）信道输出，即选择bin(+2)信道输出。为了进一步验证信道化器的实时提取性能，输入信号为含多频率子带的复合信号，如图7所示，通过信道化器后被分别提取出来。
实施例二
本实施例提供了一种应用上述信道提取器的软件无线电接收机，所述软件无线电接收机包括以上所述的信道提取器。
所述软件无线电接收机还包括RF（射频）模拟处理单元、ADC（模数转换）模块、基带处理单元以及控制单元；所述RF模拟处理单元、所述ADC模块级联、所述信道提取器级联、所述基带处理单元依次级联；所述控制单元控制RF模拟处理单元、信道提取器和基带处理单元。
本发明给出的基于软件无线电的信道提取器设计方案实现了可变采样率转换，下变频和信道选择滤波。将补偿滤波器级联在一个改进的CIC滤波器后面有效提高了滤波性能。通过自适应软件控制能实现信道提取的灵活性和可重构性，并且算法复杂度低，资源利用率高。
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种信道提取器，其特征在于，所述信道提取器包括实现可重构抽取滤波的第一级和实现信道选择滤波的第二级；
所述第一级由至少一个改进型CIC滤波器和至少一个补偿滤波器通过级联形成，所述第二级由至少一个FIR滤波器形成；
所述第一级和所述第二级级联；
所述改进型CIC滤波器的传递函数为：
Figure FDA0002600215450000011
其中，N1，N2为滤波器的阶数，R为可变抽取或内插系数，M是CIC滤波器的差分延迟单元的级数。
2.根据权利要求1所述的信道提取器，所述补偿滤波器的传递函数为：
Figure FDA0002600215450000012
其中，α为参数，k1为滤波器的阶数，滤波器的稳定性条件为：参数α的绝对值小于1。
3.一种软件无线电接收机，其特征在于，所述软件无线电接收机包括权利要求1至2中任意一项所述的信道提取器。
4.根据权利要求3所述的软件无线电接收机，所述软件无线电接收机还包括RF模拟处理单元、ADC模块、基带处理单元以及控制单元，所述RF模拟处理单元、所述ADC模块、所述信道提取器、所述基带处理单元依次级联。
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