CN108605022B - 用于接收多载波调制信号的通信装置和方法 - Google Patents

用于接收多载波调制信号的通信装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108605022B
CN108605022B CN201680080736.1A CN201680080736A CN108605022B CN 108605022 B CN108605022 B CN 108605022B CN 201680080736 A CN201680080736 A CN 201680080736A CN 108605022 B CN108605022 B CN 108605022B
Authority
CN
China
Prior art keywords
impulse response
channel impulse
iteration
vector
response vector
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201680080736.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108605022A (zh
Inventor
阮万明
斯特凡诺·托马辛
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Publication of CN108605022A publication Critical patent/CN108605022A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108605022B publication Critical patent/CN108605022B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03611—Iterative algorithms

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明涉及一种通信装置(400)，其用于通过通信信道接收多载波调制信号(401)，所述通信信道与信道脉冲响应向量h相关联，所述通信装置(400)包括：时域滤波器(403)，其配置为基于配置为减少由所述通信信道产生的多载波调制信号的时延扩展的多个滤波器系数w过滤所述多载波调制信号(401)；和确定器(405)，配置为基于有效信道脉冲响应向量bi确定所述多个滤波器系数w，其中所述确定器(405)配置为通过从所述信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di‑1迭代调整第(i‑1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi‑1，来确定所述有效信道脉冲响应向量bi，其中基于调整向量di‑1的第(i‑1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi‑1的每次迭代调整包括第(i‑1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi‑1与调整向量di‑1的逐个元素相除或相乘的运算。

Description

用于接收多载波调制信号的通信装置和方法
技术领域
一般地，本发明涉及通信领域。更具体地，本发明涉及用于对通过通信信道接收的多载波调制信号执行时域均衡的通信装置和方法。
背景技术
离散多频音接收器(DMT)是在无线通信系统的环境中使用的正交频分复用(OFDM)技术。在DMT中，数据(例如，QAM符号)被组织为通过离散傅里叶逆变换(IDFT)在发射器处变换的Q个样本块，并且在信道上传输之前，使用循环前缀(CP)对每个变换的块进行扩展。如果包括发送和接收滤波器的影响的信道离散脉冲响应短于CP的持续时间，那么可以丢弃接收器处的CP部分，并通过对接收的信号的剩余部分进行离散傅里叶变换(DFT)，获得发送的QAM符号的缩放版本(除了附加噪声)。换句话说，CP长度的适当选择允许将频率选择信道转换为一组Q个平行平坦衰落信道。
然而，CP降低了传输的频谱效率，因为在接收器处丢弃了CP。对于长信道和相对短的DFT大小，CP对效率的影响可以很显著。另一方面，具有超过CP长度的持续时间的信道脉冲响应生成块间干扰(IBI)和载波间干扰(ICI)，其对解调性能是不利的。
为了允许短CP并且仍然避免IBI和ICI，可以使用信道缩短技术，也称为时域均衡(TEQ)。此技术包括允许短于信道脉冲响应的CP，同时对时域接收的信号应用TEQ滤波器，使得生成的信道，即信道和TEQ滤波器的级联，短于CP长度。在图1中示出的通信系统100的环境中示出了此技术。通信系统100包括以下功能块：逆FFT(IFFT)块101、配置为将并行数据流转换为串行数据流(P/S)并向串行数据流添加循环前缀(CP)的103、通信信道(以其信道脉冲响应h为特征)105、TEQ滤波器107、配置为从串行数据流中移除循环前缀(xCP)并将串行数据流转换为并行数据流的块109、和FFT块111。
此信道缩短技术增加了接收器的复杂性且要求由向量w描述的TEQ滤波器系数不断地适应于信道脉冲响应h。此外，通常-尤其对于有限脉冲响应TEQ滤波器，促使生成的信道短于CP长度是不可能的，因此总是存在一些剩余的IBI和ICI。因此，系统性能很大程度上取决于TEQ滤波器(本文中也称为缩短滤波器)的质量。
TEQ滤波器的设计在性能增益和计算复杂度中取平衡。在此背景下，性能增益取决于缩短滤波器在多大程度上缩短信道，使得生成的缩短信道产生减少的IBI和ICI。此外，当使用用于设计TEQ滤波器的迭代解法时，必须确保该解法在有限次的迭代之后收敛。
IEEE信号处理会刊，2005，53，3880-3894，在Martin，R.K.；Vanbleu，K.；Ding，M.；Ysebaert，G.；Milosevic，M.；Evans，B.L.；Moonen，M.＆Johnson，C.R的“离散多音调制系统的均衡结构和设计算法的统一和评估”中给出了不同的TEQ滤波器设计技术和算法的概述。
很多已知的TEQ滤波器设计算法需要计算矩阵的特征向量，从而在计算上非常复杂，即计算复杂度至少为N3的量级，其中N通常是TEQ滤波器的长度加上信道长度(参见，例如，IEEE信号处理会刊，2006，54，3216-3230，Martin，R.；Vanbleu，K.；Ding，M.；Ysebaert，G.；Milosevic，M.；Evans，B.；Moonen，M.＆Johnson，C.的“离散多音调制均衡器中实现复杂性和通信性能的权衡”)。
IEEE通信国际会议，ICC′1993，1993，2，761-765，Chow，J.S.；Cioffi，J.M.和Bingham，J.A.的“多载波调制系统的均衡器训练算法”(下文中称为参考文献[3])公开的TEQ滤波器设计算法通过使用基于快速傅里叶变换(FFT)的迭代解法而不是矩阵求逆将复杂性减少到了Nlog(N)数量级。然而，众所周知的是，此TEQ滤波器设计算法经受所谓不稳定收敛的问题，其比计算复杂度更重要。
IEEE信号处理快报，2004，11，682-685，López-Valcarce，R.的“多载波系统中的最小时延扩展TEQ设计”(下文中称为参考文献[4])中公开的迭代TEQ滤波器设计算法以其经证明的收敛性和其避免特征向量的计算而闻名。然而，此迭代TEQ滤波器设计算法每次迭代仍需要一次矩阵求逆，尽管其优于其他的现有技术方法，但关于计算复杂度和内存使用仍是不利的。
参考文献[4]中公开的迭代TEQ滤波器设计算法将在下面参照图2更详细地描述。在此上下文中引入了以下符号。K表示信道脉冲响应h的大小(包括发送和接收滤波器)，所以信道脉冲响应h可以被写为h＝[h0，h1，...，hK-1]T，其中[...]T表示标准转置运算符。M表示TEQ滤波器的预定义长度。TEQ滤波器系数被收集到M大小的列向量w＝[w0，w1，...，wM-1]T(下文中表达“TEQ滤波器”和“TEQ滤波器系数”可以交换使用)。矩阵H是大小为(M+K-1)×M的托普利兹矩阵，其中第一列为[h0，h1，...，hK-1，0，...，0]T，第一行为[h0，0，...，0]。矩阵C定义为矩阵H和它的转置矩阵HT的矩阵积，即，C＝HTH。对于给定值k，V(k)表示(M+K-1)×(M+K-1)对角矩阵，其由v(k)＝[0，1，...，K+M-2]T-k定义，V(k)＝diag(v(k))，其中diag(x)表示其对角元素为向量x的元素的对角矩阵。最后，NFFT表示OFDM符号大小(FFT大小)，L表示样本数量上循环前缀(CP)的大小。
参考文献[4]中公开的迭代TEQ滤波器设计算法以以下方法确定TEQ滤波器系数，即TEQ滤波器，w，使得在每次迭代i最小化作为代价函数的信道时延扩展，即：
Figure GDA0001750333560000021
其中代价函数J定义为：
Figure GDA0001750333560000022
其中q＝Hy，ε(q)＝∑k||q(k)||2表示q的总能量，n是标量输入，
Figure GDA0001750333560000023
表示在迭代i-1期间获得的有效信道bi-1的质心，即：
Figure GDA0001750333560000024
图2示出了参考文献[4]中公开的用以解决上述最佳化问题的迭代算法200。在获得信道脉冲响应h(参见图2的步骤201)之后，如下初始化TEQ滤波器w(参见图2的步骤203，其包括上述一些进一步的初始化)：
Figure GDA0001750333560000025
其中c00是矩阵C的第一元素。在每次迭代i期间，迭代算法200通过解下面的等式来计算TEQ滤波器wi(参见图2的步骤207)：
Ai-1wi＝Cwi-1。
这包括对M×M矩阵Ai-1的一次矩阵求逆运算。在归一化TEQ滤波器wi(参见图2的步骤209)之后，如下更新参数(参见图2的步骤211和213)：
Figure GDA0001750333560000031
Figure GDA0001750333560000032
和
Bi＝Bi-δiC。
迭代算法200继续，直到达到预定次数的迭代(图2的步骤205、215和217a)，并提供最后一次迭代的TEQ滤波器wi(图2的步骤217b)作为最终结果。
图3示出了通信装置300形式的迭代算法200的可能实现。通信装置300包括参数初始化块301，其配置为接收信道脉冲响应h和TEQ滤波器的大小M作为输入，并向迭代块303提供初始化的TEQ滤波器系数w0作为输出，所述迭代块303配置为执行图2中示出的迭代算法200的步骤205到215。为此，装置300的迭代块303包括参数更新块305和矩阵求逆块307，其中矩阵求逆块307配置为执行图2中示出的迭代算法20的步骤207中所需的矩阵求逆。
鉴于以上所述，需要一种用于接收多载波调制信号的改进的通信装置和方法，其在计算上比现有技术简单，同时提供至少与现有技术类似的性能。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于接收多载波调制信号的改进的通信装置和方法，其在计算上比现有技术简单，同时提供至少与现有技术类似的性能。
前述和其它目的通过独立权利要求的主题来实现。通过从属权利要求、说明书和附图进一步的实施形式是显而易见的。
根据第一方面，本发明涉及一种通信装置，用于通过通信信道接收多载波调制信号，尤其是DMT信号，所述通信信道与信道脉冲响应向量h相关联，所述通信装置包括：时域滤波器，其配置为基于多个滤波器系数w过滤所述多载波调制信号，所述多个滤波器系数w配置为减少由所述通信信道产生的多载波调制信号的时延扩展；和确定器，配置为基于有效信道脉冲响应向量bi确定所述多个滤波器系数w，其中所述确定器配置为通过从所述信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，来确定有效信道脉冲响应向量bi，其中基于调整向量di-1的第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的每次迭代调整包括第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1与所述调整向量di-1的逐个元素相除或相乘的运算。
因此，提供了一种改进的通信装置，配置为执行通过通信信道接收的多载波调制信号的时域均衡，其在计算上比现有技术的设备简单，同时提供至少与现有技术类似的性能。
在根据如上所述的第一方面的通信装置的第一可能实现形式中，所述调整向量di-1d的元素定义为第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的多个抽头或离散时间指数和与第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的第(i-1)次迭代的基准时间ki-1之间的平方距离。
在根据第一方面的第一实现形式的通信装置的第二可能实现形式中，所述确定器配置为基于以下等式确定第(i-1)次迭代的调整向量di-1：
di-1＝v(ki-1)⊙v(ki-1)，
其中⊙表示逐个元素乘积，ki-1表示与第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的基准时间，并且v(ki-1)表示由以下等式定义的向量：
v(ki-1)＝[0，...，Lb-1]-ki-1，
Lb＝M+K-1，其中M表示滤波器系数w的数量，K表示信道脉冲响应向量h的大小。
在根据第二方面的第二实现形式的通信装置的第三可能实现形式中，所述确定器配置为对于任意n＝0，...，Lb-1，di-1(n)＝0，设置di-1(n)＝1，修改所述第(i-1)次迭代的调整向量di-1。
在根据第一方面的第一到第三实现形式中任一个的通信装置的第四可能实现形式中，所述确定器配置为将与第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的基准时间ki-1确定为第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的所述多个抽头的质心。
在根据第一方面的第一到第三实现形式中任一个的通信装置的第五可能实现形式中，所述确定器配置为通过从覆盖第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的多个抽头的窗口S中选择抽头来确定与第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的基准时间ki-1，其中所述窗口S具有多载波调制信号的循环前缀的大小L，且对于所述窗口S由窗口S覆盖的抽头的功率和最大。
在根据第五方面的第五实现形式的通信装置的第六可能实现形式中，所述确定器配置为通过从由所述窗口S覆盖的具有最大功率的抽头的所述窗口S中选择抽头，确定与第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的基准时间ki-1。
在根据第一方面的通信装置的第七可能实施形式中或其第一至第六实施形式任一个中，所述确定器配置为基于以下等式，通过从信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，确定有效信道脉冲响应向量bi：
Figure GDA0001750333560000041
其中
Figure GDA0001750333560000042
表示计算第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1与调整向量di-1的逐个元素相除，并且其中第一次迭代b0的有效信道脉冲响应向量等于所述信道脉冲响应向量h。
在根据第一方面的通信装置的第八种可能的实施形式或其第一至第六实施形式的任一个中，所述调整向量di-1被选择为不随迭代改变，即对于所有的迭代次数i，di-1＝d0，并且所述确定器配置为基于以下等式，通过从信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，确定有效信道脉冲响应向量bi：
Figure GDA0001750333560000043
其中
Figure GDA0001750333560000044
表示所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1与调整向量d0的逐个元素相除，并且其中第一次迭代b0的长度Lb的有效信道脉冲响应向量被初始化为所述信道脉冲响应向量h，即b0＝[h0，h1，...，hK-1，0，...，0]T，其中T表示转置运算符。
在根据第一方面的通信装置的第九种可能的实施形式或其第一至第六实施形式的任何一种中，所述确定器配置为基于以下等式，通过从所述信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量d0使用调整第一次迭代的有效信道脉冲响应向量b0的单次迭代，来确定有效信道脉冲响应向量bi，
Figure GDA0001750333560000045
其中
Figure GDA0001750333560000046
表示所述第一次迭代的有效信道脉冲响应向量b0与所述调整向量
Figure GDA0001750333560000047
的逐个元素相除，所述调整向量
Figure GDA0001750333560000048
是所述调整向量d0的逐个元素i次幂，并且其中第一次迭代b0的有效信道脉冲响应向量等于所述信道脉冲响应向量h。
在根据本发明的第一方面的通信装置的第十可能实施形式或其第一至第九实施形式的任一个中，所述确定器配置为基于以下等式，基于所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi，确定所述多个滤波器系数w：
w＝C-1HTbi，
其中C-1表示矩阵C的求逆，所述矩阵C定义为C＝HTH，HT表示矩阵H的转置矩阵，其中H表示大小为(M+K-1)×M的托普利兹矩阵，其中第一列为[h0，h1，...，hK-1，0，...，0]T，第一行为[h0，0，...，0]，其中M表示多个滤波器系数w的数量，并且K表示信道脉冲响应向量h＝[h0，h1，...，hK-1]T的大小。
在根据本发明第一方面的通信装置的第十一种可能的实施形式或其第一至第十实施形式的任一个中，所述确定器配置为通过基于调整向量di-1迭代调整信道脉冲响应向量h来确定所述有效信道脉冲响应向量bi，只要第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi和第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1之间的变化测量大于或等于变化测量阈值。
在根据第一方面的通信装置的第十二种可能的实施形式或其第一至第十一实施形式的任一个中，所述通信装置配置为在所述多载波调制信号的SNR小于预定义SNR阈值或传输距离短于传输距离阈值情况下，停用所述时域滤波器。
根据第二方面，本发明涉及一种用于通过通信信道接收多载波调制信号，尤其是DMT信号，的方法，所述通信信道与信道脉冲响应向量h相关联，所述方法包括：基于有效信道脉冲响应向量bi确定多个滤波器系数w，其中通过从所述信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，来确定所述有效信道脉冲响应向量bi，其中基于调整向量di-1的第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的每次迭代调整包括第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1与调整向量di-1的逐个元素相除或相乘的运算；以及基于所述多个滤波器系数w过滤所述多载波调制信号，所述多个滤波器系数w配置为减少由所述通信信道产生的多载波调制信号的时延扩展。
根据本发明第二方面的方法可以由根据本发明第一方面的通信装置执行。根据本发明的第二方面的方法的其他特征直接源自根据本发明的第一方面的通信装置的功能及其上述不同的实施形式。
根据第三方面，本发明涉及一种包括用于在计算机上运行时，执行根据本发明的第二方面或其任一实现形式的方法的程序代码的计算机程序。
本发明可以用硬件和/或软件来实现。
附图说明
将参照以下附图描述本发明的进一步实施例，其中：
图1示出了多载波通信系统的示意图；
图2示出了用于确定TEQ滤波器的方法的示意图；
图3示出了实现图2所示方法的通信装置的示意图；
图4示出了根据一实施例的用于接收多载波调制信号的通信装置的示意图；
图5示出了根据一实施例的用于接收多载波调制信号的通信方法的示意图；
图6示出了示出根据一实施例的用于接收多载波调制信号的通信装置的组件的示意图；
图7示出了根据一实施例的用于接收多载波调制信号的通信方法的阶段的示意图；
图8示出了根据一实施例的作为接收多载波调制信号的通信方法的阶段的确定基准时间的方法的示意图；
图9示出了根据一实施例的作为接收多载波调制信号的通信方法的阶段的确定基准时间的方法的示意图；
图10示出了根据一实施例的用于接收多载波调制信号的通信装置的组件的示意图；
图11示出了根据一实施例的用于接收多载波调制信号的通信装置的组件的示意图；
图12示出了根据一实施例的用于评估通信装置和方法的性能的多载波通信系统的示意图；
图13示出了根据一实施例的通信装置和方法提供的收敛性能与现有技术相比较的示意图；
图14示出了根据一实施例的通信装置和方法提供的频谱效率与现有技术相比较的示意图；以及
图15示出了根据一实施例的通信装置和方法提供的计算复杂度性能与现有技术相比较的示意图。
在各个附图中，相同的附图标记用于相同的或至少功能上等同的特征。
具体实施方式
在以下描述中，参考形成本公开的一部分的附图，并且其中通过说明的方式示出可以放置本发明的具体方面。可以理解的是，在不脱离本发明的范围的情况下，可以利用其它方面并且可以进行结构或逻辑上的改变。因此，下面的详细描述不应被视为具有限制意义，因为本发明的范围由所附权利要求限定。
例如，应理解，结合所描述的方法的公开对于被配置为执行该方法的对应的设备或系统也是适用的，反之亦然。例如，如果描述特定的方法步骤，则对应的设备可以包括执行所述方法步骤的单元，即使这样的单元没有在附图中明确地描述或示出。此外，应理解，除非另外特别指出，否则这里描述的各个示例性方面的特征可以彼此组合。
图4示出了用于通过通信信道接收多载波调制信号401，尤其是DMT信号，的通信装置400的示意图。通信信道的性质可以用信道脉冲响应向量h来描述。
通信装置400包括时域或TEQ滤波器403，其配置为基于多个滤波器系数w过滤多载波调制信号401，所述多个滤波器系数w配置为减少由所述通信信道产生的多载波调制信号的时延扩展。
此外，图4中示出的通信装置400包括确定器405，配置为基于有效信道脉冲响应向量bi确定所述多个滤波器系数w。为此，确定器405配置为通过从信道脉冲响应向量h开始，即，b0＝[h0，h1，...，hK-1，0，...，0]T，并且基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，来确定有效信道脉冲响应向量bi，其中基于调整向量di-1的第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的每次迭代调整包括第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1和调整向量di-1的逐个元素相除或相乘的运算。
在一实施例中，调整向量di-1的元素被定义为第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的多个抽头和与第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的第(i-1)次迭代的基准时间ki-1之间的平方距离。
图5示出了用于通过通信信道接收多载波调制信号401，尤其是DMT信号，的方法500的示意图，其中所述通信信道与信道脉冲响应向量h相关联。
方法500包括第一步骤501，其基于有效信道脉冲响应向量bi确定所述多个滤波器系数w，其中通过从信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，来确定所述有效信道脉冲响应向量bi，其中基于调整向量di-1的第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的每次迭代调整包括第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1和调整向量di-1的逐个元素相除或相乘运算。
此外，方法500包括第二步骤503，其基于所述多个滤波器系数w过滤所述多载波调制信号，所述多个滤波器系数w配置为减少由所述通信信道产生的多载波调制信号401的时延扩展。
装置400和方法500的进一步的实施形式、实施例和方面将在下文中参考在图1到图3的上下文中引入的符号来描述。
如将在下面进一步详细描述的，本发明的实施例有利地使用已经在图1至图3的上下文中引入的矩阵Ai的以下公式：
Ai＝HTDiH， (1)
其中Di是将在下文更详细地描述的对角矩阵。通过设置bi＝Hwi，Ai的上述公式允许获得以下关系式：
Figure GDA0001750333560000071
或者，等价地：
HT(Di-1bi-bi-1)＝0。 (3)
因此，向量Di-1bi-bi-1属于矩阵HT的零空间，并且方程(3)的解由以下等式给出：
Di-1bi-bi-1＝0。 (4)
等式(4)允许通过简单的逐个元素相除而容易地计算bi，因为Di-1是对角的。所以，利用等式(4)可以消除传统解法所需的特征向量计算和矩阵求逆。
在下文中，将简要示出矩阵Ai可以以等式(1)中定义的形式来表示。图2中所示的迭代算法200所使用的更新等式的集合与以下等式相同：
Figure GDA0001750333560000072
其中
Figure GDA0001750333560000073
表示有效通信信道bi的抽头的质心。可以看出，对于任意基准时间ki，V2(ki)是对角的。因此，通过设置：
Di＝V2(ki)， (6)
如在等式(1)中定义的那样获得Ai。
在图6和图7所示的实施例中，通信装置400的确定器405和方法500实现迭代算法，该迭代算法基本上包括以下步骤，其中i表示迭代次数：
1.初始化参数(图7的步骤701和703)。
2.使用提出的公式Di-1bi＝bi-1从bi-1计算bi(图7的步骤709)。
3.从获得的信道bi计算基准时间ki(图7的步骤707)。
4.更新参数(图7的步骤707)。
5.评估停止条件，并且如果条件满足，则停止迭代算法(图7的步骤705，711，713和715)。
如上所述，在迭代算法200中，基准时间被计算为信道的质心。在一实施例中，以不同的有利方式计算基准时间，这将在下文中参考图8和9进行描述。用于基准时间待计算的有效信道可以被表达为bi＝(bi(0)，...，bi(Lb-1))，其中Lb是其长度。具有最大能量的CP的大小的窗口L可以如下计算：
S＝(n*，n*+1，...，n*+L-1)， (7)
其中
Figure GDA0001750333560000081
从选择的窗口S，bi的基准时间ki可以被计算为S的具有最大功率的抽头，即：
Figure GDA0001750333560000082
对于作为信道缩短的目标的比循环前缀长得多的信道，质心会落在信道的最重要部分之外，因为其被抽头延迟加权。相反，所提出的方法确保在每次迭代期间，由此产生的缩短的信道总是包含信道的最强能量部分，从而可以以比现有技术的解决方案更好的方式提高信噪比。
在初始化阶段，例如，通过图6中示出的参数初始化块601或图7的步骤703，将第一次迭代的长度Lb＝M+K-1的有效通信信道设置为实际的通信信道，即，b0＝[h0，h1，...，hK-1，0，...，0]T。
对于图6中示出的确定器405的实施例的迭代模块602执行的每次迭代i≥1，例如通由图6中示出的基准时间计算块603计算优选使用图8和图9上下文中描述的解法的前面的bi-1的基准时间ki-1。基于此基准时间ki-1，例如由图6示出的块605或图7的步骤707，如下计算向量v，：
v(ki-1)＝[0，...，Lb-1]-kí-1， (10)
其中，Lb＝M+K-1。此向量v(ki-1)允许基于以下等式计算调整向量di-1：
di-1＝v(ki-1)⊙v(ki-1)， (11)
其中⊙表示逐个元素乘积，即，元素对元素依次相乘。在一实施例中，可以通过对于任意n＝0，...，Lb-1，di-1(n)＝0，设置di-1(n)＝1，来进一步修改调整向量di-1。基于此调整向量di-1，可以如下在图7的步骤709中计算新的有效信道(系数)bi：
Figure GDA0001750333560000083
其中
Figure GDA0001750333560000084
表示计算逐个元素相除，即，元素对元素依次相除。可以通过图6中示出的逐个元素相乘块609(或者替代地，逐个元素相除块)实现此计算步骤。在一实施例中，然后，将有效信道向量bi归一化为单位功率(见图7的步骤709)，即：
Figure GDA0001750333560000085
当在后来的两次迭代期间的获得的系数的变化小于预定阈值∈时，即当：
Figure GDA0001750333560000086
时，可以终止由图6示出的确定器405的实施例的迭代块602执行的迭代过程。
可以由迭代块602控制此终止策略，迭代块602可以判定是将产生向量bi反馈给下一个迭代循环，还是终止迭代过程(另见图7的步骤711和713)。
最后，根据以下等式获得滤波器系数w(见图7的步骤715)：
w＝C-1HTbi。 (15)
可以由图6中示出的级联的两个矩阵乘法块611和615实现此计算。值得一提的是，上述用于确定基准时间的优选实施例对系统的帧同步具有有益的影响。因此，采用确定基准时间的优选方法的本发明的实施例也提供了关于这方面的改进。除了性能提升之外，本发明实施例提供的同步方案的另一个优点是利用图8中TEQ训练算法提供的可用信息，从而使计算复杂度最小化。
将图6所示的通信装置400的确定器405与图3所示的传统的通信装置300进行比较，可以理解，图6所示的确定器405在迭代期间使用逐个元素相乘(或相除)分量，而实现参考文献[4]中公开的迭代算法的传统通信装置300需要至少一个矩阵求逆分量和两个矩阵乘法运算。
在一实施例中，基准时间被选为不随迭代改变，即，ki+1＝ki。因此，对于所有的迭代i，di＝d0。因此，
Figure GDA0001750333560000091
图10示出了根据该实施例的通信装置400的确定器405，其中图6所示的通信装置的参数更新块605不再是必需的。由于图10所示的确定器405的块1001，1009，1011，1013和1015基本上对应于图6所示的确定器405的块601，609，611，613和615，所以参照以上图6的描述。
在图11所示的具有确定器405的通信装置400的实施例中，所提出的解法是以正向计算方式实现的，而不需要迭代循环。在这个实施例中，附加输入参数Λ指定了针对TEQ滤波器设计的要求。例如，Λ可以是最终有效信道bi的目标信噪比或者最大期望迭代次数。基于该输入参数Λ，可以由图11中示出的确定器405的参数初始化块1101经过一次计算得到变量n，变量n作为等同迭代的数量。随后，在块1108中，向量
Figure GDA0001750333560000092
被提升到逐个元素n次幂，即n次的逐个元素乘积。由于图11所示的确定器405的块1101，1109，1111，1113和1115基本上对应于图6所示的确定器405的块601，609，611，613和615，所以参照以上图6的描述。
在一实施例中，通信装置400配置为在多载波调制信号401的SNR小于预定义SNR阈值或者循环长度，即，传输距离，短于预定义传输距离阈值的情况下，通信装置400配置为停用时域滤波器403。
相对于现有技术，本发明的实施例提供了以下优点。本发明实施例实现的算法保证了收敛性。显着提高了频谱效率。降低了计算复杂度。下面对本发明实施例提供的这些优点进行更详细地说明。
使用典型的ADSL信道评估本发明的实施例的性能，该信道使用传统信道模拟器进行模拟。根据所得的频谱效率对TEQ滤波器的性能进行评估。图12中示出了用于评估频谱效率的模拟模型。
在图12所示的通信系统100中，块108(“时间同步”)基于上述的最大能量窗口检测执行时间同步。更具体地，它在有效信道b上搜索等式(7)中给出的具有最大能量的大小为L的窗口S。然后将接收器时间设置为等式(8)中定义的n*。根据以下等式估计子载波m上的噪声和干扰功率：
Figure GDA0001750333560000093
其中，B＝FFT(b)。在此示例中，数据X已被设置为单位传输功率。SINR估计值由下式给出：
Figure GDA0001750333560000101
以b s/Hz为单位的平均频谱效率由下式给出：
Figure GDA0001750333560000102
此外，TEQ滤波器设计算法的计算复杂度根据等效实乘法和累加(“MAC”)的数量来评估。在现有技术参考文献[3]中公开的算法中，通常需要大约460次迭代来设计TEQ滤波器。此外，在许多情况下，因为TEQ滤波器系数即使在大量的迭代之后也表现出显着的变化，所以似乎很难建立收敛。TEQ滤波器的典型长度是参考文献[3]和[4]中公开的算法的112个抽头，并且是在本发明的实施例中实施的算法的600个抽头。
在本发明的实施例中实现的算法的收敛可以在数学上容易地证明。图13示出了从信噪比(SIR)和迭代的代价函数(即，在迭代算法200的上下文中定义的信道时延扩展)的模拟获得的随迭代变化的收敛情况。所述信噪比是在CP部分中捕获的信道能量和在CP外捕获的产生块间干扰和载波间干扰的能量的比值。明显地，更大的SIR对应于更好的信道。
从图13的左图可以看出，本发明的实施例允许以比迭代算法200更好的方式缩短信道时延扩展，并因此缩短信道。更重要地，图13的右图示出了本发明实施例中实施的算法比传统迭代算法200好得多地增强了信道SIR。
图14示出了作为SNR的函数的用于评估在本发明的实施例中实施的算法的频谱效率的两个图。图14左图示出了频谱效率，右图示出了不使用信道缩短时的性能增益。
在高SNR情况下，本发明实施例中实施的算法大大提高了性能，因为与参考文献[4]中公开的传统迭代算法200的40％相比，本发明实施例中性能增益达到80％。看起来，这种改进是由于本发明实施例中实施的算法充分地“挤压”了信道，从而在高SNR情况下有效抑制块间干扰的事实。在低SNR的情况下，噪声比块间干扰更重要，信道的“挤压”导致噪声增强，从而导致性能下降。
图15示出了根据作为迭代次数的函数的等效实乘法和累加(MAC)的数量来评估在本发明的实施例中实施的算法的计算复杂度的三个图。图15的左图表示作为参考文献[3]中公开的传统算法的迭代次数的函数的MAC的数量，图15的中间的图示出了作为参考文献[4]中公开的传统迭代算法200的迭代次数的函数的MAC的数量，以及图15的右图示出了作为本发明实施例中实施的算法的迭代次数的函数的MAC的数量。从图15中可以看出，与参考文献[4]中公开的传统迭代算法200和本发明实施例中实施的算法的20次迭代相比，参考文献[3]中公开的传统算法的典型收敛数是460次迭代。应注意，TEQ滤波器的典型长度相比于本发明的实施例中实施的算法的600个抽头，参考文献[3]中公开的传统算法和参考文献[4]中公开的传统迭代算法200为112个抽头。
总之，本发明的实施例相对于在参考文献[3]中公开的传统算法降低了约2/3倍的复杂度，这在关于低复杂度上是目前技术水平最好的，相对于在参考文献[4]中公开的传统迭代算法，本发明的实施例降低了约1/15倍的复杂度。这种复杂度的显着降低是由于以下事实：在每次迭代期间，参考文献[3]中公开的传统算法需要四次FFT计算，其中每一次都需要NFFT log(NFFT)次计算。在参考文献[4]中公开的传统迭代算法需要对矩阵Ai-1进行求逆，这需要
Figure GDA0001750333560000103
次的计算。相比之下，在本发明实施例中实施的算法仅在每次迭代期间使用逐个元素运算，以及在最后一步中进行一次矩阵求逆。此外，因为H本身是托普利兹矩阵，所以在本发明实施例中实施的算法中必须求逆的矩阵C＝HTH是M×M托普利兹矩阵。因此，仅对矩阵C求逆需要3M2次的MAC而不是
Figure GDA0001750333560000111
次。
虽然本公开的特定特征或方面可能已经相对于若干实施方式或实施例中的仅一个被公开，但是这样的特征或方面可以根据需要与其他实施方式或实施例的一个或多个其他特征或方面组合并且对于任何给定的或特定的应用是有利的。此外，就详细描述或权利要求中使用的术语“包括”、“有”、“具有”或其他变体而言，这些术语旨在包括在以类似于术语“包含”的方式是包含的。而且，术语“示例性的”、“例如”和“举例来说”仅仅是作为示例，而不是最好的或最佳的。可以使用术语“耦合”和“连接”以及派生词。应理解，这些术语可以用于指示两个元件彼此协作或相互作用，而不管它们是直接物理接触还是电学接触，还是彼此不直接接触。
尽管在此已经示出和描述了具体方面，但是本领域普通技术人员应理解，在不脱离本发明的范围的情况下，对于所示出和描述的具体方面，各种替代和/或等同的实现方式可被替代。本申请旨在涵盖在此讨论的具体方面的任何修改或变化。
尽管以下权利要求中的元素以具有相应标签的特定顺序列举，除非权利要求列举另外暗示用于实施这些元素中的一些或全部的特定顺序，否则这些元素不一定旨在被限制为以该特定顺序实施。
根据上述教导，许多替代、修改和变化对于本领域技术人员而言将是显而易见的。当然，本领域技术人员容易认识到，除了本文所描述的那些以外，还有许多本发明的应用。虽然本发明具有已经参照一个或多个特定实施例进行了描述，但是本领域技术人员认识到，在不脱离本发明的范围的情况下可以对其做出许多改变。因此，应理解，在所附权利要求及其等效物的范围内，本发明可以以与本文具体描述不同的方式来实施。

Claims (12)

1.一种通信装置(400)，用于通过通信信道接收多载波调制信号(401)，所述通信信道与信道脉冲响应向量h相关联，所述通信装置(400)包括：
时域滤波器(403)，其配置为基于多个滤波器系数w过滤所述多载波调制信号(401)，所述多个滤波器系数w配置为减少由所述通信信道产生的所述多载波调制信号的时延扩展；和
确定器(405)，配置为基于第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi确定所述多个滤波器系数w，其中所述确定器(405)配置为通过从所述信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，来确定所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi，其中基于所述调整向量di-1的第(i-1)次迭代的所述有效信道脉冲响应向量bi-1的每次迭代调整包括所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1与所述调整向量di-1的逐个元素相除或相乘的运算；
其中所述调整向量di-1的元素定义为所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的多个抽头与所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的第(i-1)次迭代的基准时间ki-1之间的平方距离；
其中所述确定器(405)配置为通过从覆盖所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的多个抽头的窗口S中选择抽头来确定与所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的所述基准时间ki-1，其中所述窗口S具有多载波调制信号(401)的循环前缀的大小L，且对于所述窗口S由所述窗口S覆盖的抽头的功率和最大。
2.根据权利要求1所述的通信装置(400)，其中所述确定器(405)配置为基于以下等式确定所述第(i-1)次迭代的调整向量di-1：
di-1＝v(ki-1)⊙v(ki-1)，
其中⊙表示逐个元素乘积，ki-1表示与第(i-1)次迭代的所述有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的基准时间，并且v(ki-1)表示由以下等式定义的向量：
v(ki-1)＝[0，…，Lb-1]T-ki-1，
Lb＝M+K-1，其中M表示所述滤波器系数w的数量，K表示所述信道脉冲响应向量h的大小。
3.根据权利要求2所述的通信装置(400)，其中所述确定器(405)配置为通过对于任意n＝0，…，Lb-1，di-1(n)＝0，设置di-1(n)＝1，修改所述第(i-1)次迭代的调整向量di-1。
4.根据权利要求1至3任一项所述的通信装置(400)，其中所述确定器(405)配置为将与所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的所述基准时间ki-1确定为所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的所述多个抽头的质心。
5.根据权利要求1所述的通信装置(400)，其中所述确定器(405)配置为通过从由所述窗口S覆盖的具有最大功率的抽头的所述窗口S中选择抽头，确定与所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的所述基准时间ki-1。
6.根据权利要求1至3任一项所述的通信装置(400)，其中所述确定器(405)配置为基于以下等式，通过从信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，确定所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi：
Figure FDA0002278514730000021
其中
Figure FDA0002278514730000022
表示计算所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1与所述调整向量di-1的逐个元素相除，并且其中第一次迭代的长度Lb的有效信道脉冲响应向量b0被初始化为所述信道脉冲响应向量h，即b0＝[hT，0，...，0]T。
7.根据权利要求1至3任一项所述的通信装置(400)，其中所述调整向量di-1被选择为不随迭代改变，并且所述确定器(405)配置为基于以下等式，通过从所述信道脉冲响应向量h开始，并基于所述调整向量di-1＝d0迭代调整所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，确定所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi：
Figure FDA0002278514730000023
其中
Figure FDA0002278514730000024
表示所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1与调整向量d0的逐个元素相除，并且其中第一次迭代的有效信道脉冲响应向量b0等于信道脉冲响应向量h。
8.根据权利要求1至3任一项所述的通信装置(400)，其中所述确定器(405)配置为基于以下等式，通过从所述信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量d0使用调整第一次迭代的有效信道脉冲响应向量b0的单次迭代，确定所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi：
Figure FDA0002278514730000025
其中
Figure FDA0002278514730000026
表示所述第一次迭代的有效信道脉冲响应向量b0与所述调整向量
Figure FDA0002278514730000027
的逐个元素相除，所述调整向量
Figure FDA0002278514730000028
是所述调整向量d0的逐个元素i次幂，并且其中所述第一次迭代的有效信道脉冲响应向量b0等于所述信道脉冲响应向量h。
9.根据权利要求1至3任一项所述的通信装置(400)，其中所述确定器(405)配置为基于以下等式，基于所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi，确定所述多个滤波器系数w：
w＝C-1HTbi，
其中C-1表示矩阵C的求逆，所述矩阵C定义为C＝HTH，HT表示所述矩阵H的转置矩阵，其中H表示大小为(M+K-1)×M的托普利兹矩阵，其中第一列为[h0，h1，…，hK-1，0，…，0]T，第一行为[h0，0，…，0]，其中M表示所述多个滤波器系数w的数量，并且K表示所述信道脉冲响应向量h＝[h0，h1，…，hK-1]T的大小。
10.根据权利要求1至3任一项所述的通信装置(400)，其中所述确定器(405)配置为通过基于所述调整向量di-1迭代调整所述信道脉冲响应向量h来确定所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi，只要所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi和所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1之间的变化测量大于或等于变化测量阈值。
11.根据权利要求1至3任一项所述的通信装置(400)，其中所述通信装置(400)配置为在所述多载波调制信号(401)的SNR小于预定义SNR阈值或传输距离短于传输距离阈值情况下，停用所述时域滤波器(403)。
12.一种用于通过通信信道接收多载波调制信号(401)的方法(500)，所述通信信道与信道脉冲响应向量h相关联，所述方法(500)包括：
基于第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi确定多个滤波器系数w，其中通过从所述信道脉冲响应向量h开始，并基于调整向量di-1迭代调整第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1，来确定所述第i次迭代的有效信道脉冲响应向量bi，其中基于所述调整向量di-1的第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的每次迭代调整包括所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1与所述调整向量di-1的逐个元素相除或相乘的运算；以及
基于所述多个滤波器系数w过滤所述多载波调制信号(401)，所述多个滤波器系数w配置为减少由所述通信信道产生的多载波调制信号的时延扩展；
其中所述调整向量di-1的元素定义为所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的多个抽头与所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的第(i-1)次迭代的基准时间ki-1之间的平方距离；并且
其中通过从覆盖所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1的多个抽头的窗口S中选择抽头来确定与所述第(i-1)次迭代的有效信道脉冲响应向量bi-1相关联的所述基准时间ki-1，其中所述窗口S具有多载波调制信号(401)的循环前缀的大小L，且对于所述窗口S由所述窗口S覆盖的抽头的功率和最大。
CN201680080736.1A 2016-02-03 2016-02-03 用于接收多载波调制信号的通信装置和方法 Expired - Fee Related CN108605022B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/EP2016/052314 WO2017133768A1 (en) 2016-02-03 2016-02-03 A communication apparatus and method for receiving a multicarrier modulation signal

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108605022A CN108605022A (zh) 2018-09-28
CN108605022B true CN108605022B (zh) 2020-04-21

Family

ID=55299480

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680080736.1A Expired - Fee Related CN108605022B (zh) 2016-02-03 2016-02-03 用于接收多载波调制信号的通信装置和方法

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN108605022B (zh)
WO (1) WO2017133768A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111490954B (zh) * 2020-04-03 2021-08-10 武汉大学 信道脉冲响应的重要时延抽头选择方法及系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103338168A (zh) * 2013-05-28 2013-10-02 哈尔滨工业大学 基于加权分数傅立叶变换的双弥散信道下的迭代时域最小均方误差均衡方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7058147B2 (en) * 2001-02-28 2006-06-06 At&T Corp. Efficient reduced complexity windowed optimal time domain equalizer for discrete multitone-based DSL modems

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103338168A (zh) * 2013-05-28 2013-10-02 哈尔滨工业大学 基于加权分数傅立叶变换的双弥散信道下的迭代时域最小均方误差均衡方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Minimum Delay Spread TEQ Design in Multicarrier Systems;Roberto López-Valcarce;《IEEE SIGNAL PROCESSING LETTERS》;20040831;第11卷(第8期);摘要，正文第二部分 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN108605022A (zh) 2018-09-28
WO2017133768A1 (en) 2017-08-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US20040005010A1 (en) Channel estimator and equalizer for OFDM systems
WO2008062950A1 (en) Apparatus and method for acquiring initial coefficient of decision feedback equalizer using fast fourier transform
JP4147193B2 (ja) マルチキャリヤ拡散スペクトル信号の受信
JP2008530906A (ja) 過去、現在及び／又は将来の自己相関マトリクスの予測値に基づいてブロック等化を実行する無線通信装置及び関連する方法
EP2928140A1 (en) Method and a device for cancelling a narrow band interference in a single carrier signal
WO2008032849A1 (en) Wireless communication apparatus
EP2140561A1 (en) A method and an apparatus for estimating a delay spread of a multipath channel
EP2615784B1 (en) A method of equalizing an OFDM signal
WO2007086364A1 (ja) 伝送路推定装置および等化装置並びに無線システム
CN112350965A (zh) 无线光通信系统中一种自适应最小二乘信道估计方法及接收机
Oyerinde et al. Subspace tracking-based decision directed CIR estimator and adaptive CIR prediction
CN108605022B (zh) 用于接收多载波调制信号的通信装置和方法
EP2360882B1 (en) Process for suppressing intercarrier interference in a OFDM receiver
CN114697178A (zh) 导频位置信道的估计方法、装置、存储介质及电子设备
CN105516044B (zh) 一种基于差分进化算法的ofdm系统峰均比抑制方法
CN112995073B (zh) 一种信道估计方法、装置、设备及存储介质
EP2840745B1 (en) Method and apparatus for channel estimation using an adaptive windowing approach
KR100599198B1 (ko) 직교주파수 분할 다중화에서의 등화 시스템 및 그 방법
CN108781193B (zh) 用于生成具有可调节长度、正交性和局部化性质的脉冲波形的方法
Doukopoulos et al. Adaptive algorithms for blind channel estimation in OFDM systems
CN117280661A (zh) 使用离散长球序列的投影信号
Yang et al. Low-complexity channel estimator based on windowed DFT and scalar Wiener filter for OFDM system
Sudheesh et al. Cyclic prefix assisted sparse channel estimation for OFDM systems
Sitjongsataporn et al. Low Complexity Variable Leaky Normalised Orthogonal Gradient Adaptive Algorithm
Stanković et al. OFDM LOW COMPLEXITY CHANNEL ESTIMATION USING TIME-FREQUENCY ADJUSTABLE WINDOW FUNCTIONS

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20200421

Termination date: 20210203