CN108494198A - 一种单绕组无轴承开关磁阻电机及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种两自由度的12/8混合转子结构的无轴承开关磁阻电机的控制方法。所述电机由凸极定子，圆柱转子，凸极转子，绕组，转轴组成；相对于传统的无轴承开关磁阻电机，所述电机可实现360°全位置角悬浮；圆柱转子的引入，使其悬浮力出力更大；突破了传统无轴承开关磁阻电机出力区间的限制，控制方法更加简单、灵活，应用的场合更加广泛；电机结构简单、成本低，易于设计及加工制造，实用性强；采用单绕组结构，各相绕组单独可控，具有较强的容错能力，加强了系统的可靠性；采用单，双绕组的等效控制算法，简化电机数学模型，拓宽了控制方法的适用对象。

Description

一种单绕组无轴承开关磁阻电机及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种两自由度的复合转子结构无轴承开关磁阻电机的控制方法，属于电机领 域内的无轴承开关磁阻电机控制方法的创新。

背景技术

无轴承开关磁阻电机具有结构简单，坚固，成本低，工作可靠，无润滑，长寿命等特点，在航空高速、超高速起动发电机，飞轮储能，人体血泵等领域有独特优势。

然而，由于运行机理限制，使得传统无轴承开关磁阻电机无法实现360°全位置角悬浮； 当绕组电流一定时，悬浮力出力大小与定转子齿重叠面积有关，重叠面积越小，则定转子间 气隙内磁通量越小，能提供的悬浮力越小，在定、转子齿完全不重合位置，则无法提供径向 力；在径向力要求较大的场合，为使电机稳定悬浮，只能提升工作相绕组电流以满足出力需 求，实际情况电流不能无限增大，且绕组电流增加必将导致其功率变换器成本的提升。

其次，电机转速越高，绕组所产生的运动电动势越大，则绕组电流上升速度越慢，励磁 开始阶段，电流无法快速达到给定值，从而无法提供所需的悬浮力和转矩；同时，在换相阶 段，一相绕组结束励磁，另一相绕组开始励磁，悬浮力与转矩波动较大，电机运行不稳定。

发明内容

为解决上述问题，本发明研究了一种两自由度的12-8混合转子结构的无轴承开关磁阻 电机及其控制方法。

本发明实现上述第一个目的的技术解决方案为：一种单绕组无轴承开关磁阻电机，其特 征在于：由凸极定子、圆柱转子、凸极转子、绕组、转轴组成；其中所述凸极定子的齿数 12、凸极转子的齿数8并两相齿齿对向组合，所述绕组绕设于凸极定子的齿上，凸极转子和 圆柱转子套接于转轴构成混合转子。

进一步地，混合转子中所述圆柱转子与凸极转子轴向并列排布固定于同一根转轴上，并 安置在凸极定子内；圆柱转子外径与凸极转子外径相同；所述凸极定子的轴向长度为圆柱转 子、凸极转子的轴向长度之和。

进一步地，所述凸极定子的每个齿上均绕有设有一个绕组，各个绕组的电压、电流单独 受控；其中每相隔90°的两个绕组的绕线方向相反、通入电流方向相同，四个绕组形成的磁 场呈NSNS分布且构成电机的一相绕组，全部绕组分为三组并形成在空间上相差30°的三相 绕组，一相受控绕组中，四个绕组对称或不对称励磁。

进一步地，所述凸极定子、圆柱转子、凸极转子均由硅钢片叠压而成。

本发明实现上述第二个目的的技术解决方案为：一种单绕组无轴承开关磁阻电机的控制 方法，其特征在于：通过等效双绕组无轴承开关磁阻电机的控制实现，其中双绕组包括主绕 组和偏置绕组；包括步骤：

S1、设定等效变换的两台电机的绕组匝数对应关系；

S2、根据等效双绕组结构电机的数学模型，计算所述双绕组结构电机的主、偏置绕组电流；

S3、根据电流等效算法，由等效双绕组结构电机的主、偏置绕组电流计算等效单绕组电机相 应相的绕组电流；

S4、电流斩波控制单绕组每相四个绕组电流，使其实际电流跟随步骤S3计算的给定值。

进一步地，步骤S2进一步包括：

步骤A，获取电机的角速度，位置角信号及主绕组参考电流；

步骤A-1，霍尔传感器实时捕获的高低电平信号，经过特定算法，计算出电机的实时角速度 ω与转子位置角θ；

步骤A-2，转子角速度ω与给定角速度ω^*做差，得到转速的偏差量Δω，经过比例积分调节器 得到双绕组结构混合转子无轴承开关磁阻电机的主绕组参考电流i_m ^*；

步骤B，计算所需悬浮力大小；

步骤B-1，获取X₁轴Y₁轴方向上的径向位移量α、β；电机放置于水平面上，使相隔180°的 两定子齿中心轴线平行于水平面，定义此中心轴线为X₁轴，定子几何中点为O点，过O点 做X₁轴垂线，定义此垂轴为Y₁轴，X₁轴与Y₁轴上的四个定子齿构成电机A相；定义 X₁OY₁为A相的基准坐标系，将X₁OY₁坐标系逆时针旋转30°与60°得到B相、C相的基准 坐标系X₂OY₂与X₃OY₃；分别检测X₁轴，Y₁轴方向上的转子位移量α、β；

步骤B-2，实时检测位移量α、β与参考位移量α^*、β^*做差值，得到偏差位移量Δα、Δβ；

步骤B-3，所述偏差位移量Δα、Δβ经过比例、积分、微分调节器得到X₁轴，Y₁轴方向上的 径向力参考量F_α ^*、F_β ^*；

步骤C，三相悬浮力分配计算，所述径向力参考量F_α ^*、F_β ^*为参考坐标系X₁轴，Y₁轴方向 上的悬浮力，电机运行时由三相轮流提供悬浮力，需将径向力参考量F_α ^*、F_β ^*需归算到A，B，C三相上；

步骤C-1，电机A、B、C三相绕组在空间上相差30°，且每一相四个绕组在空间上相差90°，计算出A，B，C三相每一相在各自基准坐标系的两轴方向上所需的径向力F_Aα ^*、 F_Aβ ^*，F_Bα ^*、F_Bβ ^*，F_Cα ^*、F_Cβ ^*，并作为每一相所需提供径向力的基准值；

步骤D，主绕组，偏置绕组电流计算；

步骤D-1，已知某一相主绕组电流i_m以及各自基准坐标轴X、Y轴方向上的悬浮力F_Xα ^*、 F_Xβ ^*和位置角θ，根据公式计算悬浮绕组电流i_sX1 ^*，i_sX2 ^*，其中X指代A、B、C三相中的任意一相；

步骤D-2，判断位置角θ的区间，确定工作相，对主绕组、偏置绕组电流参考值进行给定。

进一步地，步骤S3进一步包括：

E-1，设定等效控制的两台电机的绕组匝数关系，令双绕组混合转子无轴承开关磁阻电机的 主绕组匝数N_m，偏置绕组匝数N_s与单绕组混合转子无轴承开关磁阻电机匝数N_b相等；

E-2，根据等效双绕组结构电机的数学模型，计算双绕组结构电机的主、偏置绕组电流；

E-3，根据电流等效算法，由等效双绕组电机的主、偏置绕组电流计算等效单绕组电机每相 的绕组电流i_X1～i_X4，并以此为实际电流的给定值；

E-4，电流斩波控制单绕组每相四个绕组电流，使实际电流跟随步骤E-3计算的给定值。

进一步地，步骤S4进一步包括：

步骤F，绕组电流的实时斩波控制；

步骤F-1，电流传感器采样工作相的各个定子绕组的电流，经过调理电路传入控制器，还原 出实际电流的大小；

步骤F-2，电流传感器检测到的绕组电流值i_X1～i_X4与步骤E-3计算出的给定电流基准值 i_X1 ^*～i_X4 ^*进行比较，如果实际电流值大于基准电流值，控制器输出低电平驱动信号，关断绕 组电压，电流迅速下降；反之，则输出高电平驱动信号，使相应的开关管开通，母线电压加 在绕组两端，电流缓慢上升；通过电流滞环控制，使电流稳定在给定电流附近，产生所需的 转矩与悬浮力；

步骤G，转矩调节；

步骤G-1，开通角θ_on，关断角θ_off固定，实时角速度ω与给定角速度ω^*比较，得出角速度 偏差值Δω^*；

步骤G-2，角速度偏差信号Δω^*经过PI调节器运算，实时给定新的主绕组参考电流值 i_m ^*，根据步骤S2，再实时计算每相四个绕组的电流参考值，实际电流通过电流斩波控制跟 随给定电流，调节转矩。

应用本发明该单绕组无轴承开关磁阻电机及其控制方法，较之于传统12/8无轴承开关 磁阻电机，其具备突出的实质性特点和显著的进步性：该单绕组无轴承开关磁阻电机具有 360°全位置角悬浮能力，同等条件下悬浮力出力大等特点；同时突破了出力区间的限制，电 机控制更加简单、灵活，应用的场合更加广泛。通过一种单相、双相轮流工作，对称不对称 混合励磁的控制方法，实现了励磁开始阶段电流上升更快，换相阶段转矩与悬浮力平稳过 度。

附图说明

图1为实例中所述控制方法的三相电流波形图；

图2为实例中所述控制方法的流程图；

图3为实例中所示单、双绕组等效电流计算流程图；

图4为实例中所述电机的剖视图；

图5为实例中所述电机的A相绕组示意图；

附图标记说明：1是单绕组电机的绕组，2是凸极转子，3是圆柱转子，4是凸极定子，5是转轴，6、7、8分别是坐标系x轴、y轴、z轴的正方向，9、11、13、15分别是电机A 相绕组的流出电流i_A1-、i_A2-、i_A3-、i_A4-，10、12、14、16分别是电机A相绕组的流入电流 i_A1+、i_A2+、i_A3+、i_A4+，17、18、19、20分别是A相四个绕组电流i_A1、i_A2、i_A3、i_A4的波 形，21、22、23分别是A相、B相、C相的电感曲线，α、α^*分别为X₁轴方向上的位移量 与位移参考量，β、β^*分别为Y₁轴方向上的位移量与位移参考量，F_α ^*、F_β ^*分别为X₁轴、Y₁轴方向上的径向力参考量；X₁OY₁为以A相建立的基准坐标系，将X₁OY₁坐标系逆时针旋 转30°与60°得到B相、C相的基准坐标系X₂OY₂与X₃OY₃，F_Aα ^*、F_Aβ ^*、F_Bα ^*、F_Bβ ^*、 F_Cα ^*、F_Cβ ^*分别是A相、B相、C相在各自的X轴Y轴方向上的径向力分量，i_m ^*为双绕组电 机的主绕组电流，i_sX1 ^*与i_sX2 ^*为A、B、C三相中任意一相的两个偏置绕组电流，X代表A、 B、C三相中任意一相，i_X1 ^*至i_X4 ^*代表单绕组电极A、B、C三相中任意一相的四个绕组电流 基准值，i_X1值i_X4代表A、B、C三相中任意一相的四个绕组电流实际值，ω、ω^*代表转子实 际转速与参考转速，θ_A、θ_B、θ_C为A、B、C三相的位置角。

具体实施方案

以下结合图1至图5所示，对本发明该单绕组混合转子无轴承开关磁阻电机的结构及控 制方法进行详细说明；

单绕组无轴承开关磁阻电机，由凸极定子4、圆柱转子3、凸极转子2、绕组1、转轴5组成；其中凸极定子的齿数12、凸极转子的齿数8，采用功率密度更高的12、8齿组合两相 齿齿对向，上述绕组绕设于凸极定子的齿上，凸极转子和圆柱转子套接于转轴构成混合转子。

电机的圆柱转子与凸极转子轴向并列排布，固定于同一根转轴上，形成电机的转子，并 安置在凸极定子(以下简称定子)内。定子，圆柱转子，凸极转子均由硅钢片叠压而成，圆 柱转子半径与凸极转子半径相同，在电机转轴上呈左右分布，圆柱转子，凸极转子各自的轴 向长度根据转矩与悬浮力的要求优化设计，两部分转子紧密贴合在一起，形成一体的混合转 子，定子的轴向长度为圆柱、凸极转子轴向长度之和。

电机的12个定子齿上均绕有一套绕组，共12个绕组，每个绕组的电压、电流可单独控 制，每相隔90°的两个绕组的绕线方向相反，通入电流方向相同，4个绕组形成的磁场呈NSNS分布，每相隔90°的4个定子绕组形成电机的一相绕组，12个绕组最终形成依次在空 间上相差30°的A、B、C三相绕组，每控制一相时，同时控制一相四个绕组对称或不对称 励磁，为电机工作提供转矩和悬浮力。

根据无轴承开关磁阻电机运行状态的分析不难得到：电机运行时，对某相的四个绕组通 电励磁，如果同时控制四个绕组电流使其大小相等(电流斩波控制)，则励磁相四个定、转 子齿间的磁通密度和磁场强度相等，任意相隔180°的两定子齿产生的磁拉力的大小相等，方 向相反，其径向分力相互抵消，无任意方向的径向力产生，只有切向分力为电机提供转矩， 使电机旋转。此种绕组励磁方式称为对称励磁，仅提供转矩。而对某相的四个绕组通电励 磁，如果同时控制四个绕组电流使其大小不相等(电流斩波控制)，则励磁相四个定子齿对 应的气隙内产生的磁通密度和磁场强度均不相等，任意相隔180°的定子齿产生的两个磁拉力 的大小不相等，方向相反，其径向分力不等，产生某方向上的合力，形成电机的一个径向力 矢量，四个相隔90°的绕组将产生互相垂直的两个径向力矢量，从而可合成360°方向上的任 意一个力。切向分力仍然为电机提供转矩，使电机旋转。此种绕组励磁方式称为不对称励 磁，既可产生转矩又可产生悬浮力。

无轴承开关磁阻电机的工作机理遵循磁阻最小原理，即磁通总是沿磁阻最小(磁导最 大)的路径闭合。当定、转子齿中心线不重合、磁导不为最大时，磁场就会产生磁拉力，形 成磁阻转矩，使转子转到磁导最大的位置。当向电机定子各相绕组中依次通入电流时，电机 转子将一步一步地向一定方向转动。如果改变电机定子各相的通电次序，电机将改变转向， 但相电流极性的改变不会影响转子的转向。只需使每相四个定转子齿间产生不相等的磁通密 度，便可实现所述电机的悬浮与旋转。

根据磁悬浮电机运行机理，电机既可以设计成双绕组结构(每个定子齿上绕有两套集中 绕组)，也可设计为单绕组结构(每个定子齿上仅有一套集中绕组)。对于单绕组结构，只 需根据控制算法单独控制使每相四个绕组电流的大小不同，便在定转子间产生不相等的磁通 密度，实现所述电机的悬浮与旋转；对于双绕组结构，每个定子齿上绕有两套集中绕组，称 之为主绕组和偏置绕组，每相四个主绕组串联，空间上相隔180°的两偏置绕组串联，励磁之 后，偏置绕组产生与主绕组同向或的方向的磁场，从而在定转子间产生不相等的磁通密度， 实现电机的悬浮与旋转。

与传统的无轴承开关磁阻电机的双绕组结构不同，本发明电机采用单绕组结构，相比于 双绕组结构，每一个定子齿上面减少一套绕组，减少了导线的用量，降低了电机的成本，简 化了电机的本体设计。

根据电机运行机理，单绕组与双绕组结构电机并无本质差别，对于仅绕组结构不同的两 台所述电机，完全可以通过双绕组结构电机的数学模型，等效控制单绕组结构电机，从而在 不必准确推导其数学模型的前提下便可实现对电机的精确控制，且传统的适用于双绕组结构 的控制算法，也可通过等效控制，在相似的单绕组结构电机上实现，等效机理及控制方法如 下：

若两台所述电机仅绕组结构不同，即一台为单绕组、另一台为双绕组结构，只需控制两 台电机的绕组电流，使一台电机定转子间磁通密度与另一台相应位置的磁通密度对应相等， 两电机便会产生相同的转矩与悬浮力。因此，对任意一台所述单绕组结构电机的控制，均可 等效为对相似的双绕组结构电机的控制。

由此得到本发明单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法，其步骤概述为S1、设定等效变换 的两台电机的绕组匝数对应关系；S2、根据等效双绕组结构电机的数学模型，计算所述双绕 组结构电机的主、偏置绕组电流；S3、根据电流等效算法，由等效双绕组结构电机的主、偏 置绕组电流计算等效单绕组电机相应相的绕组电流；S4、电流斩波控制单绕组每相四个绕组 电流，使其实际电流跟随步骤S3计算的给定值。

根据以上分析能得出如下控制方法，以下按步骤依次说明。

步骤A，获得电机的角速度，位置角信号及参考电流；

步骤A-1，霍尔传感器实时捕获的高低电平信号，经过特定算法，计算出电机的实时角 速度ω与转子位置角θ；

步骤A-2，转子角速度ω与给定角速度ω^*做差，得到转速的偏差量Δω，经过比例积分调 节器得到所述双绕组结构混合转子无轴承开关磁阻电机的主绕组参考电流i_m ^*。

步骤B，计算所需悬浮力大小；

步骤B-1，获取X₁轴Y₁轴方向上的径向位移量α、β；电机放置于水平面上，使相隔180°的两定子齿中心轴线平行于水平面，定义此中心轴线为X₁轴，定子几何中点为O点， 过O点做X₁轴垂线，定义此垂轴为Y₁轴，X₁轴与Y₁轴上的四个定子齿构成电机A相；定 义X₁OY₁为A相的坐标系，将X₁OY₁坐标系逆时针旋转30°与60°得到B相、C相的坐标系 X₂OY₂与X₃OY₃；分别检测X₁轴，Y₁轴方向上的转子位移量α、β；

步骤B-2，实时检测位移量α、β与参考位移量α^*、β^*做差值，得到偏差位移量Δα、 Δβ；

步骤B-3，所述偏差位移量Δα、Δβ经过比例、积分、微分调节器得到X₁轴，Y₁轴方向上的径向力参考量F_α ^*、F_β ^*，即实际所需径向力。

步骤C，三相悬浮力分配计算；

所述径向力参考量F_α ^*、F_β ^*为参考坐标系X₁轴，Y₁轴方向上的悬浮力，电机运行时由三相轮流提供悬浮力，因此需将径向力参考量F_α ^*、F_β ^*归算到A，B，C三相上，即每一相 在每一个位置角上所需提供的悬浮力；

步骤C-1，所述电机A、B、C三相绕组在空间上相差30°，且每一相四个绕组在空间上相差90°，根据此角度关系以及涡流传感器安装位置，计算出A，B，C三相每一相在各自 基准坐标系X、Y轴方向上所需的径向力F_Aα ^*、F_Aβ ^*，F_Bα ^*、F_Bβ ^*，F_Cα ^*、F_Cβ ^*，并以此作为 每一相所需提供径向力的基准值。

步骤D，主绕组，偏置绕组电流计算；

步骤D-1，主绕组电流i_m ^*已由比例积分运算得出，每一相X、Y方向上的悬浮力F_Aα ^*、F_Aβ ^*，F_Bα ^*、F_Bβ ^*，F_Cα ^*、F_Cβ ^*也经由比例、积分、微分调节器实时调节得出。根据公式与得出偏置绕组电流i_sX1 ^*，i_sX2 ^*，式中，F_Xα ^*，F_Xβ ^*为A、B、C三 相中的某一相在其基准坐标系X轴、Y轴方向上所需的径向力的基准值。

F_Xα＝K_f(θ)i_mi_sX1 (1)

F_Xβ＝K_f(θ)i_mi_sX2 (2)

T_α＝J_t(θ)(2N_m ²i_m ²+N_b ²i_sX1 ²+N_b ²i_sX2 ²) (3)

其中K_f(θ)为悬浮力系数，J_t(θ)为转矩系数，具体表达式如下：

电感上升区域θ∈(0°,22.5°)，转矩系数为

电感下降区域θ∈(-22.5°，0°)，转矩系数为

其中X表式A，B，C三相中的任意一相，N_m为等效双绕组电机的主绕组线圈匝数， N_b为等效双绕组电机的偏置绕组线圈匝数，μ₀为真空磁导率，μ₀＝4μ×10^-7N·A^-2，h 为凸极转子的轴向长度，r为转子半径，θ是位置角(定子凹槽中线与转子凸极中线对齐位 置定义为0°)，l₀为定转子齿间气隙的平均长度，c为固定常数1.49，h_R为圆柱转子轴向长 度。以上参数只有位置角随电机旋转实时变化，其它参数在电机设计完成之后均为固定常 数。

已知某一相主绕组电流i_m以及各自X、Y轴方向上的悬浮力F_Xα ^*、F_Xβ ^*和位置角θ，根据式(1)和式(2)，计算得出偏置绕组电流i_sX1 ^*，i_sX2 ^*。

步骤D-2，判别位置角θ的区间，确定工作相，对主绕组，偏置绕组电流参考值进行给 定；

当某相位置角θ_X∈(-22.5°,0°)，此相不工作，其主绕组电流i_m ^*，偏置绕组电流i_S1 ^*， i_S2 ^*参考值设为0；

当某相位置角θ_X∈(0°，15°)，此相不对称励磁，既提供悬浮力又提供转矩，其主绕组电 流为i_m ^*，偏置绕组电流给定值为

当某相位置角θ_X∈(15°，22.5°)，此相对称励磁，只提供转矩，其主绕组电流为i_m ^*，偏 置绕组给定值为0。

步骤E，单/双绕组等效变换；

步骤E-1，令双绕组混合转子无轴承开关磁阻电机的主绕组匝数N_m，偏置绕组匝数N_b与单绕组混合转子无轴承开关磁阻电机匝数N_s相等，即

N_m＝N_s＝N_b (9)

则得到单绕组混合转子无轴承开关磁阻电机在产生相同的转矩与悬浮力时每一相各个绕 组所需的电流

i_X1 ^*＝i_m ^*+i_sX1 ^* (10)

i_X2 ^*＝i_m ^*+i_sX2 ^* (11)

i_X3 ^*＝i_m ^*-i_sX1 ^* (12)

i_X4 ^*＝i_m ^*-i_sX2 ^* (13)

步骤F，绕组电流的实时斩波控制；

步骤F-1，电流传感器采样工作相的各个定子绕组的电流，经过调理电路传入控制器， 经过运算，还原出实际电流的大小；

步骤F-2，电流传感器检测到的绕组电流值i_X1～i_X4与步骤E-3计算出的给定电流基准值 i_X1 ^*～i_X4 ^*进行比较，如果实际电流值大于基准电流值，控制器输出低电平驱动信号，关断绕 组电压，电流迅速下降；反之，则输出高电平驱动信号，使相应的开关管开通，母线电压加 在绕组两端，电流缓慢上升；通过电流滞环控制，使电流稳定在给定电流附近，产生所需的 转矩与悬浮力。

步骤G，转矩、悬浮力调节；

步骤G-1，开通角θ_on，关断角θ_off固定，实时角速度ω与给定角速度ω^*比较，得出角速度偏差值Δω^*；

步骤G-2，角速度偏差信号Δω^*经过PI调节器运算，实时给定新的主绕组参考电流值 i_m ^*，根据步骤C～D，再实时计算每相四个绕组单独的电流参考值，实际电流通过电流斩波 控制跟随给定电流，从而调节转矩。

单、双绕的等效控制方法中，单绕组结构电机与双绕组结构电机的绕组匝数关系可以灵 活选取，根据不同的优化目的可以有不同的对应关系，其基本原理应遵循磁通等效原理，即

N_bi_X1 ^*＝N_mi_m ^*+N_si_sX1 ^* (14)

N_bi_X2 ^*＝N_mi_m ^*+N_si_sX2 ^* (15)

N_bi_X1 ^*＝N_mi_m ^*-N_si_sX1 ^* (16)

N_bi_X2 ^*＝N_mi_m ^*-N_si_sX2 ^* (17)

其中i_X1～i_X4为单绕组结构电机中某一相的主绕组电流，X代表A，B，C中的任意一相，N_s为单绕组结构电机的绕组匝数，N_m为双绕组结构电机的主绕组匝数，i_m ^*为主绕组电流，N_b为双绕组绕组结构电机的偏置绕组匝数，i_sX1、i_sX2为偏置绕组电流。

基于简化控制算法的目的，现已有一台所述单绕组结构电机，存在另一台双绕组结构电 极，其主绕组匝数N_m，偏置绕组匝数N_b与单绕组结构电极的绕组匝数Ns相等，即

N_m＝N_s＝N_b (18)

则只需控制单绕组结构电机的绕组电流与双绕组结构电机的电流矢量和相等(如式 (10)～(13)所示)，即可实现单、双绕组电机的等效控制。

综上关于本发明技术方案概述和实施例的详细描述可见，该单绕组无轴承开关磁阻电机 具有360°全位置角悬浮能力，同等条件下悬浮力出力大等特点；同时突破了出力区间的限 制，电机控制更加简单、灵活，应用的场合更加广泛。通过一种单相、双相轮流工作，对称 不对称混合励磁的控制方法，实现了励磁开始阶段电流上升更快，换相阶段转矩与悬浮力平 稳过度。

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不局限于上述特定实施方式， 本领域技术人员可以在权利要求的范围内进行修改或者等同变换，均应包含在本发明的保护 范围之内。

Claims (8)

1.一种单绕组无轴承开关磁阻电机，其特征在于：由凸极定子、圆柱转子、凸极转子、绕组、转轴组成；其中所述凸极定子的齿数12、凸极转子的齿数8并两相齿齿对向组合，所述绕组绕设于凸极定子的齿上，凸极转子和圆柱转子套接于转轴构成混合转子。

2.根据权利要求1所述单绕组无轴承开关磁阻电机，其特征在于：混合转子中所述圆柱转子与凸极转子轴向并列排布固定于同一根转轴上，并安置在凸极定子内；圆柱转子外径与凸极转子外径相同；所述凸极定子的轴向长度为圆柱转子、凸极转子的轴向长度之和。

3.根据权利要求1所述单绕组无轴承开关磁阻电机，其特征在于：所述凸极定子的每个齿上均设有一个绕组，各个绕组的电压、电流单独受控；其中每相隔90°的两个绕组的绕线方向相反、通入电流方向相同，四个绕组形成的磁场呈NSNS分布且构成电机的一相绕组，全部绕组分为三组，形成在空间上相差30°的三相绕组，一相受控绕组中，四个绕组对称或不对称励磁。

4.根据权利要求1所述单绕组无轴承开关磁阻电机，其特征在于：所述凸极定子、圆柱转子、凸极转子均由硅钢片叠压而成。

5.一种单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法，其特征在于：通过等效双绕组无轴承开关磁阻电机的控制实现，其中双绕组包括主绕组和偏置绕组；包括步骤：

S1、设定等效变换的两台电机的绕组匝数对应关系；

S2、根据等效双绕组结构电机的数学模型，计算所述双绕组结构电机的主、偏置绕组电流；

S3、根据电流等效算法，由等效双绕组结构电机的主、偏置绕组电流计算等效单绕组电机相应相的绕组电流；

S4、电流斩波控制单绕组每相四个绕组电流，使其实际电流跟随步骤S3计算的给定值。

6.根据权利要求5所述单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法，其特征在于：步骤S2进一步包括：

步骤A，获取电机的角速度，位置角信号及主绕组参考电流；

步骤A-1，霍尔传感器实时捕获的高低电平信号，经过特定算法，计算出电机的实时角速度ω与转子位置角θ；

步骤A-2，转子角速度ω与给定角速度ω^*做差，得到转速的偏差量Δω，经过比例积分调节器得到双绕组结构混合转子无轴承开关磁阻电机的主绕组参考电流i_m ^*；

步骤B，计算所需悬浮力大小；

步骤B-1，获取X₁轴Y₁轴方向上的径向位移量α、β；电机放置于水平面上，使相隔180°的两定子齿中心轴线平行于水平面，定义此中心轴线为X₁轴，定子几何中点为O点，过O点做X₁轴垂线，定义此垂轴为Y₁轴，X₁轴与Y₁轴上的四个定子齿构成电机A相；定义X₁OY₁为A相的基准坐标系，将X₁OY₁坐标系逆时针旋转30°与60°得到B相、C相的基准坐标系X₂OY₂与X₃OY₃；分别检测X₁轴，Y₁轴方向上的转子位移量α、β；

步骤B-2，实时检测位移量α、β与参考位移量α^*、β^*做差值，得到偏差位移量Δα、Δβ；

步骤B-3，所述偏差位移量Δα、Δβ经过比例、积分、微分调节器得到X₁轴，Y₁轴方向上的径向力参考量F_α ^*、F_β ^*；

步骤C，三相悬浮力分配计算，所述径向力参考量F_α ^*、F_β ^*为参考坐标系X₁轴，Y₁轴方向上的悬浮力，电机运行时由三相轮流提供悬浮力，需将径向力参考量F_α ^*、F_β ^*需归算到A，B，C三相上；

步骤C-1，电机A、B、C三相绕组在空间上相差30°，且每一相四个绕组在空间上相差90°，计算出A，B，C三相每一相在各自基准坐标系的两轴方向上所需的径向力F_Aα ^*、F_Aβ ^*，F_Bα ^*、F_Bβ ^*，F_Cα ^*、F_Cβ ^*，并作为每一相所需提供径向力的基准值；

步骤D，主绕组，偏置绕组电流计算；

步骤D-1，已知某一相主绕组电流i_m以及各自基准坐标轴X、Y轴方向上的悬浮力F_Xα ^*、F_Xβ ^*和位置角θ，根据公式计算偏置绕组电流i_sX1 ^*，i_sX2 ^*，其中X指代A、B、C三相中的任意一相；

步骤D-2，判断位置角θ的区间，确定工作相，对主绕组、偏置绕组电流参考值进行给定。

7.根据权利要求5所述单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法，其特征在于：步骤S3进一步包括：

E-1，设定等效控制的两台电机的绕组匝数关系，令双绕组混合转子无轴承开关磁阻电机的主绕组匝数N_m，偏置绕组匝数N_s与单绕组混合转子无轴承开关磁阻电机匝数N_b相等；

E-2，根据等效双绕组结构电机的数学模型，计算双绕组结构电机的主、偏置绕组电流；

E-3，根据电流等效算法，由等效双绕组电机的主、偏置绕组电流计算等效单绕组电机每相的绕组电流i_X1～i_X4，并以此为实际电流的给定值；

E-4，电流斩波控制单绕组每相四个绕组电流，使实际电流跟随步骤E-3所得的给定值。

8.根据权利要求5所述单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法，其特征在于：步骤S4进一步包括：

步骤F，绕组电流的实时斩波控制；

步骤F-1，电流传感器采样工作相的各个定子绕组的电流，经过调理电路传入控制器，还原出实际电流的大小；

步骤F-2，电流传感器检测到的绕组电流值i_X1～i_X4与步骤E-3计算出的给定电流基准值i_X1 ^*～i_X4 ^*进行比较，如果实际电流值大于基准电流值，控制器输出低电平驱动信号，关断绕组电压，电流迅速下降；反之，则输出高电平驱动信号，使相应的开关管开通，母线电压加在绕组两端，电流缓慢上升；通过电流滞环控制，使电流稳定在给定电流附近，产生所需的转矩与悬浮力；

步骤G，转矩调节；

步骤G-1，开通角θ_on，关断角θ_off固定，实时角速度ω与给定角速度ω^*比较，得出角速度偏差值Δω^*；

步骤G-2，角速度偏差信号Δω^*经过PI调节器运算，实时给定新的主绕组参考电流值i_m ^*，根据步骤S2，再实时计算每相四个绕组的电流参考值，实际电流通过电流斩波控制跟随给定电流，调节转矩。