CN106100497A - 一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法。所述电机的定子为凸极结构，其定子齿数为12，且每个定子上仅有一套绕组，转子由凸极转子和圆柱转子构成，圆柱转子用于产生悬浮力，凸极转子齿数为8，用于产生转矩；在悬浮励磁区间，每相四个绕组独立控制，并把这四个绕组等效为一个主绕组和两个悬浮绕组，采用绕组铜损耗最小的主绕组电流和悬浮绕组电流的计算方法；在转矩励磁区间，每相四个绕组共同控制，通过控制相绕组电流的斩波限和关断角，实时控制转速和转矩。本发明方法转矩和悬浮力控制相互解耦，协调控制，高速悬浮性能好；控制变量减少，控制简单且实施便利，悬浮区间内的铜损耗小。

Description

一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法

技术领域

本发明涉及一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法，属于磁悬浮开关磁阻电机的控制技术领域。

背景技术

无轴承开关磁阻电机是20世纪90年代发展起来的一种新型磁悬浮电机。无轴承开关磁阻电机因集旋转与悬浮两功能于一体，不仅可有效解决高速运行时轴承摩擦带来的损耗和发热等问题，还能进一步发挥开关磁阻电机的高速适应性，从而强化其在航空航天、飞轮储能、舰船等高速领域的应用基础。

研究发现，无轴承开关磁阻电机的旋转和悬浮功能能否解耦，以及高速运行时悬浮电流的跟踪及斩波控制精度如何，对无轴承开关磁阻电机的高速性能能否充分发挥起着至关重要的作用。因此，为解决上述两方面问题，南京航空航天大学和南京邮电大学的学者提出了一些新型电机结构及其控制方法。提出的12/8极复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机，通过分时错位分别产生悬浮力和转矩，可实现悬浮和旋转功能的解耦控制，但因需要对每个绕组独立控制，功率变化器成本较高。又提出了一种具有轴向磁通的12/8极复合结构双绕组无轴承开关磁阻电机和一种轴向并列式12/8极复合结构双绕组无轴承开关磁阻电机，上述两电机的每相转矩绕组对称励磁产生转矩的同时，还为该相悬浮绕组提供偏置磁通，转矩和悬浮力分别由凸极转子和圆柱转子独立产生，因此也实现了悬浮和旋转的解耦；但是悬浮系统也三相工作制，功率电路成本也较高。另外，上述电机，因悬浮控制所需，必须在悬浮区间对转矩绕组电流斩波控制，导致电机无法充分励磁，转矩输出能力受限，不利于该电机在高速场合的应用。

另外，无轴承开关磁阻电机因悬浮控制要求，需要对悬浮电流进行斩波控制。对单绕组无轴承开关磁阻电机而言，各个绕组需要独立控制，功率管数量多，变化器成本高；另外，由于该类电机悬浮控制的同时，还需输出转矩，因悬浮励磁宽度和幅度所限，导致电机无法充分励磁，从而影响转矩的输出。对双绕组无轴承开关磁阻电机而言，一套为转矩绕组，用于提供悬浮偏置磁通和产生转矩；另一套为悬浮绕组，用于产生悬浮力。常采用轮流导通控制方法，悬浮绕组相数与转矩绕组相数相同，导致悬浮功率电路复杂，且成本较高。除此之外，由于在悬浮励磁阶段，转矩绕组电流需要进行斩波控制，为悬浮绕组提供所需的偏置磁通，同样无法充分励磁，导致输出转矩受限。

发明内容

本发明目的是针对现有技术的不足，提出一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法。所述方法适用于复合转子无轴承开关磁阻电机，其悬浮铜损耗小、转矩和悬浮力控制简单、且转矩和悬浮力可解耦及协调控制的新型控制方法。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法，所述复合转子无轴承开关磁阻电机包括定子、转子和绕组；所述定子为凸极结构，其定子齿个数为12；所述绕组共12个，每个定子齿上绕有1个绕组；所述转子由圆柱转子和凸极转子构成，圆柱转子为圆柱型结构，所述凸极转子为凸极结构，凸极转子齿个数为8；所述圆柱转子和凸极转子串联紧密布置，套在转轴上，并布置在所述定子内；所述复合转子无轴承开关磁阻电机为三相工作制电机，每相绕组由空间上相隔90°的四个绕组构成；所述每相绕组的励磁包括悬浮励磁和转矩励磁；悬浮励磁时，将每个定子齿上的单个绕组等效为两个绕组，分别为主绕组和悬浮绕组，通过独立控制主绕组和悬浮绕组电流，以调节悬浮力；转矩励磁时，控制每相绕组的四个绕组的导通状态，进行对称励磁，并使每相四个绕组的电流相等，以调节转矩；具体步骤如下：

步骤A，采集转子位置角，获取每相绕组功率电路的开通角θ_on；

选定所述三相工作制电机中的一相，采集该相转子位置角，以确定该相绕组的悬浮励磁起始角；当转子位置角等于开通角θ_on时，开通该相绕组功率电路，所述相进入悬浮励磁状态，采用不同控制信号，独立控制该相四个绕组的电流，以进行不对称励磁，产生所需悬浮力；其中，θ_on超前该相对齐位置30°，所述对齐位置为该相定子齿与凸极转子齿重合位置；

步骤B，获取所述相悬浮励磁时的X轴和Y轴方向的给定悬浮力；其具体步骤如下：

步骤B-1，在所述相进入悬浮励磁之后，获取该相转子X轴和Y轴方向的实时位移α和β，其中，X轴与所述相四个定子中的两个定子齿中心重合，Y轴与该相其余两定子齿中心重合，且X轴与Y轴在空间上相差90°；

步骤B-2，将实时位移α和β分别与给定的参考位移α^*和β^*相减，分别得到X方向和Y方向的实时位移差Δα和Δβ，分别将所述实时位移差Δα和Δβ经过比例积分微分控制器，得到X方向悬浮力和Y方向悬浮力

步骤C，获取所述相给定总悬浮力和给定主绕组电流具体步骤如下：

步骤C-1，根据所述悬浮力和根据公式计算得到给定总悬浮力

步骤C-2，根据所述总悬浮力和相绕组总铜损耗P_cu公式：

$P_{cu}=l_{cu}{\mathrm{\ρ}}_{cu}(N_m{\left(i_{m1}^{*}\right)}^2+\frac{{\left(F_{sum}^{*}\right)}^2}{k_f^2{N}_b{N}_m^2{\left(i_{m1}^{*}\right)}^2}),$

得到给定主绕组电流其中，l_cu为单匝绕组的长度，ρ_cu为每米铜导线的电阻值，N_m为等效双绕组结构后的主绕组匝数，N_b为等效双绕组结构后的悬浮绕组匝数；

k_f为悬浮力系数，其表达式为

其中，μ₀为真空磁导率，l为圆柱转子的轴向长度，r为圆柱转子的半径，α_s为定子的极弧角，δ为气隙长度；

步骤D，调节所述相悬浮力，具体步骤如下：

步骤D-1，根据所述悬浮力和给定主绕组电流以及电流计算公式和分别得到所述相X方向悬浮绕组电流参考值和所述相Y方向悬浮绕组电流参考值

步骤D-2，实时检测所述相处于悬浮励磁时的四个绕组电流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4，分别得到所述相主绕组的实际电流i_ma、X方向悬浮绕组的实际电流i_sa1和Y方向悬浮绕组的实际电流i_sa2；分别为：

$i_{ma}=\frac{N}{4N_m}(i_{a1}+i_{a2}+i_{a3}+i_{a4})$

$i_{sa1}=\frac{N}{2N_b}(i_{a1}-i_{a3})$

$i_{sa2}=\frac{N}{2N_b}(i_{a2}-i_{a4})$

其中，i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分别为所述相的四个绕组电流，由电流传感器实时检测得到，N为每个定子齿上绕组的实际匝数；

步骤D-3，利用电流斩波控制方法，使主绕组的实际电流i_ma跟踪给定主绕组电流使X方向悬浮绕组的实际电流i_sa1跟踪让Y方向悬浮绕组的实际电流i_sa2跟踪

步骤D-4，经电流斩波控制后，根据主绕组电流i_ma、X方向悬浮绕组的实际电流i_sa1和Y方向悬浮绕组的实际电流i_sa2，采用绕组电流逆计算公式，分别得到该相四个绕组电流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4，从而实时调节悬浮力；

其中，绕组电流逆计算公式分别为：

$i_{a1}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}+N_b{i}_{sa1})$

$i_{a2}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}+N_b{i}_{sa2})$

$i_{a3}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}-N_b{i}_{sa1})$

$i_{a4}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}-N_b{i}_{sa2});$

步骤E，获取所述相转矩励磁起始角；

实时采集转子位置，当转子从开通角θ_on继续转过15°时，所述相结束悬浮励磁，该相进入转矩励磁；在转矩励磁区间，不再把单绕组结构等效为双绕组结构，每相四个绕组采用相同控制信号，共同控制该相四个绕组的电流，并使之相等，以产生转矩；

步骤F，获取所述相转矩励磁时的相绕组电流参考值和关断角θ_off；具体步骤如下：

步骤F-1，根据转子转速，计算得到转子角速度ω；

步骤F-2，将转子角速度ω与设定的参考角速度ω^*相减，得到转速差Δω；

步骤F-3，当ω≤ω₀时，ω₀为临界角速度设定值，其由电机实际工况确定；所述转速差Δω，通过比例积分控制器，获得该相绕组电流参考值关断角θ_off固定不变，其中θ_off取值由电机结构形式决定；

步骤F-4，当ω>ω₀时，所述转速差Δω，通过比例积分控制器，获得关断角θ_off，此时不控制该相绕组电流；

步骤G，调节所述相转矩励磁时的转矩；具体如下：

步骤G-1，当ω≤ω₀时，利用电流斩波控制方法，使所述相转矩励磁时的相绕组实际电流i_m2跟踪该相绕组电流参考值进而实时调节该相绕组电流i_m2，实现调节转矩；

步骤G-2，当ω>ω₀时，利用角度位置控制方法，调节关断角θ_off的取值，从而实现调节转矩。

本发明的有益效果：本发明公布了一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法。所述电机的定子为凸极结构，其定子齿数为12，且每个定子上仅有一套绕组，转子由凸极转子和圆柱转子构成，圆柱转子用于产生悬浮力，凸极转子齿数为8，用于产生转矩；在悬浮励磁区间，每相四个绕组独立控制，并把这四个绕组等效为一个主绕组和两个悬浮绕组，采用绕组铜损耗最小的主绕组电流和悬浮绕组电流的计算方法；在转矩励磁区间，每相四个绕组共同控制，通过控制相绕组电流的斩波限和关断角，实时控制转速和转矩。本发明方法转矩和悬浮力控制相互解耦，协调控制，高速悬浮性能好；控制变量减少，控制简单且实施便利，悬浮区间内的铜损耗小。

附图说明

图1是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的三维结构示意图。

图2是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的A相绕组示意图。

图3是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的A相等效双绕组示意图。

图4是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法的系统框图。

图5是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的相电感、相电流、开关角、悬浮励磁区间和转矩励磁区间的示意图。

图6是控制方法中悬浮绕组电流计算方法框图。

图7是控制方法中总悬浮力计算方法框图。

附图标记说明：图1至图7中，1是定子，2是凸极转子，3是圆柱转子，4是绕组，5是转轴，i_a1+、i_a2+、i_a2+、i_a3+分别为A相四个绕组的流入电流，i_a1-、i_a2-、i_a2-、i_a3-分别为A相四个绕组的流出电流，i_ma+、i_sa1+、i_sa2+分别为等效双绕组结构中的主、两悬浮绕组的流入电流，i_ma-、i_sa1-、i_sa2-分别为等效双绕组结构中的主、两悬浮绕组的流出电流，X、Y分别为直角坐标系的两坐标轴，F_α，F_β为A相绕组在X、Y轴方向产生的悬浮力，F_α*，F_β*为悬浮力的参考值，i_m1为悬浮励磁区间主绕组电流的实际值，i_m1为悬浮励磁区间主绕组电流的参考值，i_m2为转矩励磁区间主绕组电流的实际值，i_m2为转矩励磁区间主绕组电流的参考值，α、β分别为转子在在X、Y轴方向上的偏心位移，α^*、β^*分别为转子在在X、Y轴方向上偏心位移的参考值。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法的技术方案进行详细说明：

如图1所示，是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的三维结构示意图，其中，1是定子，2是凸极转子，3是圆柱转子，4是绕组，5是转轴。

一种复合转子无轴承开关磁阻电机包括定子、转子和绕组；所述定子为凸极结构，其定子齿个数为12；所述转子由圆柱转子和凸极转子构成，圆柱转子为圆柱型结构，凸极转子为凸极结构，且其转子齿个数为8；所述圆柱转子和凸极转子串联紧密布置，套在转轴上，并布置在所述定子内；每个定子齿均绕有1个绕组，共12个。

图2为三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的A相绕组示意图。A相绕组由空间上相隔90°的四个绕组构成。四个绕组单独为一套绕组，同时励磁，并进行独立控制。A相四个绕组电流产生的四极对称磁通，呈NSNS分布。B、C相的转矩绕组与A相转矩绕组结构相同，仅在位置上与A相相差30°和-30°。

图3是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的A相等效双绕组示意图。基于磁路等效原理，在悬浮励磁阶段，为便于控制，把每相四个绕组等效为一套主绕组和两套悬浮绕组。等效后，电机由原来的单绕组结构形式(即每个定子仅有一个绕组)变为双绕组结构形式(即每个定子上均绕有两套绕组)。单绕组和双绕组间的关系为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{a1}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}+N_b{i}_{sa1})\\ i_{a2}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}+N_b{i}_{sa2})\\ i_{a3}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}-N_b{i}_{sa1})\\ i_{a4}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}-N_b{i}_{sa2})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，N为单绕组匝数、N_m为等效双绕组后主绕组的匝数，N_b为等效双绕组后悬浮绕组的匝数，i_a1、i_a2、i_a3、i_a4分别为A相四个绕组的电流，i_ma为等效双绕组后主绕组电流，i_sa1、i_sa2为等效双绕组后X、Y方向悬浮绕组电流。

将式(1)进一步化简，得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{ma}=\frac{N}{4N_m}(i_{a1}+i_{a2}+i_{a3}+i_{a4})\\ i_{sa1}=\frac{N}{2N_b}(i_{a1}-i_{a3})\\ i_{sa2}=\frac{N}{2N_b}(i_{a2}-i_{a4})\end{array}\right.---\left(2\right)$

图4是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法的系统框图。采用两相导通控制策略，一相在悬浮励磁，另一相在转矩励磁。每相绕组有两个励磁过程：一个为悬浮励磁过程，此时每相四个绕组独立控制，并进行不对称励磁，仅产生悬浮力，不产生转矩；悬浮励磁区间处于每相绕组电感的最小平顶区内，该最小平顶区和悬浮励磁宽度为固定，均为15°；另一个为转矩励磁过程，每相四个绕组共同控制，并进行对称励磁，仅产生转矩，不产悬浮力；转矩励磁区间位于每相绕组电感的上升区间，紧接着悬浮励磁区，该转矩励磁区的宽度可调。

具体控制过程为：检测电机转子位置信息，经计算得到每相绕组的开通角θ_on，之后开始悬浮励磁。在悬浮励磁区间，将位移误差信号进行PID调节获得每相给定悬浮力F_α ^*，F_β ^*，然后经总悬浮力计算，得到给定的总悬浮力F_sum ^*，再通过查找关于最小总铜损耗、总悬浮力和主绕组电流的关系表，得到主绕组电流的给定值i_m1 ^*，然后通过悬浮绕组电流控制器计算得到两个方向悬浮绕组电流的给定值i_s1 ^*和i_s2 ^*。用电流斩波控制让实际电流跟踪i_m1 ^*、i_s1 ^*和i_s2 ^*，以产生所需的悬浮力，实现电机的悬浮。

悬浮励磁结束，随即进入转矩励磁过程。在转矩励磁区间：检测电机转子位置信息，经计算分别得到实际转速ω和关断角θ_off，将转速误差信号进行PI调节，获得每相给定绕组电流i_m2 ^*，再利用电流斩波控制让实际绕组电流跟踪i_m2 ^*，并利用关断角θ_off控制功率电路的导通宽度，从而实现电机旋转。

图5是三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的相电感、相电流、开关角、悬浮励磁区间和转矩励磁区间的示意图。图5显示，三相12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的每相励磁存在两个过程，首先是悬浮励磁过程，然后是转矩励磁过程。其最小电感平顶区域的宽度为15°，与悬浮励磁区相等，该区域的电感为恒值，无运动电动势产生，故也不产生转矩。当转子位置角为θ_on时，该相进入悬浮励磁区，持续15°转子角度；之后进入转矩励磁区，直到θ_off时，结束励磁。

图6是控制方法中悬浮绕组电流计算方法框图。在最小电感平顶区内，悬浮力系数k_f的表达式为：

$k_f=\frac{{\mathrm{\μ}}_0{\mathrm{lr\α}}_s}{{\mathrm{\δ}}^2}---\left(3\right)$

式中，μ₀为真空磁导率，l为圆柱转子的轴向长度，r为圆柱转子的半径，α_s为定子的极弧角，δ为气隙长度。

X和Y方向悬浮力F_α和F_β的表达式为：

F_α＝k_fN_bN_mi_mai_sa1 (4)

F_β＝k_fN_bN_mi_mai_sa2 (5)式中，i_ma为等效双绕组结构后的A相主绕组电流，i_sa1、i_sa2分别为等效双绕组结构后X、Y方向悬浮绕组的电流，N_b、N_m分别为等效双绕组结构后的悬浮绕组和主绕组的匝数。

由表达式(3)、(4)和(5)可知，在最小电感平顶区内，复合转子无轴承开关磁阻电机的悬浮力与转子位置角θ无关，仅与电机结构参数，主绕组电流和两个悬浮绕组电流有关。由于悬浮力正负随悬浮绕组电流的正负变化而变化，因此悬浮绕组电流方向在控制时会发生变化，需采用可调电流方向的功率变换器。

图7是控制方法中总悬浮力计算方法框图。总悬浮力F_sum的计算公式为：

$F_{sum}=\sqrt{F_{\mathrm{\α}}^2+F_{\mathrm{\β}}^2}---\left(6\right)$

在悬浮励磁区间，A相绕组的总铜损耗P_cu为：

$\begin{array}{c}{P}_{cu}=R_{ma}{i}_{ma}^2+R_{sa}(i_{sa1}^2+i_{sa2}^2)\\ =l_{cu}{\mathrm{\ρ}}_{cu}(N_m{i}_{ma}^2+N_b(i_{sa1}^2+i_{sa2}^2\left)\right)\end{array}---\left(7\right)$

其中，R_ma为A相主绕组的电阻，R_sa为A相悬浮绕组的电阻，l_cu为单匝绕组的长度，ρ_cu为每米铜导线的电阻值。

将式(4)、(5)和(6)代入到式(7)中，得

$P_{cu}=l_{cu}{\mathrm{\ρ}}_{cu}(N_m{i}_{ma}^2+\frac{F_{sum}^2}{k_f^2{N}_b{N}_m^2{i}_{ma}^2})---\left(8\right)$

由不同给定的总悬浮力F_sum，可计算出不同主绕组电流下的总铜损耗，进而得到每个给定总悬浮力F_sum的条件下的最小总铜损耗以及相应的主绕组电流值。实际控制中，总悬浮力的给定值F_sum ^*可由位移误差信号进行PID调节得到，最小总铜损耗也已计算得到，故可得到悬浮励磁区的主绕组给定值i_m1 ^*，此时公式(8)变为

$P_{cu}=l_{cu}{\mathrm{\ρ}}_{cu}(N_m{\left(i_{ma}^{*}\right)}^2+\frac{{\left(F_{sum}^{*}\right)}^2}{k_f^2{N}_b{N}_m^2{\left(i_{ma}^{*}\right)}^2})---\left(9\right)$

本发明的控制方法为双相导通控制策略，转矩和悬浮力分时错位控制，各相轮流产生转矩和悬浮力，可实现转矩和悬浮力的解耦及协调控制；其中，悬浮力控制时，把12/8极复合转子无轴承开关磁阻电机的单绕组结构等效为双绕组结构，每相四个绕组被等效为一个为主绕组和两个悬浮绕组；通过检查转子位置角，确定悬浮励磁过程的开通角；然后通过位移闭环独立调节悬浮力、主绕组电流和两方向悬浮绕组电流；转矩控制时，每相四个绕组共同控制，并实施对称励磁，进而不产生悬浮力，通过转速闭环独立调节转矩、绕组电流和功率电路的关断角；具体步骤如下：

步骤A，采集转子位置角，获取每相绕组功率电路的开通角θ_on；

选定所述三相工作制电机中的一相，采集该相转子位置角，以确定该绕组的悬浮励磁起始角；当转子位置角等于开通角θ_on时，开通该相绕组功率电路，所述相进入悬浮励磁状态，采用不同控制信号，独立控制该相四个绕组的电流，以进行不对称励磁，产生所需悬浮力；其中，θ_on超前该相对齐位置30°，所述对齐位置为该相定子齿与凸极转子齿重合位置；

步骤B，获取所述相悬浮励磁时的X轴和Y轴方向的给定悬浮力；其具体步骤如下：

步骤B-1，在所述相进入悬浮励磁之后，获取该相转子X轴和Y轴方向的实时位移α和β，其中，X轴与所述相四个定子中的两个定子齿中心重合，Y轴与该相其余两定子齿中心重合，且X轴与Y轴在空间上相差90°；

步骤B-2，将实时位移α和β分别与给定的参考位移α^*和β^*相减，分别得到X方向和Y方向的实时位移差Δα和Δβ，分别将所述实时位移差Δα和Δβ经过比例积分微分控制器，得到X方向悬浮力和Y方向悬浮力

步骤C，获取所述相给定总悬浮力和给定主绕组电流具体步骤如下：

步骤C-1，根据所述悬浮力和根据公式计算得到给定总悬浮力

步骤C-2，根据所述总悬浮力和相绕组总铜损耗P_cu公式：

$P_{cu}=l_{cu}{\mathrm{\ρ}}_{cu}(N_m{\left(i_{m1}^{*}\right)}^2+\frac{{\left(F_{sum}^{*}\right)}^2}{k_f^2{N}_b{N}_m^2{\left(i_{m1}^{*}\right)}^2}),$

得到给定主绕组电流其中，l_cu为单匝绕组的长度，ρ_cu为每米铜导线的电阻值，N_m为等效双绕组结构后的主绕组匝数，N_b为等效双绕组结构后的悬浮绕组匝数；μ₀为真空磁导率，l为圆柱转子的轴向长度，r为圆柱转子的半径，α_s为定子的极弧角，δ为气隙长度；

k_f为悬浮力系数，其表达式为

步骤D，调节所述相悬浮力，具体步骤如下：

步骤D-1，根据所述悬浮力和给定主绕组电流以及电流计算公式和得到所述相X方向悬浮绕组电流参考值和所述相Y方向悬浮绕组电流参考值

步骤D-2，实时检测处于所述相悬浮励磁时的四个绕组电流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4，经单绕组电流和或双绕组电流计算，得到所述相主绕组的实际电流i_ma，X方向悬浮绕组的实际电流i_sa1和Y方向悬浮绕组的实际电流i_sa2；绕组电流计算公式为：

$i_{ma}=\frac{N}{4N_m}(i_{a1}+i_{a2}+i_{a3}+i_{a4})$

$i_{sa1}=\frac{N}{2N_b}(i_{a1}-i_{a3})$

$i_{sa2}=\frac{N}{2N_b}(i_{a2}-i_{a4})$

其中，i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分别为所述相的四个绕组电流，由电流传感器实时检测得到，N为每个定子齿上绕组的实际匝数；

步骤D-3，利用电流斩波控制方法，使主绕组的实际电流i_ma跟踪给定主绕组电流使X方向悬浮绕组的实际电流i_sa1跟踪让Y方向悬浮绕组的实际电流i_sa2跟踪

步骤D-4，经电流斩波控制后，根据主绕组电流i_ma、X方向悬浮绕组电流i_sa1和Y方向悬浮绕组电流i_sa2，采用绕组电流逆计算公式，得到该相四个绕组电流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4，从而实时调节悬浮力；其中，绕组电流逆计算公式为和

步骤E，获取所述相转矩励磁起始角；

实时采集转子位置，当转子从开通角θ_on继续转过15°时，所述相结束悬浮励磁，该相进入转矩励磁；在转矩励磁区间，不再把单绕组结构等效为双绕组结构，每相四个绕组采用相同控制信号，共同控制该相四个绕组的电流，并使之相等，以产生转矩；

步骤F，获取所述相转矩励磁时的相绕组电流参考值和关断角θ_off；具体步骤如下：

步骤F-1，根据转子转速，计算得到转子角速度ω；

步骤F-2，转子角速度ω与设定的参考角速度ω^*相减，得到转速差Δω；

步骤F-3，当ω≤ω₀时，ω₀为临界速度设定值，其由电机实际工况确定；所述转速差Δω，通过比例积分控制器，获得相绕组电流参考值关断角θ_off固定不变，其中θ_off取值由电机结构形式决定；

步骤F-4，当ω>ω₀时，所述转速差Δω，通过比例积分控制器，获得关断角θ_off，此时不控制该相绕组电流；

步骤G，调节所述相转矩励磁时的转矩；具体步骤如下：

步骤G-1，当ω≤ω₀时，利用电流斩波控制方法，使所述相转矩励磁时的相绕组实际电流i_m2跟踪该相绕组电流参考值进而实时调节该相绕组电流i_m2，实现调节转矩；

步骤G-2，当ω>ω₀时，利用角度位置控制方法，通过动态调节关断角θ_off的取值，从而实现调节转矩。

综上所述，本发明采用分时错位的双相导通控制策略，同时实现电机旋转和悬浮功能，且旋转和悬浮系统间相互解耦，彼此影响弱；控制中，将每相最小电感平顶区域作为该相的悬浮励磁区间，由于在最小电感平顶区间内绕组的电感为恒值，运动电动势为零，削除了运动电动势的对绕组电流斩波控制的影响，改善了电流实时控制效果；另外，利用绕组总铜损耗最小作为悬浮励磁区间的主、悬浮绕组电流的优化计算方法，悬浮区间的铜损耗最小，有利于降低铜损耗，提高电机系统效率；在转矩励磁区间，根据不同的转速范围和实际工况要求，使用相同的信号共同控制每相绕组的斩波限或关断角，转矩控制简单。

对该技术领域的普通技术人员而言，根据以上实施类型可以很容易联想其他的优点和变形。因此，本发明并不局限于上述具体实例，其仅仅作为例子对本发明的一种形态进行详细、示范性的说明。在不背离本发明宗旨的范围内，本领域普通技术人员根据上述具体实例通过各种等同替换所得到的技术方案，均应包含在本发明的权利要求范围及其等同范围之内。

Claims (1)

1.一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法，所述复合转子无轴承开关磁阻电机包括定子、转子和绕组；所述定子为凸极结构，其定子齿个数为12；所述绕组共12个，每个定子齿上绕有1个绕组；所述转子由圆柱转子和凸极转子构成，圆柱转子为圆柱型结构，所述凸极转子为凸极结构，凸极转子齿个数为8；所述圆柱转子和凸极转子串联紧密布置，套在转轴上，并布置在所述定子内；所述复合转子无轴承开关磁阻电机为三相工作制电机，每相绕组由空间上相隔90°的四个绕组构成；其特征在于，所述每相绕组的励磁包括悬浮励磁和转矩励磁；悬浮励磁时，将每个定子齿上的单个绕组等效为两个绕组，分别为主绕组和悬浮绕组，通过独立控制主绕组和悬浮绕组电流，以调节悬浮力；转矩励磁时，控制每相绕组的四个绕组的导通状态，进行对称励磁，并使每相四个绕组的电流相等，以调节转矩；具体步骤如下：

步骤A，采集转子位置角，获取每相绕组功率电路的开通角θ_on；

选定所述三相工作制电机中的一相，采集该相转子位置角，以确定该相绕组的悬浮励磁起始角；当转子位置角等于开通角θ_on时，开通该相绕组功率电路，所述相进入悬浮励磁状态，采用不同控制信号，独立控制该相四个绕组的电流，以进行不对称励磁，产生所需悬浮力；其中，θ_on超前该相对齐位置30°，所述对齐位置为该相定子齿与凸极转子齿重合位置；

步骤B，获取所述相悬浮励磁时的X轴和Y轴方向的给定悬浮力；其具体步骤如下：

步骤B-1，在所述相进入悬浮励磁之后，获取该相转子X轴和Y轴方向的实时位移α和β，其中，X轴与所述相四个定子中的两个定子齿中心重合，Y轴与该相其余两定子齿中心重合，且X轴与Y轴在空间上相差90°；

步骤B-2，将实时位移α和β分别与给定的参考位移α^*和β^*相减，分别得到X方向和Y方向的实时位移差Δα和Δβ，分别将所述实时位移差Δα和Δβ经过比例积分微分控制器，得到X方向悬浮力和Y方向悬浮力

步骤C，获取所述相给定总悬浮力和给定主绕组电流具体步骤如下：

步骤C-1，根据所述悬浮力和根据公式计算得到给定总悬浮力

步骤C-2，根据所述总悬浮力和相绕组总铜损耗P_cu公式：

$P_{cu}=l_{cu}{\mathrm{\ρ}}_{cu}(N_m{\left(i_{m1}^{*}\right)}^2+\frac{{\left(F_{sum}^{*}\right)}^2}{k_f^2{N}_b{N}_m^2{\left(i_{m1}^{*}\right)}^2}),$

得到给定主绕组电流其中，l_cu为单匝绕组的长度，ρ_cu为每米铜导线的电阻值，N_m为等效双绕组结构后的主绕组匝数，N_b为等效双绕组结构后的悬浮绕组匝数；

k_f为悬浮力系数，其表达式为

其中，μ₀为真空磁导率，l为圆柱转子的轴向长度，r为圆柱转子的半径，α_s为定子的极弧角，δ为气隙长度；

步骤D，调节所述相悬浮力，具体步骤如下：

步骤D-1，根据所述悬浮力和给定主绕组电流以及电流计算公式和分别得到所述相X方向悬浮绕组电流参考值和所述相Y方向悬浮绕组电流参考值

步骤D-2，实时检测所述相处于悬浮励磁时的四个绕组电流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4，分别得到所述相主绕组的实际电流i_ma、X方向悬浮绕组的实际电流i_sa1和Y方向悬浮绕组的实际电流i_sa2；分别为：

$i_{ma}=\frac{N}{4N_m}(i_{a1}+i_{a2}+i_{a3}+i_{a4})$

$i_{sa1}=\frac{N}{2N_b}(i_{a1}-i_{a3})$

$i_{sa2}=\frac{N}{2N_b}(i_{a2}-i_{a4})$

其中，i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分别为所述相的四个绕组电流，由电流传感器实时检测得到，N为每个定子齿上绕组的实际匝数；

步骤D-3，利用电流斩波控制方法，使主绕组的实际电流i_ma跟踪给定主绕组电流使X方向悬浮绕组的实际电流i_sa1跟踪让Y方向悬浮绕组的实际电流i_sa2跟踪

步骤D-4，经电流斩波控制后，根据主绕组电流i_ma、X方向悬浮绕组的实际电流i_sa1和Y方向悬浮绕组的实际电流i_sa2，采用绕组电流逆计算公式，分别得到该相四个绕组电流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4，从而实时调节悬浮力；

其中，绕组电流逆计算公式分别为：

$i_{a1}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}+N_b{i}_{sa1})$

$i_{a2}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}+N_b{i}_{sa2})$

$i_{a3}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}-N_b{i}_{sa1})$

$i_{a4}=\frac{1}{N}(N_m{i}_{ma}-N_b{i}_{sa2});$

步骤E，获取所述相转矩励磁起始角；

实时采集转子位置，当转子从开通角θ_on继续转过15°时，所述相结束悬浮励磁，该相进入转矩励磁；在转矩励磁区间，不再把单绕组结构等效为双绕组结构，每相四个绕组采用相同控制信号，共同控制该相四个绕组的电流，并使之相等，以产生转矩；

步骤F，获取所述相转矩励磁时的相绕组电流参考值和关断角θ_off；具体步骤如下：

步骤F-1，根据转子转速，计算得到转子角速度ω；

步骤F-2，将转子角速度ω与设定的参考角速度ω^*相减，得到转速差Δω；

步骤F-3，当ω≤ω₀时，ω₀为临界角速度设定值，其由电机实际工况确定；所述转速差Δω，通过比例积分控制器，获得该相绕组电流参考值关断角θ_off固定不变，其中θ_off取值由电机结构形式决定；

步骤F-4，当ω>ω₀时，所述转速差Δω，通过比例积分控制器，获得关断角θ_off，此时不控制该相绕组电流；

步骤G，调节所述相转矩励磁时的转矩；具体如下：

步骤G-1，当ω≤ω₀时，利用电流斩波控制方法，使所述相转矩励磁时的相绕组实际电流i_m2跟踪该相绕组电流参考值进而实时调节该相绕组电流i_m2，实现调节转矩；

步骤G-2，当ω>ω₀时，利用角度位置控制方法，调节关断角θ_off的取值，从而实现调节转矩。