CN108463948B9

CN108463948B9 - 基于反射的rf移相器

Info

Publication number: CN108463948B9
Application number: CN201680077759.7A
Authority: CN
Inventors: 维卡斯·夏尔马; 彼得·培根; 马克·莫法特
Original assignee: PASSION
Current assignee: PASSION
Priority date: 2016-01-05
Filing date: 2016-11-10
Publication date: 2022-02-25
Anticipated expiration: 2036-11-10
Also published as: US10062946B2; CN108463948B; US20170194688A1; WO2017119948A1; CN108463948A

Abstract

可编程多反射移相器，其提供减小的均方根相位误差，可以针对期望的频带进行优化、可以补偿制造期间产生的工艺变化并且可以帮助弥补系统级性能不足。实施方式包括与具有多种不同配置的基于电抗的多反射终接电路相结合的混合耦合器(例如，兰格混合耦合器)，所述多种不同配置允许各种操作模式，各种操作模式包括测温模式、具有间隙相移状态的相位重叠模式、扩展范围相移模式以及“微调位”模式。多个可编程或可选择RF移相器可以串联或并联连接以提供期望的相移全范围。

Description

基于反射的RF移相器

相关申请的交叉引用

本申请要求于2016年1月5日提交的对于“Reflection-Based RF PhaseShifter”的美国专利申请序列号14/988,463的优先权，其全部内容通过引用并入本文中。

技术领域

本发明涉及电子射频(RF)电路，并且更具体地涉及可编程多反射RF移相器电路。

背景技术

通常需要改变RF信号的相位以用于应用(仅举几例)例如同相鉴别器、波束形成网络、功率分配器、功率放大器的线性化以及相控阵天线。RF移相器是可以改变RF信号的相位的电子电路。一种类型的RF移相器包括混合耦合器和一对反射终接电路。

混合耦合器是通常在无线电和电信中使用的无源器件。它是其中输入功率通过电磁耦合在两个输出端口之间平均分配的一种类型的定向耦合器；因此，它通常被称为3dB耦合器。图1是混合耦合器100的示意图。如本领域中已知的，定向耦合器具有四个端口。输入端口是施加功率的地方。耦合端口是施加至输入端口的功率的一部分出现的地方。直接端口是来自输入端口的减去去往耦合端口的功率的一部分的功率被输出的地方。定向耦合器通常是对称的，所以还存在第四端口，即隔离端口，它与输入端口隔离。

混合耦合器100的一个示例是兰格(Lange)耦合器，即由Julius Lange博士在1969年左右开发的四端口、相互交叉的结构。兰格耦合器中的端口之间的电磁耦合源自紧密间隔的传输线例如微带线。兰格耦合器有各种各样的实施方式，并且广泛用作RF放大器以及混频器和调制器中的功率合成器和功率分配器。有关兰格耦合器的另外的细节可以参见于1970年6月2日发布的Lange的“Interdigitated Strip Line Coupler”的美国专利第3,516,024号，并且还在Lange的“Interdigitated Strip-Line QuadratureHybrid”，MTTS Digest of Technical Papers，Dallas，Texas，May 5-7,1969,pp.10-13中描述。

混合耦合器可以按五个主要参数来分类：带宽、插入损耗、耦合比率、端口之间的相移以及隔离。带宽被定义为其中设备提供在期望相移的±10度内的相移的频率范围。插入损耗是耦合器内的大于由于信号分离而引起的损耗的附加损耗。这可以由信号的反射、介电损耗和导体损耗引起。耦合比率被定义为两个输出功率中的较低者与输入功率的比率。隔离指的是输入功率与隔离端口处的泄漏功率之间的比率。

基于反射的移相器依赖于连接至混合耦合器的直接端口和耦合端口的大体相同的电抗元件。图2是反射型移相器200的示意图，反射型移相器200包括宽带混合耦合器100和呈反射终接电路202、203的形式的一对电抗元件。理想电抗元件具有单位的反射系数(即理想的无损耗元件)。连接至直接端口和耦合端口的反射终接电路200提供对在输入端口(RF入)处呈现的输入信号的反射，输入信号的反射在输入端口上抵消，并且在隔离端口(RF出)上总和为输入信号的相移版本。

通过改变反射终接电路202、203的电抗，可以控制由反射型移相器200提供的相移的程度。也许反射终接电路202、203的最简单形式是电容器。如果进行布置以接通或断开电容器，则可以实现

的相对相移；用散射参数(S参数)和相位角将

表示为：

其中，S₁₁是输入端口的电压反射系数。

图3A是包括电容器C0的简单反射终接电路300的示意图，可以通过耦合至电路地的场效应晶体管(FET)开关SW0将电容器C0切换进入或切换离开电路。FET开关SW0通过由其他电路(未示出)提供的CTRL信号进行控制。图3B是图3A的电路300的简化示意图，在图3B中，FET开关SW0被表示为单刀单掷开关(CTRL信号是隐含的)。

图4是包括三个并联的电容器/开关单元402a至402c的多反射终接电路400的示意图，每个电容器/开关单元402a至402c包括电容器C0至C2和相应的开关SW0至SW2；电容器C0至C2的值可以变化。通过选择性地将电容器C0至C2切换进入或切换离开电路，耦合至混合耦合器100(参见图2)的电抗的量可以变化，从而提供可选择的相移量。

设计多反射移相器的挑战是实现数字控制的多个等间隔(equidistant)相移，使得所需的电容值均匀地增大，同时考虑每个电容器/开关单元的相移贡献的电容(这受其自身的OFF状态相位值的加载以及受其他电容器/开关单元402a至402c的ON或OFF状态的影响)。更一般地，这样受挑战的设计扩展至实现数字控制的多个等间隔相移，使得所应用的电抗值均匀增大。

本发明通过教导用于改进的多反射RF移相器的许多新颖构思来解决这些问题。

发明内容

本发明包括提供减小的均方根(RMS)相位误差的可编程多反射移相器的各种实施方式，可编程多反射移相器可以针对期望的频带进行优化、可以补偿制造期间产生的工艺变化并且可以帮助弥补系统级性能不足。

本发明的一个方面包括多个基于FET的电抗元件，多个基于FET的电抗元件可以被组合在一对反射终接电路中，以用于与混合耦合器结合使用来创建可编程多反射RF移相器电路，可编程多反射RF移相器电路被以测温(thermometric)方式控制以生成多个且相等的相移增量。

本发明的另一方面包括用于多反射移相器的可选模式，多反射移相器允许在相位重叠模式下生成间隙(interstitial)相移状态以及纯测温相移。该构思的另一方面是过度供应相位状态位的数目，以通过将相位状态位映射至最佳地提供均匀间隔的相移的控制线的组合来以纯测温编码方式进行操作。

本发明的又一方面包括具有多个可切换电抗元件的移相器，多个可切换电抗元件具有逐渐增大的电抗值，从而允许扩展范围的相移操作模式。

本发明的另一方面包括电抗元件的使用，电抗元件被添加以通过在“微调位”的控制下允许电路电容和/或电感的小的调整来提供“微调”移相器的性能，以便实现少量的相移。微调位能力能够带来以下益处：(1)细调频段以得到最佳相移；(2)弥补(重新调整)由于混杂因素——包括半导体制造工艺的变化——而引起的从标称值的性能偏移；以及/或者(3)出于平衡移相器的整体性能的目的而有意地增加多反射终接电路之间的失配。

具有不同相移增量的多个本公开内容中描述的类型的可编程多反射RF移相器可以串联或并联连接以提供期望的相移全范围(gamut)。这样的组合可以包括其他类型的移相器和/或非多反射移相器以实现甚至更大的相移全范围。

使用利用绝缘体上硅(SOI)工艺(包括蓝宝石上硅，或SOS)制造的堆叠FET开关在CMOS IC中体现本公开内容中所描述的可编程多反射移相器构思存在许多优点。

在附图和以下描述中阐述了本发明的一个或更多个实施方式的细节。根据说明书和附图并且根据权利要求书，本发明的其他特征、目的和优点将是明显的。

附图说明

图1是混合耦合器的示意图。

图2是包括宽带混合耦合器和呈反射终接电路形式的一对电抗元件的反射型移相器的示意图。

图3A是简单反射终接电路的示意图，该反射终接电路包括可以通过耦合至电路地的场效应晶体管(FET)开关切换进入或切换离开电路的电容器。

图3B是图3A的电路的简化示意图，其中，FET开关被表示为单刀单掷开关。

图4是包括三个并联的电容器/开关单元的多反射终接电路的示意图，每个电容器/开关单元包括电容器和相应的开关。

图5A是包括串联连接的FET开关SWn和电容器Cn的反射终接电路的简化示意图。

图5B是包括串联连接的FET开关SWn和电感器Ln的反射终接电路的简化示意图。

图5C是包括串联连接的第一FET开关SWn、第二FET开关SWm和电感器Ln的反射终接电路的简化示意图。

图6是示出对于一个示例实施方式的针对所选择的C_ON与C_OFF的比率的作为C_ON的函数的相移的曲线图。

图7是对于一个示例实施方式的针对所选择的C_ON(在该示例中为0.8pf)和C_ON/C_OFF比率(在该示例中为6)的作为频率的函数的相移的曲线图。

图8是针对50Ohm的特性阻抗的绘制C_OPT以及对于C_ON和C_OFF的等间隔放置的值的史密斯图(Smith chart)。

图9是测温控制的可编程多反射RF移相器的一个实施方式的示意图。

图10是绘制导致相位以22.5°的增量偏移的电容位置的最佳位置的史密斯图。

图11是示出针对22.5°可编程移相器的对于表3所示的具体电路值的宽带相移与频率响应的曲线图。

图12是示出针对22.5°可编程移相器的对于表4所示的稍微优化的具体电路值的宽带相移与频率响应的曲线图。

图13是示出针对在相位重叠模式下操作的可编程移相器的对于表8所示的具体电路值的宽带相移与频率响应的曲线图。

图14是示出针对在扩展范围相移模式下操作的可编程移相器的对于表13所示的具体电路值的宽带相移与频率响应的曲线图。

图15是每个多反射终接电路具有五个电容器/开关电抗元件的可编程多反射RF移相器的一个实施方式的示意图。

图16是示出在将主相移状态保持在22.5°的同时针对不同微调位状态的相对宽带相移与频率响应的曲线图。

图17是示出针对可编程移相器配置的实施方式的相移与频率响应的曲线图，其中，以独立方式控制与耦合端口和直接端口中的每个相对应的相同微调位T_C、T_D的状态，同时将主相移状态保持在67.5°。

图18是示出在将主相移状态保持在67.5°的同时针对对于耦合端口和直接端口的特定微调位状态的混合耦合器的输入端口处的回波损耗的曲线图。

图19是示出在将主相移状态保持在67.5°的同时针对对于耦合端口和直接端口的特定微调位状态的混合耦合器的输出端口处的回波损耗的曲线图。

图20是示出串联耦合的两个可编程多反射RF移相器的框图。

图21是示出当已知感兴趣的输入频率将落入精确频率范围中时用于可编程多反射RF移相器的一种校准方法的曲线图。

图22是示出用于可编程多反射RF移相器的另一种校准方法的曲线图，该可编程多反射RF移相器对于其中关于预期输入信号的精确单一频率而言先验信息可用的情况特别有用。

图23A是示出针对选定基本中心频率的作为频率(以GHz为单位)的函数的校正“差量(delta)”的映射的曲线的曲线图。

图23B是示出对于图23A所示的曲线左侧的针对选定基本中心频率(以GHz为单位)的作为频率的函数的校正“差量”的映射的曲线的曲线图。

图23C是示出对于图23A所示的曲线右侧的针对选定基本中心频率的作为频率(以GHz为单位)的函数的校正“差量”的映射的曲线的曲线图。

图24是示出在较窄频带上用于宽带可编程多反射RF移相器的另一校准方法的曲线图。

各个附图中的相似的附图标记和标号指示相似的要素。

具体实施方式

本发明包括提供减小的均方根(RMS)相位误差的多反射移相器的各种实施方式，多反射移相器可以针对期望的频带进行优化、可以补偿制造期间产生的工艺变化并且可以帮助弥补系统级性能不足。

用于等间隔相量生成的测温编码

使用单个混合耦合器与多个可切换电抗元件以实现多个等间隔相移是利用常规设计难以实现的，因为电容(或更一般地，电抗)值并非均匀地增大，并且每个可切换电抗元件受加载其自身OFF状态相位值以及其他可切换电抗元件的特定ON/OFF状态的影响。图4所示的用于将基于电容器的电抗元件切换进入电路和切换离开电路的电路的仔细考虑公开了用于控制这样的电抗元件的简单二进制方案出于这些原因而具有缺陷。

本发明的一个方面利用与多个可切换电抗元件结合的单个混合耦合器(例如，兰格耦合器)，使得以测温(即，顺序地增加/减少)方式来控制一组电抗元件以生成多个且相等的相移增量，其中，每个电抗元件的OFF状态和ON状态被很好地定义。兰格耦合器由于其有利的低电压驻波比(VSWR)和宽带频率特性而在许多应用中特别有用。

在反射终接电路的一些实施方式中，多个可切换电抗元件可以被实现为基于FET的电容器/开关电抗元件或者实现为基于FET的电感器/开关电抗元件或两者的组合。例如，图5A是包括串联连接的FET开关SWn和电容器Cn的反射终接电路500的简化示意图。类似地，图5B是包括串联连接的FET开关SWn和电感器Ln的反射终接电路502的简化示意图。

利用目前的技术，电抗元件的基于FET的实施方式从不具有零电容。例如，参照图5A，当FET开关SWn闭合(即，处于导通状态或“ON”)时，ON状态反射终接电路500的电容C_ON仅是电容器Cn的电容；因此，C_ON＝Cn。然而，当FET开关SWn打开(即，处于非导通状态，或“OFF”)时，FET开关SWn具有为C_{SWn_OFF}的电容，并且OFF状态反射终接电路500的电容C_OFF更复杂：C_OFF＝(Cn*C_{SWn_OFF})/(Cn+C_{SWn_OFF})。

注意，图5A中的电容器Cn可以被实现为FET，该FET被配置成始终OFF，因此表现得像具有电容C_OFF的电容器一样。可替选地，Cn和SWn两者均可以是可切换FET(优选地具有不同的C_OFF值)，但是在任何一个时刻至少一个被切换为OFF(因此仅表现为电容器)。由于C_OFF值的不同组合(即，第一FET OFF并且第二FET ON，第一FET ON并且第二FETOFF以及两个FET均OFF)，这样的配置将使得一个电容器/开关终接电路500能够具有三个不同的相移程度。

作为另一示例，图5C是包括串联连接的第一FET开关SWn、第二FET开关SWm和电感器Ln的反射终接电路504的简化示意图。由于第一FET开关和第二FET开关可以在ON时被建模为电阻器Rn、Rm，并且在OFF时被建模为电容器Cn、Cm，因此这样的配置允许四种不同的串联配置：(1)RnRmLn；(2)RnCmLn；(3)CnRmLn；以及(4)CnCmLn。当然，选择性地影响信号相位的可切换部件的其他组合可以被用作包括多个切换传输线、可变长度传输线以及电容器和电感器的更复杂组合在内的电抗元件。

考虑对于C_ON和C_OFF的等式，清楚的是，当第二电容器包括在反射终接电路的电抗元件中时，Cn的变化影响两个电容值。重要的实现是考虑C_ON与C_OFF的比率以及特定比率对相移的影响是有用的。例如，图6是示出对于一个示例实施方式的针对选定的C_ON与C_OFF的比率的作为C_ON的函数的相移的曲线图。如在该特定示例中可以看出的，当比率C_ON/C_OFF被设定为6时，实现最大相移所需的C_ON的最佳值约为0.8pf。

另一重要的实现是优化反射终接电路的频率响应需要考虑C_ON与C_OFF的关系。图7是对于一个示例实施方式的针对选定的C_ON(在该示例中为0.8pf)和C_ON/C_OFF比率(在该示例中为6)的作为频率的函数的相移的曲线图。对于选定的C_ON/C_OFF比率，对C_ON的各种值进行建模或测试以确定实现最大相移所需的值(如图6中那样)使得能够利用所确定的值进行建模或测试以确定选定组合的频率响应(如图7中那样)。一般地，仅在“最有效点(sweet point)”频率范围内针对选定的C_ON/C_OFF比率利用特定C_ON值才能实现宽带响应。一般地，如果C_ON/C_OFF比率保持不变，但使用非常低的C_ON值，则在低频处存在最小相移；类似地，如果使用过高的C_ON值，则在较高频率处存在最小相移。

对于选定的特性阻抗(例如，50Ohm)，可以定义最佳值C_OPT，其中，中心频率Fc处的电抗X_Copt等于选定的特性阻抗。例如，对于包括电容性部件的基于FET的反射终接电路，为了实现宽带90°相移，在史密斯图中C_ON和C_OFF应当与C_OPT点基本上等间隔地放置。图8是针对50Ohm的特性阻抗的绘制C_OPT 802以及对于C_ON 804和C_OFF 806的等间隔放置的值的史密斯图800。在更一般的相量表示中，对于Fc处的期望反射系数Γ(伽马)，绘制值如下：

Γ(C_OPT)＝1.e^j(-90)

Γ(C_ON)＝1.e^j(-90-θ)

Γ(C_OFF)＝1.e^j(-90+θ)

利用这些值，期望的相移是2*θ。针对其他期望的相移(例如，45°、22.5°、11.25°或5.625°的步长)利用该方法，可以针对额外的基于FET的电容器/开关电抗元件的C_ON和C_OFF确定电容值。关于基于FET的电感器/开关电抗元件的电感值，可以进行类似的分析和确定。

(例如，图5A至图5C所示的类型的)多个基于FET的可切换电抗元件可以被组合在一对反射终接电路中，以用于与混合耦合器结合使用以创建可编程多反射RF移相器电路，该可编程多反射RF移相器电路被以测温方式控制以生成多个且相等的相移增量。图9是测温控制的可编程多反射RF移相器900的一个实施方式的示意图。常规的混合耦合器(例如，兰格耦合器)902耦合至RFin负载904和RFout负载906，以及耦合至(在结构和部件值上)大致相同的多反射终接电路910(还参见下面关于不相同的多反射终接电路的论述)。每个多反射终接电路910包括n个可切换电抗元件912，每个可切换电抗元件912包括至少一个电抗元件Xn，至少一个电抗元件Xn串联连接至至少一个相应的开关SWn，其中，n是一个或更多个(作为示例示出3个)。一个可切换电抗元件912被以虚线轮廓圈出作为相应的多反射终接电路910的“支路(leg)”，并且其他示例在图5A至图5B中示出。选择性地影响信号相位的可切换部件的其他组合可以被用作多反射终接电路910内的包括多个切换传输线、可变长度传输线以及电容器和电感器的更复杂组合在内的电抗元件。

图9还示出了被建模为分立电感器L的寄生接地电感。然而，该电感L还可以被最佳地配置(通过适当的扩大和/或部件布局)以优化RF移相器900的相移响应并且增大相移范围(考虑对电路带宽的可能不利影响)。

以下关系适用于每个多反射终接电路910中的包含FET开关SWn和电容Cn(即，电容器或被配置成电容器的FET)的n个示出的可切换电抗元件912，例如图5A所示的电路500：Cn_ON＝Cn并且Cn_OFF＝(Cn*C_{SWn_OFF})/(Cn+C_{SWn_OFF})。作为一个示例，具有这样的电容器配置的可切换电抗元件912“支路”中的每个可以具有约0.26pF的C_ON以及每支路约为5的C_ON/C_OFF比率。利用这些值和每个反射终接电路910的三个“支路”，相对于所有电容Cn是OFF(～0.134pF)时的参考状态，当所有电容Cn被接通时(～0.8pF)，实现最大相移。对于这种情况，对于组合的所有六个支路，C_{ON_total}/C_{OFF_total}＝～6。如图6和图7所示，这样的配置提供了90°的宽带最大相移。

开关控制

可切换电抗元件912的FET开关SWn是通过将控制信号施加至相应的控制线bn而独立可控的(控制线与开关连接的细节虽然未被示出，但是公知的)。在示出的实施方式中，bn控制线被测温地映射至定义相移的m个二进制相位状态(PS)控制位；然而，在替选实施方式中，bn控制线可以由外部电路以测温模式直接控制。PS控制位和/或直接控制位可以例如通过公知的串行外围接口(SPI)总线来提供。

PS控制位至bn控制线的映射可以由映射电路920例如专用组合逻辑或查找表以已知的方式来实现。作为一个示例，如果m＝2并且n＝3，则如表1所示，可以将两个PS控制位测温地映射至三条控制线b2至b0：

PS位	b2	b1	b0
				00	0	0	0
01	0	0	1
				10	0	1	1
11	1	1	1

表1

因此，对于相位状态PS₀₀，所有FET开关SWn为OFF。然后，(以温度计的方式)逐渐地，对于相位状态PS₀₁，仅开关SW₀为ON；对于相位状态PS₁₀，仅开关SW₀和SW₁为ON；并且对于相位状态PS₁₁，所有开关SW₀至SW₂均为ON。因此，整个电抗元件链的电抗值连续增加，以产生等间隔相移。

基于电容器的多反射终接电路实施方式

下面的论述使用多反射终接电路910，其中，利用电容器Cn作为可切换电抗元件912内的相变电抗元件Xn来实现多反射终接电路910，类似于图5A作为示例示出的电容器/开关结构。相应的论述将适用于利用用作可切换电抗元件912的主要相变部件的其他类型的电抗元件Xn(例如，电感器、传输线)实现的多反射终接电路910。

关于“REF”(针对“参考”)状态和“ON”状态所表示的并且使用以上针对每个多反射终接电路910的每个电容器/开关电抗元件912的ON电容和OFF电容(即，Cn_ON和Cn_OFF)陈述的术语，从参考状态到ON状态的电容的变化可以如表2所阐述的来表示：

表2

表3阐述了对于以22.5°增量实现3个相移的具体电路示例的针对每个相位状态(REF和ON)的多反射终接电路910的电容值(每种情况下C_OFF与C_ON相位状态之间的差)，其中，在10GHz下C_OPT＝0.31pf，从而在10GHz下提供90°的S11参数相位；其他电容值跨该C_OPT对称摆动。

PS位	b2	b1	b0	C<sub>ON</sub>(pF)	C<sub>OFF</sub>(pF)	相移
							00	0	0	0	0.17	NA	参考
01	0	0	1	0.26	0.17	22.5°
							10	0	1	1	0.39	0.26	22.5°
11	1	1	1	0.6	0.39	22.5°

表3

因此，根据表3，对于该示例，下面的值实现了期望的均匀的22.5°相移：

PS<sub>01_REF</sub>＝0.17pF
	PS<sub>10_REF</sub>＝0.26pF
PS<sub>11_REF</sub>＝0.39pF
	PS<sub>11_ON</sub>＝0.6pF

表4

虽然从相位状态到相位状态的总电容差是不均匀的，但是作为对可切换电抗元件912的不同支路中的电容器和开关部件的大小进行适当弥补的结果，相移是均匀的。特定设计所需的电容值可以通过图形来确定或者通过迭代建模或测试过程来确定。例如，图10是与上面的表3中的3位测温示例相对应的绘制导致相位以22.5°的增量偏移的电容值1002的最佳位置的史密斯图1000；虚线指示中央C_OPT点。如以上所提到的，相移增量可以具有其他值，例如45°、11.25°或5.625°。(还要注意，相移的精度取决于部件的质量、电路设计和布局以及制造工艺，并且因此任何状态下的相移可以与设计值不同；因此，对于本文中描述的实施方式在任何特定状态下实际上实现的相移量可以与所陈述的值稍微不同)。最佳史密斯图位置的该构思通常适用于确定电抗值，并且因此例如当使用可切换的基于电感器的电抗元件912时，将适用于史密斯图的相反的正侧以确定相应的L_OPT。

图11是示出针对22.5°可编程测温移相器的对于表3所示的具体电路值的宽带相移与频率响应的曲线图1100。根据曲线图，清楚的是，由于22.5°相移和45°相移在较高频率处具有其相应最佳结果，因此最佳带宽(以10GHz为中心)适合实现67.5°相移；这是因为选定的相移电容值不会跨C_OPT点对称摆动。

图12是示出针对22.5°可编程测温移相器的对于表4所示的稍微优化的具体电路值的宽带相移与频率响应的曲线图1200。在该示例中，45°相移具有最佳带宽(再次以10GHz为中心)，而使22.5°相移和67.5°相移跨10GHz点相反摆动(即，每条曲线在10GHz点的相反侧具有最大值)。使用下面的表5和表6所示的值来实现该特定变型实施方式：

PS<sub>01_REF</sub>＝0.2pF
	PS<sub>10_REF</sub>＝0.3pF
PS<sub>11_REF</sub>＝0.47pF
	PS<sub>11_ON</sub>＝0.73pF

表5

PS位	b2	b1	b0	C<sub>ON</sub>(pF)	C<sub>OFF</sub>(pF)	相移
							00	0	0	0	0.2	NA	参考
01	0	0	1	0.3	0.2	22.5°
							10	0	1	1	0.47	0.3	22.5°
11	1	1	1	0.73	0.47	22.5°

表6

满足所有这些电容值(并且更一般地，电抗值)通常需要迭代过程，并且可以涉及优化器程序。

本发明的该方面包括用于以多个等间隔相移来对RF信号可编程地进行相移的方法，所述方法包括：

提供具有输入端口、输出端口、耦合端口和直接端口的混合耦合器；

提供分别耦合至混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个反射终接电路包括两个或更多个可切换电抗元件；以及

借助于测温编码来顺序地控制可切换电抗元件以生成施加至混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移。

相位重叠模式

在上面论述的基于电容器的多反射终接电路实施方式中，电容器Cn被用作图9所示的可切换电抗元件912内的电抗元件Xn。使用表6所示的值，多反射终接电路910的电容以在使用测温编码逐步通过四个相位状态时允许22.5°的相移增量的方式来变化。然而，还可以以还适用于其他类型的相变电抗元件Xn(例如，电感器、传输线)的替选方式来使用相同的电路配置。特别地，如果定义相移(PS)状态的m个二进制相位状态控制位PS的数目被设置成匹配或超过bn控制线(例如，m＝n，或者控制位至控制线的直接映射)，则所有各条控制线可以以任何组合进行控制，而不是仅顺序地激活。这样的配置将允许电路覆盖最小相移量与最大相移量之间(即，示出的实施方式中在22.5°与67.5°之间)的更多的点；也就是说，最小相移值和最大相移值将保持与表6所示的映射示例相同，但是可以实现更多点或相移“重叠”。

作为示例，继续使用基于电容器的可切换电抗元件912以用于说明，并且继续利用表6所示的特定值，三个二进制相位状态(PS)控制位可以直接控制三条控制线bn并且定义8个相位状态值；下面在表8中阐述了具体示例，其中，将每个状态下的相移与所有开关都是OFF的参考状态进行比较(因此，每行中的C_OFF值相同)：

表8

如表6那样，在最左边的列处以“T”标记的表行指示精确产生用于控制线bn的测温编码状态的PS位状态。另外，通过在可选操作模式下允许另外的PS位状态，可以由同一电路生成“间隙”相移，每个间隙相移提供从参考状态增加的相移。这种额外的相移重叠使得移相器900能够被设置成更精细的相位分辨率并且改善RMS相位误差。

图13是示出针对在相位重叠模式下操作的可编程移相器的对于表8所示的具体电路值的宽带相移与频率响应的曲线图1300。如可以看出的，可以通过将PS位状态限制为值“001”、“011”和“111”来实现22.5°的均匀间隔的相移，而如果移相器900在可选的相位重叠操作模式下使用，则可以利用其他位组合来生成附加的间隙相移或重叠相移。

提供分别耦合至混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个反射终接电路包括两个或更多个可切换电抗元件；

借助于测温编码来顺序地控制可切换电抗元件以生成施加至混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移；以及

控制可切换电抗元件以生成施加至混合耦合器的输入端口的信号的至少一个间隙相移。

过度供应的控制位配置

用于图9所示的电路实施方式的又一操作模式是以纯测温编码方式进行操作，但是将PS位映射至最佳提供均匀间隔的相移的控制线bn的组合。例如，在工艺变化或其他混杂因素导致电路不能按照设计运行的情况下，这可以是有用的。例如，再次使用基于电容器的可切换电抗元件912以用于说明，对一个示例移相器900的校准测试可能导致诸如表9所示的值。在表9中，实现22.5°的均匀间隔的相移的标称测温编码在“011”的PS位状态下关闭，从而仅实现40°的相移(参见左边以“T”标记的行)。然而，结果是，在该示例中，“100”的PS位状态实现了期望的45°相移(参见左边以“T₀”标记的行)。因此，映射电路920可以被配置成如表10所示地将PS位映射至控制线bn，以提供校正的相移映射并且实现期望的测温编码。

	PS位	b2	b1	b0	C<sub>ON</sub>(pF)	C<sub>OFF</sub>(pF)	相移
									000	0	0	0	0.19	NA	参考
T	001	0	0	1	0.30	0.19	22.5°
									010	0	1	0	0.37	0.19	35°
T	011	0	1	1	0.47	0.19	40°
								T<sub>0</sub>	100	1	0	0	0.45	0.19	45°
	101	1	0	1	0.56	0.19	56°
									110	1	1	0	0.63	0.19	62°
T	111	1	1	1	0.73	0.19	67.5°

表9

表10

因此，通过使用额外的相位状态(PS)控制位(即，过度供应PS位)，可以“丢弃”某些位状态，以选择并映射在被映射至控制线时提供最高级别的相移精确度的位状态。此外，因为相移量是依赖于频率的(参见例如图13)，所以针对不同频率具有PS位至控制线bn的不同映射以提高相移精确度可能是有用的。这可以例如通过利用不同的查找表或多组组合逻辑电路配置映射电路920来实现，其中，特定表或组通过外部提供的控制信号或由频率检测电路来选择。

提供分别耦合至混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个反射终接电路包括各自具有相应的控制线的两个或更多个可切换电抗元件；以及

将m个控制位映射至相应可切换电抗元件的n条控制线，其中m≥n，以控制这样的相应的可切换电抗元件以提供校正的相移映射，所述校正的相移映射实现期望的测温编码以生成施加至混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移。

扩展范围相移模式

测温编码的多反射电路910帮助跨相位位状态分配电抗。最大相移由与各个相位状态位相关联的所有基本相同的电抗的总和而得到。当在上面描述的相位重叠模式下使用时，图9所示的移相器900被限制为生成仅在最小相移值与最大相移值之间的相移，其中，可以通过以严格测温模式操作相同的移相器900来生成相移。

在一些情况下，可能期望实现超出在严格测温模式下能够获得的最大相移范围的扩展范围的相移。用于实现此目的的一个实施方式是适配移相器900，使得每个多反射终接电路910的可切换电抗元件912不是基本相同的，并且通常以非测温模式操作且每个可切换电抗元件912的电抗值逐渐增加。

表11示出了使用具有相关联C_ON值的电容器Cn作为可切换电抗元件912内的电抗元件Xn将相位状态位映射至控制线的一个示例，以通过每次仅接通一个可切换电抗元件912来实现每相位状态22.5°的均匀相移。

表11

关于“REF”(针对“参考”)状态和“ON”状态所表示的，从参考状态到ON状态的电容的变化可以如表12中所阐述的来表示：

PS<sub>01_REF</sub>＝C0<sub>OFF</sub>+C1<sub>OFF</sub>+C2<sub>OFF</sub>
	PS<sub>01_ON</sub>＝C0<sub>ON</sub>＝C0
PS<sub>10_REF</sub>＝C0<sub>OFF</sub>+C1<sub>OFF</sub>+C2<sub>OFF</sub>
	PS<sub>10_ON</sub>＝C1<sub>ON</sub>＝C1
PS<sub>11_REF</sub>＝C0<sub>OFF</sub>+C1<sub>OFF</sub>+C2<sub>OFF</sub>
	PS<sub>11_ON</sub>＝C2<sub>ON</sub>＝C2

表12

利用符合表11的移相器900电路配置，可以通过使用控制位至控制线的直接映射来操作如上面针对相位重叠模式描述的配置来实现扩展的相移范围。因此，可以以任何组合来控制所有各条控制线，而不是仅顺序地激活。表13给出了扩展相移模式的一个示例。

PS位	b2	b1	b0	C<sub>ON</sub>(pF)	C<sub>OFF</sub>(pF)	相移
							000	0	0	0	0.21	NA	参考
001	0	0	1	0.30	0.21	22.5°
							010	0	1	0	0.46	0.21	45°
011	0	1	1	0.56	0.21	55°
							100	1	0	0	0.73	0.21	67.5°
101	1	0	1	0.82	0.21	75°
							110	1	1	0	0.99	0.21	80°
111	1	1	1	1.08	0.21	83.5°

表13

在该示例中，将相移位(001、010、100)的子集映射至一组控制位bn，一组控制位bn通过每次仅激活一个基于电容器的可切换电抗元件912来提供每相位状态22.5°的均匀相移。此外，通过每次激活多于一个可切换电抗元件912，可以获得扩展范围的相移(以及一些间隙相移)。图14是示出针对在扩展范围相移模式下操作的可编程移相器的对于表13所示的具体电路值的宽带相移与频率响应的曲线图1400。

提供分别耦合至混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个反射终接电路包括两个或更多个可切换电抗元件，所述两个或更多个可切换电抗元件具有逐渐增加的电抗值；以及

选择性地控制所述两个或更多个可切换电抗元件中的选定可切换电抗元件以生成施加至混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移。

以上方法还可以包括：控制可切换电抗元件以生成施加至混合耦合器的输入端口的信号的扩展范围的相移。

微调位

图9示出了每个多反射终接电路910三个可切换电抗元件912；如上所提到的，数目可以变化。然而，存在可选操作模式，在可选操作模式下添加可切换电抗元件912以通过在“微调位”的控制下允许对电路电抗进行小的调整来提供移相器的性能的校正和/或偏置(即，“微调”)，以实现相对较少量的相移(例如，取决于频率的小于大约10°的总组合相移变化，但是在某些应用中可以使用较大的值)。

例如，图15是可编程多反射RF移相器1500的一个实施方式的示意图，可编程多反射RF移相器1500具有每个多反射终接电路910五个基于电容器的可切换电抗元件912C₀至C₂、TC₀、TC₁(已经省略了控制线、控制位和映射电路)。在示出的实施方式中，通过相应的开关SW₀至SW₂控制的基于电容器的可切换电抗元件912C₀至C₂中的三个是在程序控制下提供期望的标称水平的增量相移的主相位控制单元。然而，在示出的实施方式中，每个多反射终接电路910包括通过“微调位”控制的附加的T组可选的“微调”基于电容器的可切换电抗元件912(示出了两组，TC₀、TC₁)。更具体地，每个添加的微调可切换电抗元件912由相应的开关TSW_T控制，开关TSW_T可以通过内部或外部映射电路920或者外部控制信号来动态可选择地控制，或者在借助于熔丝、金属化层、只读查找表等校准之后被可选择地设置成特定状态。每个可切换电抗元件912的相应电容值TC_T通常相对较小，并且可以例如足以提供小于约10°的相移(当然，考虑相应开关TSW_T在OFF状态下的电容)；然而，较大的相移值可以在某些应用中使用。激活一个或更多个微调位开关TSW_T设置相应的相移参考状态(即，多反射终接电路910的最小电抗)。

应当注意的是，“微调”可切换电抗元件912可以与任何类型(例如，测温编码的、二进制编码的等)的多反射终接电路910结合使用。

微调位能力能够实现以下优点：(1)细调频带以得到最佳相移误差(与绝对偏移相比更容易实现相对偏移)；(2)弥补(重新调整)由于包括半导体制造工艺的变化、IC电源电压和IC操作温度(对于“工艺”、“电压”和“温度”参数，通常缩写为“PVT”)的混杂因素而引起的从标称值的性能偏移；以及/或者(3)出于平衡移相器1500的整体性能的目的而有意地增加多反射终接电路910之间的失配。使用这样的微调位作为校准过程的一部分是特别有用的，因为可用的精细调节量可以用于调整移相器1500(例如，利用熔丝)，而无需增加由SWn开关控制的可切换电抗元件912所需的外部控制位的数目。

微调位校正的有用的方面是，可以在移相器块级使用电路构思(例如，以细调多反射RF移相器900)，或者在更高系统级使用电路构思，在更高系统级中，反射RF移相器900内的微调位校正可以被用于补偿或调节其他连接电路的相位或一些其他系统度量。微调位校正的益处可以是整体移相器性能优化和/或系统级性能优化(注意，在反射RF移相器900级具有一些插入损耗变化同时保持一致的相移通常在较高系统级有益)。

(1)细调

数字移相器在其中RMS相位误差最小的窄频带中具有最佳性能。图16是示出在将主相移状态保持在22.5°的同时对于不同微调位状态的相对宽带相移与频率响应的曲线图1600。在示出的实施方式中，两个微调位从二进制“00”变化为二进制“11”。如可以看出的，使用微调位添加(或者在某些情况下，减去——参见下文)微量的电抗可以引入相对少量的性能变化。

(2)工艺变化补偿

如所提到的，微调位可以用于对移相器1500的性能特性重新定中心，以补偿引起比期望的电抗更低或更高的电路电抗的PVT变化。出于这样的目的，通常优选的是，应当选择处于所有这样的状态可以提供的相移极值的中心的一个相位状态(微调位状态00、01、10或11)作为参考状态。例如，如果从00到11的微调位状态的范围可以实现10°的相移并且微调位状态10可以提供6°的相移，则可以选择微调位状态10作为参考状态。这允许在重新调整总体相移特性时进行两种方式(增加或减小总体电抗)。

作为另一示例，设计移相器1500使得至少一个微调位(各自包括可切换电抗元件912)名义上意在是ON，使得在校准时一个或更多个这样的微调位可以根据需要关闭还可以是有用的。这种能力有效地允许通过增加或减小总体电抗来进行调节，并且允许更精细的分辨率。

(3)有意的失配

混合耦合器通常基于来自耦合端口和直接端口两者的反射完全相同的原理而工作，并且因此在两个端口处使用相同的反射单元。不同的反射终接单元将产生相移，但是与相同的电抗元件相比，通常将引起插入损耗和回波损耗的一些变化/劣化。

然而，混合耦合器不具有从其输入端口到耦合端口和直接端口的对称隔离。微调位构思的另一方面是可以在耦合端口与直接端口之间引入有意电抗失配以针对特定频率优化性能。失配量可以是固定的、基于另一参数(例如，用户设置、信号频率、温度、系统或信号功率等)的可编程差异以及/或者在多反射RF移相器900的外部完全独立地可控制/可编程。

例如，参照图15，可以向耦合端口和直接端口中的每个端口提供一个或更多个微调位(例如，T组基于电容器的可切换电抗元件912)，使得针对两个端口的微调位可以被独立地改变。图17是示出针对可编程移相器配置的实施方式的相移与频率响应的曲线图1700，其中，以独立方式控制(分别与耦合端口和直接端口相对应的)相同微调位T_C、T_D的状态同时将主相移状态保持在67.5°(注意，对于T_C＝0、T_D＝1以及T_C＝1、T_D＝0的响应相同、经受部件变化)。

图18是示出在将主相移状态保持在67.5°的同时针对对于耦合端口和直接端口的特定微调位状态(T_C＝0、T_D＝1)的混合耦合器的输入端口处的回波损耗的曲线图1800。类似地，图19是示出在将主相移状态保持在67.5°的同时针对对于耦合端口和直接端口的特定微调位状态(T_C＝0、T_D＝1)的混合耦合器的输出端口处的回波损耗的曲线图1900。参照粗虚线1802、1902，与直接端口相比对耦合端口稍多加载的状态给出了稍好的回波损耗性能。原因在于从输入端口到直接端口的隔离优于从输入端口到耦合端口的隔离，并且因此需要从耦合端口反射更多的功率以平衡功率并且将功率重新路由至隔离端口。微调位允许在耦合端口和直接端口上强加有意的电抗不平衡以实现更好的隔离。其他曲线示出了对于T_C和T_D的不同组合的类似比较。

本发明的该方面包括用于以多个相移来对RF信号可编程地进行相移的方法，所述方法包括：

提供分别耦合至混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个反射终接电路包括：

两个或更多个主相位控制可切换电抗元件；以及

至少一个可选择微调电抗元件，所述可选择微调电抗元件具有足以将施加至混合耦合器的输入端口的信号的相位偏移小于约10°的总电抗；

控制主相位控制可切换电抗元件以生成施加至混合耦合器的输入端口的信号的多个相移；以及

选择至少一个可选择微调可切换电抗元件，以将信号的相位偏移设定量，以细调或补偿施加至信号的总体相移的混杂因素。

以上方法还可以包括：将通过第一多反射终接电路中的至少一个可选择微调可切换电抗元件对信号的相移量与通过第二多反射终接电路中的至少一个可选择微调可切换电抗元件对信号的相移量设定得不同。

移相器的组合

具有不同的相移增量的多个上述类型的可编程多反射RF移相器可以串联或并联连接，以提供期望的相移全范围。具体地，为了实现对系统中的相移量的精细控制，串联连接具有不同相移增量的两个或更多个这样的移相器通常是有用的。例如，图20是示出串联耦合的两个可编程多反射RF移相器2002、2004的框图。一个多反射RF移相器2002具有0°、5.625°、11.25°和16.875°的增量相移状态，而另一个多反射RF移相器2004具有0°、22.5°、45°和67.5°的增量相移状态。在示出的实施方式中，4位控制总线2006向多反射RF移相器2002、2004中的每个提供两个控制位。在上述最简单的每个移相器2位的测温配置中，示出的串联多反射RF移相器可以提供增量为5.625°的从约0°至约84.375°的相移；当然，可以串联地添加附加的多反射RF移相器级(例如，90°和180°)以增加能够获得的相移状态的范围。

此外，上述类型的可编程多反射RF移相器可以与其他类型的移相器和/或非多反射移相器组合。例如，将一个或更多个可编程多反射RF移相器与一个或更多个可选择非反射或反射移相器组合以增大能够获得的相移全范围可以是有用的，所述一个或更多个可选择非反射或反射移相器在被选择时能够仅提供固定相移(例如，90°或180°)。一个示例串联配置包括：具有5.625°、11.25°和16.875°的增量相移状态的第一可编程多反射RF移相器，具有22.5°、45°和67.5°的增量相移状态的第二可编程多反射RF移相器，具有90°固定相移的第一可选择移相器以及具有180°固定相移的第二可选择移相器。在上述最简单的每个移相器2位的测温配置中，这组移相器可以提供增量为5.625°的从约0°至约354.375°的相移。

校准

下文描述了可以采取以校准上述任何类型的可编程多反射RF移相器的若干方法。在校准该类型的电路时，主要任务是仅表征针对每个相位状态值的实际相移使得已知输出与已知输入相匹配，或者更有用地是将每个相位状态值映射至最佳地实现指定相移量的可切换电抗元件912的组合，从而针对每个输入实现校正的输出。如以上所描述的，使用过度供应和/或微调位更容易实现后一任务。

例如，在3位多反射RF移相器中(通常两个多反射终接电路910被一起控制，虽然微调位可以被有意地单独选择)，可以应用于移相器的每一侧以选择相移量的从0至7的二进制值中的每个二进制值可以被映射至可切换电抗元件912的特定组合。为此，必须记住对于大的频带(例如，2GHz或更大)，相移具有频率依赖性。由于可切换电抗元件912、混合耦合器902和寄生接地电感L的频率依赖性质，因此对于非常大的频带，移相器电路通常实际上不能提供精确量的设计的相移(因此需要校准)。因此，特定的标称相位状态设置可能不能实现用于宽带操作的期望相移，但是可以存在更接近于实现期望相移的另一相位状态设置。作为示例，可以是，相位状态“3”(其可以映射至“011”的控制线bn值)应该使得特定多反射RF移相器的相移为45°，这通常可以通过激活单个成对的可切换电抗元件912(即，每个反射终接电路202、203中的一个可切换电抗元件912)来实现。然而，测得的相移可能只有40°。因此，可能有必要将相位状态“3”映射至一组控制线值，所述一组控制线值不仅激活设计的一对可切换电抗元件912，而且还激活实质上提供所需的额外5°相移的第二对可切换电抗元件912。例如，上面的表9和表10示出了相位状态“3”至“100”的控制线b_n值的校准映射，而不是至名义上预期的“011”的控制线b_n值的校准映射。

图21是示出在已知感兴趣的输入频率将落入精确频率范围中(例如，仅已知相对宽的操作频带，例如接收到的信号将在8GHz与10GHz之间的2GHz频带中)时用于可编程多反射RF移相器的一种校准方法的曲线图2100。曲线图线2102表示当输入测试信号施加至感兴趣的频带(此处是6GHz至16GHz)上时对于移相器的所有相移状态设置(例如，对于6位多反射RF移相器为0至63，覆盖5.625°步长的0.0°至354.375°的相移范围)的未校正的“原始”均方根(RMS)相位误差，其中，较低的RMS相位误差更好。

由于精确的信号频率信息对于感兴趣的输入频率而言不可获得，因此在示出的实施方式中，整个操作频带被细分成稍宽的子带(此处，每个子带2GHz)。跨每个子带测量所有相位状态下的RMS相位误差，并且确定相位状态位至有源电容器/开关电抗元件912的哪个映射在这样的子带内给出了最低RMS相位误差。此外，还可以改变与可编程多反射RF移相器串联的可变衰减器，以在每个子带中实现较低的RMS相位误差。在示出的实施方式中，将每个子带内的标称相位状态和衰减状态的一些组映射至实际电路状态将RMS相位误差减小至与曲线图线2104a至2104e对应的值。例如，对于8GHz至10GHz子带，点2106指示最低RMS相位误差。

在一个实施方式中，对于每个子带，提供RMS相位误差的最佳改善的映射相位状态被存储在映射电路(参见，例如，图9中的映射电路920)中。在使用期间，当施加至校准的多反射RF移相器的信号的中心频率落在子带内的任何地方(例如，如果频率是8.5GHz)时，存储的针对界定子带(例如从8GHz至10GHz)的相位状态映射被从映射电路取回并且被应用以设置移相器的电容器/开关电抗元件912的实际电路状态，从而与未校正的RMS相位误差相比减小了该子带内相位偏移的施加信号的RMS相位误差。

如应该清楚的是，上述方法可以用于更宽的子带；在极端的情况下，可以使用单个子带(并且因此单个查找表)。

在替选实施方式中，对于一个或更多个子带，提供RMS相位误差的一些改善(但不一定是最佳改善)的然而具有插入损耗(IL)的较小变化的相位状态的映射可以被存储在映射电路中，而不是仅提供RMS相位误差的最佳改善的相位状态映射被存储。另外，如果两个相位状态的映射提供RMS相位误差的大致相同量的改善，则通常最少改变IL的相位状态映射应该是被选择和存储的映射。

可以存在对于特定中心频率的相位状态的最佳映射在相邻的子带中的“边缘”情况。例如，在图21中，对于10GHz处的信号中心频率(参见频率点2108)，曲线图曲线2104c相比于曲线图曲线2104b提供更低的RMS相位误差。因此，可以通过略微偏移与子带的边缘相对应的频率值的“边界”来优化用于映射电路的查找值，以使每个子带内的宽带操作最大化。因此，例如，如果接收到的信号具有10GHz处的中心频率，则可以优选地应用用于10GHz至12GHz子带的查找表，而不是用于8GHz至10GHz子带的查找表。

图22是示出用于可编程多反射RF移相器的另一校准方法的曲线图2200，该可编程多反射RF移相器对于其中关于预期输入信号的精确单一频率而言先验信息可用的情况特别有用。曲线图线2202表示针对这样的移相器在感兴趣的频带(此处是6GHz至16GHz)上的施加的输入测试信号的未校正的RMS相位误差。曲线图线2204是在图21所示的方法应用于仅单个子带的情况下可以被应用于具有10GHz的中心频率的信号的校正的示例。可以看出，对于信号中心频率附近的有限频率范围(例如，2GHz宽)，单组校正值工作得相当好。然而，在该子带之外，RMS相位误差增加、显著增加。

因此，如果查找表空间可用，则增加子带的数目并且因此减小它们的频率跨度，以实现更精细的校正程度是有用的，其中，关于预期输入信号的精确中心频率，先验信息可用。例如，曲线图线2206利用与图21使用的过程相同的过程来反映100MHz子带的使用。如应该清楚的是，对于校准的频带内的任何信号中心频率，校正的曲线图线2206表示与未校正的曲线图线2202相比较低的RMS相位误差。包括这样的细粒度查找表的IC实施方式在其中信号的带宽受到限制(例如，2GHz)但是中心频率可以在相当大的范围内变化的应用(例如，蜂窝无线电)中特别有用。

图21和图22的校准方法可能需要存储大量的查找值。应用多项式技术可能是有用的，多项式技术允许将离散相位控制位映射至多反射RF移相器的相移响应的模拟模型以降低这样的存储要求。在一个实施方式中，如在图21中，在选定的基本中心频率(例如，8GHz)处对包括多个主要移相器块(例如，180°、90°和45°)的多反射RF移相器进行校准，并且校正的位值被存储在查找表中。然后在频率范围内对每个主要移相器块进行表征，以找出它们与它们在选定基本中心频率处的设置的相应偏差。例如，对于45°移相器块的最佳设置在7.2GHz处和8GHz处可能会略微不同。利用该信息，可以将多项式拟合到针对主要相移块测量的数据以及存储在与施加信号的特定中心频率相对应的多个较小的查找表(或一个映射电路920的分离部分)中的相应数字值。

在使用中，取决于施加信号的实际频率，使用所存储的中心频率查找表值来设置每个主要移相器块的相位状态，但是然后基于施加信号的实际中心频率至相应多项式查找表的映射来应用特定于频率的校正。

图23A是示出针对选定的基本中心频率(在此情况下，约9.8GHz)的作为频率(以GHz为单位)的函数的校正“差量(deltas)”的映射的曲线2302的曲线图。每个菱形数据点表示随着频率偏离选定的基本中心频率应该将多少校正(按照控制位值)应用于主要移相器块。因此，从约9.7GHz到约19GHz应用零校正，并且低于约9.5GHz以及高于约10.3GHz，应该应用-1校正。应该注意的是，曲线2302不表示测量数据点本身，而是替代地表示测量数据点之间的连续外推。

图23B是示出对于图23A所示的曲线2302的左侧针对选定基本中心频率的作为频率(以GHz为单位)的函数的校正“差量”的映射的曲线2304的曲线图。图23C是示出对于图23A所示的曲线2302的右侧针对选定基本中心频率的作为频率(以GHz为单位)的函数的校正“差量”的映射的曲线2306的曲线图。将曲线2302分割成左侧和右侧便于将多项式曲线拟合至数据点。在两种情况下，以已知方式将多项式函数拟合至菱形数据点，使得曲线2304、2306的范围内的每个中心频率可以被输入至该函数，并且可以确定最近的离散校正值。例如，如果施加信号的实际中心频率是9.5GHz(由“O”符号2308指示)，则最近的校正位是数据点2310(即，-1校正)。因此，曲线2304和2306示出了大的频率范围可以映射至几个校正值。因此，该方法针对存储空间权衡计算时间(例如，每100MHz一个完整的查找表)。

图24是示出在较窄频带上用于宽带可编程多反射RF移相器的另一校准方法的曲线图2400。曲线图线2402表示针对这样的移相器在感兴趣的频带(此处为6GHz至16GHz)上的施加输入测试信号的未校正的RMS相位误差。该方法与上面针对图21所描述的方法的类似之处在于：频带被细分成子带(此处，每个子带2GHz，但是可以使用更宽或更窄的子带)。跨每个子带测量所有相位状态下的RMS相位误差，并且确定相位状态位至有源电容器/开关电抗元件912的哪个映射这样的子带内给出了最低RMS相位误差。在示出的实施方式中，在每个子带内应用相位调整状态的一些组将RMS相位误差减小至与曲线图线2404a至2404e对应的值(同样，如由每条曲线图线2404a至2404e的底部处的点指示的，较低的RMS相位误差更好)。

一旦针对该组子带确定了初始的一组相位调整状态，则确定了那些子带的“共同特点(denominator)”。例如，如果控制线b1在大部分子带或全部子带中为ON，则控制线b1对于大多数子带是共同的。因此，对于感兴趣的频带中的整个频率范围，控制线b1可以被永久设置为“ON”。针对多个频率确定这样的共同特点允许创建单个查找表，这是折衷方案但是接近整个频带的最佳结果。

图24中的另外的指示符点2406、2408示出了以上描述的构思的另一示例。子带查找频率可以在子带内略微弥补以将边缘偏移至另一子带，以改善RMS相位误差。在该示例中，点2410处的中心频率向右偏移至点2406的位置。这样做会降低(如由箭头所指示的)点2408处的高边缘，从而改善边界处的RMS相位误差。

制造

混合耦合器可以是耦合至多反射终接电路的外部部件，或者整个移相器可以被制造为单片电路或混合电路。

使用利用绝缘体上硅(SOI)工艺(包括蓝宝石上硅或SOS)制造的堆叠CMOS FET开关在互补金属氧化物半导体(CMOS)IC中体现上述多反射终接电路构思存在许多优点。具体地，堆叠FET开关通过允许每个开关在较小应力的区域以及因此更线性的区域进行操作而提供了电路的线性度和功率处理能力的改善。通过SOI或SOS在CMOS中制造还提供了低功率、良好的线性度和高频操作(超过10GHz)。

由于通常可以通过仔细设计而将寄生电容和寄生电感保持较低，因此至少多反射终接电路的单片集成电路实现是特别有用的。然而，虽然上述实施方式已经利用了FET开关，但是本发明的构思扩展至在“OFF”状态下表现出一些电容的其他开关，例如RF微机电系统(MEMS)开关。

另外，对于本领域普通技术人员应该明显的是，可以实现本发明的各种实施方式以满足各种各样的具体要求。因此，选择合适的部件值是设计选择的问题。本发明的各种实施方式可以以任何合适的IC技术(包括但不限于MOSFET结构和IGFET结构)或者以混合电路或分立电路形式来实现。集成电路实施方式可以使用任何合适的衬底和工艺——包括但不限于标准体硅、绝缘体上硅(SOI)、蓝宝石上硅(SOS)、GaAs pHEMT和MESFET工艺——来制造。可以根据特定的具体要求和/或实现技术(例如，NMOS、PMOS或CMOS)来调节电压水平或者反转电压极性。可以根据需要例如通过调整器件尺寸、串联“堆叠”部件以处理更大的电压以及/或者并联使用多个部件以处理更大的电流来适应性调整部件电压、电流和功率处理能力。

术语“MOSFET”在技术上指的是金属氧化物半导体；MOSFET的另一同义词是对于金属绝缘体半导体FET的“MISFET”。然而，“MOSFET”已经变成大多数类型的绝缘栅FET(“IGFET”)的常见标签。尽管如此，公知的是，名称MOSFET和MISFET中的术语“金属”现在往往是用词不当的，因为先前的金属栅极材料现在通常是多晶硅(多晶硅)层。类似地，名称MOSFET中的“氧化物”可能是用词不当的，因为使用不同的介电材料的目的是为了在较小施加电压的情况下获得强通道。因此，本文中使用的术语“MOSFET”不应被理解为在字面上限于金属氧化物半导体，而是替代地通常包括IGFET。

已经描述了本发明的多个实施方式。要理解的是，在不偏离本发明的精神和范围的情况下可以进行各种修改。例如，以上描述的一些步骤可以不依赖于顺序，并且因此可以以与所描述的顺序不同的顺序来执行。此外，以上描述的一些步骤可以是可选的。针对上述方法描述的各种动作可以以重复、串行或并行的方式来执行。要理解的是，前面的描述意在说明而不是限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求书的范围来限定，并且其他实施方式在权利要求书的范围内。

Claims

1.一种可编程多反射射频移相器，包括：

(a)具有输入端口、输出端口、耦合端口和直接端口的混合耦合器；

(b)分别耦合至所述混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个多反射终接电路包括两个或更多个可切换电抗元件，至少一个可切换电抗元件包括串联耦合至相应的场效应晶体管开关电路的至少一个电抗部件，所述相应的场效应晶体管开关电路用于选择性地将相应的至少一个电抗部件耦合至所述混合耦合器的耦合端口或直接端口中的相应一个，其中，至少一个可切换电抗元件中的每一个具有导通状态电抗和非导通状态电抗，并且其中，所述导通状态电抗的值被针对所述可切换电抗元件，针对所述导通状态电抗与所述非导通状态电抗的选定比率而选择，以实现期望水平的相移；以及

(c)耦合至所述第一多反射终接电路和所述第二多反射终接电路的测温编码控制电路，所述测温编码控制电路包括多个位状态，以顺序地控制所述可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移，并且其中，所述测温编码控制电路还包括多个附加位状态，以另外控制所述可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的信号的至少一个非等间隔相移，从而使得所述移相器能够被设定为更精细的相位分辨率。

2.根据权利要求1所述的可编程多反射射频移相器，其中，所述可切换电抗元件具有相应的控制线，并且所述测温编码控制电路将m个控制位映射至n条控制线，其中，m≥n，以提供校正的相移映射，所述校正的相移映射实现期望的测温编码，以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移。

3.根据权利要求1所述的可编程多反射射频移相器，其中，所述至少一个电抗部件是电容器。

4.根据权利要求1所述的可编程多反射射频移相器，其中，所述可切换电抗元件被使用绝缘体上硅(SOI)工艺制造为单片集成电路。

5.根据权利要求1所述的可编程多反射射频移相器，其中，每个场效应晶体管开关电路包括堆叠的场效应晶体管开关。

6.根据权利要求5所述的可编程多反射射频移相器，其中，所述场效应晶体管开关在互补金属氧化物半导体(CMOS)电路中实现。

7.一种可编程多反射射频移相器，包括：

(b)分别耦合至所述混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个多反射终接电路包括两个或更多个可切换电抗元件，所述两个或更多个可切换电抗元件具有逐渐增加的电抗值，至少一个可切换电抗元件包括串联耦合至相应的场效应晶体管开关电路的至少一个电抗部件，所述相应的场效应晶体管开关电路用于选择性地将相应的至少一个电抗部件耦合至所述混合耦合器的耦合端口或直接端口中的相应一个，其中，至少一个可切换电抗元件中的每一个具有导通状态电抗和非导通状态电抗，并且其中，所述导通状态电抗的值被针对所述可切换电抗元件，针对所述导通状态电抗与所述非导通状态电抗的选定比率而选择，以实现期望水平的相移；以及

(c)耦合至所述第一多反射终接电路和所述第二多反射终接电路的控制电路，所述控制电路用于选择性地控制所述两个或更多个可切换电抗元件中的选定可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移，并且其中，所述控制电路还选择性地控制所述可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的信号的扩展范围的相移，其中，所述扩展范围的相移超出在所述可切换电抗元件在严格测温模式下操作的情况下能够获得的最大相移范围。

8.根据权利要求7所述的可编程多反射射频移相器，其中，所述至少一个电抗部件是电容器。

9.根据权利要求7所述的可编程多反射射频移相器，其中，所述可切换电抗元件被使用绝缘体上硅(SOI)工艺制造为单片集成电路。

10.根据权利要求7所述的可编程多反射射频移相器，其中，每个场效应晶体管开关电路包括堆叠的场效应晶体管开关。

11.根据权利要求10所述的可编程多反射射频移相器，其中，所述场效应晶体管开关在互补金属氧化物半导体(CMOS)电路中实现。

12.一种可编程多反射射频移相器，包括：

(b)分别耦合至所述混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个多反射终接电路包括：

(1)两个或更多个主相位控制可切换电抗元件，至少一个可切换电抗元件包括串联耦合至相应的场效应晶体管开关电路的至少一个电抗部件，所述相应的场效应晶体管开关电路用于选择性地将相应的至少一个电抗部件耦合至所述混合耦合器的耦合端口或直接端口中的相应一个，其中，至少一个可切换电抗元件中的每一个具有导通状态电抗和非导通状态电抗，并且其中，所述导通状态电抗的值被针对所述可切换电抗元件，针对所述导通状态电抗与所述非导通状态电抗的选定比率而选择，以实现期望水平的相移；以及

(2)至少一个可选择微调电抗元件，每个可选择微调电抗元件包括串联耦合至相应的场效应晶体管开关电路的至少一个电抗部件，所述相应的场效应晶体管开关电路用于选择性地将相应的至少一个电抗部件耦合至所述混合耦合器的耦合端口或直接端口中的相应一个，并且每个可选择微调电抗元件具有足以将施加至所述混合耦合器的输入端口的信号的相位偏移相关联的程度的电抗；

(c)耦合至所述第一多反射终接电路和所述第二多反射终接电路的控制电路，所述控制电路用于控制所述主相位控制可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的所述信号的多个相移；以及

(d)耦合至所述至少一个可选择微调可切换电抗元件的选择电路，所述选择电路用于将所述信号的相位偏移所述相关联的程度以细调施加至所述信号的总体相移。

13.根据权利要求12所述的可编程多反射射频移相器，其中，所述第一多反射终接电路中的所述至少一个可选择微调可切换电抗元件对所述信号的设定相移量与所述第二多反射终接电路中的所述至少一个可选择微调可切换电抗元件对所述信号的设定相移量不同。

14.一种电路配置，其中，根据权利要求1、7或12所述的可编程多反射射频移相器中的至少一个串联耦合至具有不同相移范围的射频移相器。

15.一种电路配置，其中，根据权利要求1、7或12所述的可编程多反射射频移相器中的至少两个串联耦合，并且每个射频移相器提供不同的相移范围。

16.一种用于以多个等间隔相移对射频信号可编程地进行相移的方法，包括：

(a)提供具有输入端口、输出端口、耦合端口和直接端口的混合耦合器；

(b)提供分别耦合至所述混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个多反射终接电路包括两个或更多个可切换电抗元件，至少一个可切换电抗元件包括串联耦合至相应的场效应晶体管开关电路的至少一个电抗部件，所述相应的场效应晶体管开关电路用于选择性地将相应的至少一个电抗部件耦合至所述混合耦合器的耦合端口或直接端口中的相应一个，其中，至少一个可切换电抗元件中的每一个具有导通状态电抗和非导通状态电抗，并且其中，针对所述可切换电抗元件，针对所述导通状态电抗与所述非导通状态电抗的选定比率来选择所述导通状态电抗的值，以实现期望水平的相移；以及

(c)借助于测温编码来顺序地控制所述可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移，以及借助于所述测温编码的附加位状态来控制所述可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的所述信号的至少一个非等间隔相移，从而使得能够以更精细的相位分辨率进行相移。

17.一种用于以多个等间隔相移对射频信号可编程地进行相移的方法，包括：

(b)提供分别耦合至所述混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个多反射终接电路包括两个或更多个可切换电抗元件，所述两个或更多个可切换电抗元件具有逐渐增加的电抗值，至少一个可切换电抗元件包括串联耦合至相应的场效应晶体管开关电路的至少一个电抗部件，所述相应的场效应晶体管开关电路用于选择性地将相应的至少一个电抗部件耦合至所述混合耦合器的耦合端口或直接端口中的相应一个，其中，至少一个可切换电抗元件中的每一个具有导通状态电抗和非导通状态电抗，并且其中，针对所述可切换电抗元件，针对所述导通状态电抗与所述非导通状态电抗的选定比率来选择所述导通状态电抗的值，以实现期望水平的相移；以及

(c)选择性地控制所述两个或更多个可切换电抗元件中的选定可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的信号的多个等间隔相移，或者选择性地控制所述可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的所述信号的扩展范围的相移，其中，所述扩展范围的相移超出在所述可切换电抗元件在严格测温模式下操作的情况下能够获得的最大相移范围。

18.一种用于以多个相移对射频信号可编程地进行相移的方法，包括：

(b)提供分别耦合至所述混合耦合器的耦合端口和直接端口的第一多反射终接电路和第二多反射终接电路，每个多反射终接电路包括：

(1)两个或更多个主相位控制可切换电抗元件，至少一个可切换电抗元件包括串联耦合至相应的场效应晶体管开关电路的至少一个电抗部件，所述相应的场效应晶体管开关电路用于选择性地将相应的至少一个电抗部件耦合至所述混合耦合器的耦合端口或直接端口中的相应一个，其中，至少一个可切换电抗元件中的每一个具有导通状态电抗和非导通状态电抗，并且其中，针对所述可切换电抗元件，针对所述导通状态电抗与所述非导通状态电抗的选定比率来选择所述导通状态电抗的值，以实现期望水平的相移；以及

(c)控制所述主相位控制可切换电抗元件以生成施加至所述混合耦合器的输入端口的所述信号的多个相移；以及

(d)选择至少一个可选择微调可切换电抗元件，以将所述信号的相位偏移所述相关联的程度以细调施加至所述信号的总体相移。

19.根据权利要求18所述的方法，还包括：将所述第一多反射终接电路中的所述至少一个可选择微调可切换电抗元件对所述信号的相移量与所述第二多反射终接电路中的所述至少一个可选择微调可切换电抗元件对所述信号的相移量设定得不同。

20.一种对根据权利要求1、7或12所述的可编程多反射射频移相器进行校准的方法，这样的移相器包括可切换电抗元件，所述方法包括以下步骤：

(a)将整个操作频带细分为多个子带；

(b)跨每个子带测量所述移相器的在所有相位状态下的均方根相位误差；以及

(c)生成相位状态位至可切换电抗元件的映射，所述映射在每个子带内为所述移相器提供减小的均方根相位误差。

21.根据权利要求20所述的方法，其中，每个子带2GHz宽。

22.根据权利要求20所述的方法，其中，每个子带100MHz宽。

23.根据权利要求20所述的方法，还包括：在测量所述均方根相位误差的同时改变与所述可编程多反射射频移相器串联耦合的衰减水平。

24.根据权利要求20所述的方法，还包括：在使用所述移相器期间应用所述映射以选择相位状态位并且将所述相位状态位应用于与子带相关联的所述移相器，所述子带与施加至所述移相器的射频输入信号的中心频率相对应。

25.根据权利要求20所述的方法，其中，生成相位状态位至可切换电抗元件的所述映射在这样的子带内为所述移相器提供最低的均方根相位误差。

26.根据权利要求20所述的方法，还包括：针对所述移相器的每个相位状态测量插入损耗，并且其中，生成相位状态位至可切换电抗元件的所述映射包括：选择与其他相位状态位值相比具有较小插入损耗变化同时仍然表现出减小的均方根相位误差的相位状态位值。

27.根据权利要求20所述的方法，还包括：通过选择性地将子带的边缘频率偏移至相邻子带来优化所述映射以使针对施加至所述移相器的射频输入信号的宽带操作最大化，所述射频输入信号具有在这样的边缘频率内的中心频率。

28.根据权利要求20所述的方法，还包括：将多项式拟合至所测量的均方根相位误差并且将数字值存储在与施加信号的特定中心频率相对应的一个或更多个映射电路中。

29.根据权利要求20所述的方法，还包括：针对所述子带确定相位状态位的共同特点。