CN1083637C - 用于译码有噪声编码数据传输信号的接收器 - Google Patents

Abstract

提供一种接收机，用于对由一个发射台发射的编码数据进行译码，它包括(i)和数与差分滤波器，用于过滤编码数据，和用于提供相应的和数与差分滤波输出；(ii)第一和第二可变增益放大器，用于分别控制和数与差分滤波输出，以便提供相应的和数与差分受控滤波输出，这些输出沿一个连续区间变动，以便抑制所编码数据中的同波道干扰和白高斯噪声；和(iii)一个维特比译码器，用于译码和数与差分受控滤波输出，以恢复未编码的数据。

Description

用于译码有噪声编码数据传输信号的接收器

本发明涉及对一种混入有色噪声的格子编码信号进行译码。

一种目前用于HDTV的8VSB接收机的设备依靠一个可交换梳状滤波器去抑制同波道干扰，例如同波道NTSC干扰，在例如一个ATV服务区域的边缘接收区中可能存在上述干扰。这样，当检测到同波道NTSC干扰时，就使梳状滤波器有效(即接通)，以滤掉同波道NTSC干扰。对所接收数据的译码，是在梳状滤波器有效时比在梳状滤波器无效时要复杂。因此，当未检测到同波道NTSC干扰时，使梳状滤波器无效(即断开)，以提供防止白高斯噪声的最佳性能。业已证明，梳状滤波器是一种用于抑制同波道NTSC干扰的低成本滤波器。

然而，使用上述可交换梳状滤波器也有一些缺点。首先，虽然梳状滤波器在抑制同波道NTSC干扰方面是良好的，但存在梳状滤波器会在出现白高斯噪声时减低性能。因此，当只存在同波道NTSC干扰时，梳状滤波器是一个有效的滤波器。然而，当只存在白高斯噪声时，就使梳状过滤器无效。当同波道NTSC干扰和白高斯噪声都存在时，梳状滤波器是这样运行，以致于允许大量的白高斯噪声通过。因此，在同波道NTSC干扰和白高斯噪声都存在的情况下，梳状滤波器可能不是一个适宜的滤波器。

梳状滤波器的另一缺点是：它是一个或者有效或者无效的可交换滤波器。确定何时接通或断开梳状滤波器的已研制的控制电路系统是复杂的，且可能作出不正确的决定。

本发明以一种可合理地调节同波道NTSC干扰和白高斯噪声的相对数量的自适应译码器为目标。因此，本发明可在同波道NTSC干扰和白高斯噪声都存在的情况下达到良好的性能。

根据本发明的一个方面，一种用于对从一个发射台接收的有噪声编码数据进行译码的接收机，包括一个滤波装置和一个译码装置。滤波装置依据编码数据中同波道干扰和噪声的相对数量，可变地滤除编码数据中的同波道干扰和噪声。译码装置可译码滤波后的编码数据。

根据本发明的另一个方面，一种用于对由一个发射台发射的有噪声编码数据进行译码的接收机，包括第一滤波器、第二滤波器和一个译码装置。第一滤波器具有一个用于接收编码数据的输入端，第一滤波器是一个差分滤波器，并且第一滤波器具有一个第一输出端，用于提供一种相应于编码数据与延迟编码数据之间差值的第一滤波编码数据。第二滤波器具有一个用于接收编码数据的输入端，第二滤波器是一个相加滤波器，并且第二滤波器具有一个第二输出端，用于提供一种相应于编码数据与延迟编码数据之和值的第二滤波编码数据。译码装置可译码第一和经二滤波后的编码数据。

根据本发明的又一个方面，一种用于对由一个发射台发射的编码数据进行译码的接收机，包括第一和第二滤波装置、一个控制装置、和一个译码装置。第一和第二滤波装置过滤编码数据，并且提供相应的第一和第二滤波后输出。控制装置相对地控制第一和第二滤波后输出，以便提供相应的第一和第二相对控制的滤波后输出，从而抑制编码数据中同波道干扰和噪声。译码装置可译码第一和第二相对控制的滤波后输出。

结合附图详细研究本发明，可更清楚地看出本发明的这些和另一些特点和优点。在附图中：

图1说明现有技术预编码器和格子编码器的实例，该格子编码器对要由本发明译码的数据进行编码；

图2说明现有技术梳状滤波器和维持比译码器的实例，用于对一般由图1的预编码器和格子编码器编码的数据进行滤波和译码；

图3说明根据本发明的滤波器和译码器，用于对一般由图1的预编码器和格子编码器编码的数据进行滤波和译码；

图4是逐次编码数据点的复合构象，用于说明本发明；

图5是，已按照本发明原理作了旋转的图4的复合构象；

图6是图5的旋转复合构象，说明按照本发明原理沿着V(n)轴减小增益的影响；

图7是图5的旋转复合构象，说明按照本发明原理沿着V(n)轴零增益的影响；

图8说明格子编码图，该图描述图1的格子编码器的操作；

图9说明由图3的维特比译码器实施的子集构象；

图10说明格子译码图，该图描述图3的维特比译码器的操作；

图11是一个说明图，描述由图3的维特比译码器译码未编码位；

图12说明当沿V(n)轴的增益被置于0时对图9子集构象的影响；

图13说明图12的子集构象的简化；和

图14是一种可以实施的设备，用于确定图3中可变增益放大器的增益。

图1说明一个编码器10，它例如可以是一个8VSB编码器。编码器10包括一个预编码器12，一个格子编码器14，和一个符号映象器16。预编码器12包括一个加法器18和一个D位延迟元件20。选择“D”值，以匹配存在于接收机中的干扰抑制梳状滤波器的延迟。加法器18是一个MOD-2加法器。加法器18接收一个数据位偶X2X1(n)的第一输入数据位X2(n)，并且把这个第一输入数据位X2(n)与早先出现D位的加法器18的输出相加。加法器18的输出形成一个中间位Y2(n)，把它作为输出位Z2(n)而供给符号映象器16。函数(n)表示一个在离散时间n的相关值。

一个数据位偶X2X1(n)的第二输入数据位X1(n)被供给格子编码器14，格子编码器14包括一个加法器22和两个D位延迟元件24和26。加法器22是一个MOD-2加法器。格子编码器14把第二输入数据位X1(n)作为输出位Z1(n)而直接供给符号映象器16。第二输入数据位X1(n)也供给格子编码器14的加法器22的第一输入端。加法器22的输出端被连接于D位延迟元件24。D位延迟元件24延迟加法器22的输出，并且把这延迟后的输出作为输出位Z0(n)而供给符号映象器16。D位延迟元件24的延迟后输出端还返回地连接于D位延迟元件26。D位延迟元件26的输出端被连接于加法器22的第二输入端。因此，位偶X2X1(n)的输入数据位X1(n)和X2(n)进入编码器10。编码器10的作用是：(i)差分地编码输入数据位X2(n)，用作输出位Z2(n)；(ii)传送输入数据位X1(n)，用作没有修改的输出位Z1(n)；和(iii)卷积地编码输入数据位X1(n)，用作输出位Z0(n)。

符号映象器16映象各组输出位Z2Z1Z0(n)，用作一个相应的符号S(n)。因此，每个符号S(n)可以具有8个可能信号电平之一。然后通过一个发送波道以常规方式发送符号S(n)；在发送波道中，符号S(n)在被一个接收机作为接收符号R(n)而接收之前，可能接收到同波道NTSC干扰和白高斯噪声。

图1所示的D位延迟元件20、24和26代表例如12位时间延迟(即，D是12)。如上所述，信息位X2X1(n)被差分地和卷积地编码成符号。这些符号按D倍间隔(在此D可以是例如12)。因此，编码位流实际上由12个独立编码的数据流组成。译码器必须译码这些互相独立地编码的数据流。

图1还包括一个辅助状态变量Q2(n)，它代表Y1(n)的先前值，从而Q2(n)＝Y1(n-D)。实际上，在编码器10中不存在值Q2(n)，从而它不影响编码器10的操作。值Q2(n)只是一个用于本发明以后描述的方便符号。

接收机包括一个维特比译码器28、一个开关30和一个梳状滤波器32，它接收所发射的符号R(n)。维特比译码器28译码所接收的符号R(n)，以恢复原来的位偶X2X1(n)。开关30检测同波道NTSC干扰的存在。如果存在同波道NTSC干扰，则开关30移到它的上位，以便把梳状滤波器32连接到维特比译码器28，使梳状滤波器32过滤所接收的符号R(n)。

梳状滤波器32包括一个加法器34和一个D符号延迟元件36。加法器34具有一个直接接收符号R(n)的第一输入端，和一个接收按D符号时间延迟的符号R(n)的第二输入端。D值确定使梳状滤波器置于传输频带中的标记的位置和数量。选择D＝12给出一组标记：它们接近干扰NTSC直观、彩色和声频载波。如果D符号延迟元件36是一个12符号延迟元件，则图1的D位延迟元件20、24和26都是12位延迟元件。

如果接收机没有检测到同波道NTSC干扰，则开关30移到它的下位，在此，所接收的符号R(n)被直接连接于维特比译码器28。

虽然图2所示的梳状滤波器32在抑制同波道NTSC干扰方面是有效的，但当同波道NTSC干扰和白高斯噪声都存在时，它的性能是不好的。此外，确定何时启动开关30以接通梳状滤波器32的电路系统是复杂的，并且可能有时作出不正确的决定。

图3的译码器40在抑制同波道NTSC干扰和白高斯噪声方面是更有效的，不需要作出开关判定，并且不明显增加接收机的复杂程度。译码器40包括一个第一滤波器42和一个第二滤波器44。第一滤波器42是一个差分滤波器，它包括一个加法器46；加法器46具有一个第一输入端，用于直接地接收所接收的符号R(n)，和一个第二输入端，用于接收通过一个D符号延迟元件48接收的符号R(n)。D符号延迟元件48可以把一个12符号延迟施加给所接收的符号R(n)。第二滤波器44是一个和数滤波器，包括一个加法器50；加法器50具有一个第一输入端，在此直接地接收所接收的符号R(n)，和一个第二输入端，用于接收通过一个D符号延迟元件52接收的符号R(n)。D符号延迟元件52也可以把一个12符号延迟施加给所接收的符号R(n)。

第一滤波器42的差分输出是指定的U(n)，且第二滤波器44的和数输出是指定的V(n)。差分输出U(n)表示在一个符号与一个由于D符号延迟元件48而早先发生D符号的相应符号之间的差值，从而U(n)＝R(n)-R(n-D)。同样，和数输出V(n)表示在一个符号与一个由于D符号延迟元件52而早先发生D符号的相应符号之间的和数，从而V(n)＝R(n)+R(n-D)。通过一个第一可变增益放大器54处理差分输出U(n)，且通过一个第二可变增益放大器56处理和数输出V(n)。第一可变增益放大器54具有增益g。且第二可变增益放大器56具有增益g₁。这样，第一可变增益放大器54的输出是g₀U(n)，且第二可变增益放大器56的输出是g₁V(n)。第一可变增益放大器54和第二可变增益放大器56的输出都连接于一组D维特比译码器58。该组D维特比译码器58中的每一个维特比译码器，都用输出g₀U(n)和g₁V(n)来译码时间交错编码流之一，以便恢复相应的输入位偶X2X1(n)。

附加的噪声可能混入那些进入译码器40的符号R(n)。译码器40用第一和第二滤波器42和44过滤这些符号R(n)，以得出差分输出与和数输出U(n)和V(n)。第一和第二可变增益放大器54和56把相应的增益g₀和g₁加到差分与和数输出U(n)与V(n)中，以产生输出g₀U(n)和g₁V(n)。D维特比译码器组58从输出g₀U(n)和g₁V(n)中提取信息位X1/X2(n)。第一滤波器42和第二滤波器44可以是或者在普通的均衡器和相位跟踪系统(未示出)之前，或者在其后；它们都是一个8VSC接收机中的常规设备。

如前所述，从映象输出位Z2Z1Z0(n)中产生的每个符号都能呈现与任何其它符号无关的8个可能信号电平之一。当用一个梳状滤波器同时处理两个符号时(其中一个符号R(n)是刚接收的，而另一个符号R(n-D)是以前接收的D符号时间，就发生一个64点两维构象。在图4中作为实例说明该构象。沿着图4的水平轴示出刚才接收的符号R(n)，且沿着垂直轴示出先前接收的符号R(n-D)。因为这两个符号都能呈现8个可能的电平，故同时处理的这两个符号的组合可产生图4所示的64个可能点。

当只有白高斯噪声混入所接收的符号R(n)中时，白高斯噪声就是与样品到样品无关的。因此，在图4所示各个构象点周围由于白高斯噪声而引起的分布是圆形对称的。(即，如果符号以上述方式配对且在示波器上观察，则这些点是模糊圆圈)。

当只有同波道NTSC干扰混入所接收的符号R(n)中时，同波道NTSC干扰就不是与样品到样品无关的，并且事实上，在由12符号时间间隔的诸符号之间有高度相关性。因此，在图4所示各个构象点周围由于同波道NTSC干扰而引起的分布是椭圆形的，并且具有一个对准方程R(n-D)＝R(n)所确定直线的主轴。

当既有同波道NTSC干扰又有白高斯噪声混入所接收的符号R(n)中时，在图4所示各个构象点周围的分布就根据同波道NTSC干扰和白高斯噪声之间的相对数量，在椭圆形与圆形之间改变。

由于存在图3的第一滤波器42和第二滤波器44，故图4的64点两维构象逆时针旋转45°，转到一个图5所示的新坐标系统。现在差分输出U(n)是沿水平轴的，且和数输出V(n)是沿垂直轴的。此中描述的译码算法是用这个旋转后的两维构象来直接操作的。应当指出，在此描述的技术不同于多维格子编码，因为所传送的信号是按照一维构象来编码的。在这技术中，通过在接收机中形成(重叠)成对的传送符号，产生两维构象。

把图4的64点两维构象逆时针地旋转到图5所示的新坐标系统是偶然的，因为同轴NTSC干扰也已旋转同样的数量，使它的主轴位于垂直轴上。即，上述旋转是有用的，因为如果有同波道NTSC干扰存在，则译码器相应把较小的权因子加到V方向的误差上，因为已知这些误差是有噪声的。此外，如果只存在白高斯噪声，则噪声分布是圆形分布的，从而应当由译码器40把相等的权因子加给U(n)维和V(n)维的误差。这样，增益g₀和g₁的作用是根据改变同波道NTSC干扰和白高斯噪声的条件，合理地加权第一和第二滤波器42和44的输出的误差，以便把正确的权因子加到U(n)维和V(n)维中每个维的误差上。

调节两个增益值g₀和g₁，以便对同波道NTSC干扰和白高斯噪声的统计情况起作用。换句话说，可以把增益值g₀固定为1，且可以依据同波道NTSC干扰和白高斯噪声的相对数量，在0.0与1.0之间调节增益值g₁。在假定只有同波道NTSC干扰和白高斯噪声的这些情况下，这种简化是适宜的。如果干扰是一种更常见的具有一个未知频率或一些未知频率的连续波干扰，则调节两个增益是适宜的。

图6说明改变增益值g₁对图5所示64点两维构象的影响。当增益值g₁被减小到1.0以下时，就在V维上压缩64点两维构象。在g₁的最佳值，在64点两维构象中每个点周围的干扰是对两维皆相同的，并且D维特比译码器组58的分支度量是以点UV(n)到压缩构象中各个点的距离为基础的。

当增益值g₁被减小到零时，64点两维构象中的所有点都被投影到U(n)轴上，如图7所示。因此，64点两维构象被压缩成一个15点的一维构象。在这种条件下，D维特比译码器组58使它的判定只以第一滤波器42的输出为基础。

图8的格子编码图描述由图1的格子编码器14进行的卷积编码过程。图8的格子编码图示出Q1Q0(n)列中格子编码器14的当前状态和Q1Q0(n+D)列中格子编码器14的所得下一个状态。从一个Q1Q0(n)列中的状态到一个Q1Q0(n+D)列中的状态的转移取决于中间数据位Y1(n)。图8中标记Z1Z0(n)显示：在4个子集(00，01，10和11)中哪一个子集要作为一个符号而传送。例如，如果格子编码器14的当前状态是使Q1Q0(n)＝00，并且如果Y1(n)是0，则Z1(n)由于Y1(n)是0而变为0，Z0(n)由于Q0(n)是0而变为0，并且Q1Q0(n+D)变为00。另一方面，如果格子编码器14的当前状态是使Q1Q0(n)＝00，并且如果Y1(n)是1，则Z1(n)由于Y1(n)是1而变为1，Z0(n)由于Q0(n)是0而变为0，并且Q1Q0(n+D)变为01。

由Z2Z1Z0(n)位组合选择的构象的8个点被划分成4个子集，其中每个子集皆有相同的Z1Z0(n)位。例如，子集Z1Z0(n)＝00包含点Z2Z1Z0(n)＝000和100。在用于传送的子集Z1Z0(n)＝00中的这两个点之间的选择是由未编码的位Z2(n)确定的，并且未示于图8中。然而，众所周知，如果Z2(n)是零，则选择点Z2Z1Z0(n)＝000；并且如果Z2(n)是1，则选择点Z2Z1Z0(n)＝100。

D维特比译码器组58(图3)根据64点两维构象的图9所示的16个子集，使用相应第一和第二滤波器42和44的输出g₀U(n)和g₁V(n)，进行它的译码操作。由用于两个符号时间n和n-D的Z1Z0输出位的16种可能的组合，规定图9所示的16个子集。图9的4个行相当于Z1Z0(n)＝00，01，10和11；并且图9的4个列相当于Z1Z0(n-D)＝00，01，10和11。根据位的十六进制表达式Z1(n)，Z0(n)，Z1(n-D)和Z0(n-D)，诸子集在其右上角被标记为S0，S1，S2，…SF。

图9所示的16个子集形成能出现于两个符号之间的子集的所有可能的组合。有4个子集可能用于当前的符号[Z1Z0(n)]，并且有4个子集可能用于以前的符号[Z1Z0(n-D)]。例如，如果以前的子集是Z1Z0(n-D)＝01和当前的子集是Z1Z0(n)＝10，那么第一和第二滤波器42和44的输出UV(n)必须处于16个两维构象的子集S9中。

D维特比译码器组58根据图9所示的子集和图10所示的格子译码图，进行译码。通过使用以状态变量Q2(n)扩大的图8的格子编码图和图9的子集，构成这个格子译码图。D维特比译码器组58可以把图10的这个格子译码图用于，确定16个子集中哪一个子集可达到各个状态转移的目的(状态转移是由编码器10的状态Q2Q1Q0(n-D)来规定的)。因此，D维特比译码器组58具有8个状态，各个状态相当于图1所示的编码器10的Q2Q1Q0状态位。状态位Q2只用于管理操作，以保持以前输入数据位Y1(n-D)值的跟踪。因此，图10示出状态转移和D维特比译码器组58接收的数据的相关子集S0-SF。D维特比译码器组58使用图10的格子译码图，以它的正常方式译码信号g₀U(n)和g₁V(n)；D维特比译码器组58产生用于各个子集SO-SF的分支度量，使用这些分支度量去更新用于各个译码器状态的累计路径度量，并且保持一个涉及各个状态的残存路径。具有最小路径度量的残存路径是一个给出译码信息位X1(n)和相关子集(S0-SF)的路径。由D维特比译码器组58进行的分支度量的生成，是通过测量各个接收点(g₀U(n)，g₁V(n))与图9的各子集中的点之间的距离来完成的；这些子集中的每个子集是由U(n)轴与V(n)轴中增益g₀和g₁分别定标的。换句话说，通过直接测量在定标前的所接收点(g₀U(n)，g₁V(n))与图9的子集中的各个点之间的距离，和通过把增益g₀和g₁相应地用于U和V距离测量，可计算分支度量。

如图9所示，两维子集中每个子集皆包含4个点。在D维特比译码器组58已确定传送点处于哪一个子集以后，D维特比译码器组58就使用这个子集去寻找差分编码信息位X2。由用于连续符号偶Z2(n)Z2(n-D)的位Z2(图1)去确定：在这子集的4个点中哪一个点是被接收的。根据该子集的4个点中哪一个点是最靠近接收点g₀U(n)g₁V(n)的点，进行信息位X2的译码。在图11中示出一个任意子集的4个点和相当于每个点的Z2(n)Z2(n-D)位值。Z2(n)Z2(n-D)位的4个可能的置换唯一地标识子集内的点。这样，通过确定在接收点g₀U(n)g₁V(n)与子集的4个点Z2(n)Z2(n-D)之间哪一个欧几里德距离是最短的，进行信息位X2的译码。根据图11中所示的标记，最靠近接收点g₀U(n)g₁V(n)的点Z2(n)Z2(n-D)确定位X2(n)。

因为有位X2的差分编码，故上点和下点这两个点皆有标记X2(n)＝0，且左点和右点这两个点皆有标记X2(n)＝1。因此，如果增益值g₀或g₁之一被减至零，则仍可确定差分编码位。例如，如果g₁＝0，则Z2(n)Z2(n-D)＝11和00这两点合并成一个单点。另一方面，如果g₀＝0，则Z2(n)Z2(n-D)＝01和10这两点合并成一个单点。幸运的是，在各种情况下，各个合并点皆有相同的对应X2(n)值。结果，D维特比译码器组58正确地进行X2位的译码，而没有灾难性的误差传播。

当增益参数g₁被降至零时，D维特比译码器组58只对差分滤波器的输出U(n)起作用。图12示出当增益g₁被置于零时对16个两维子集的影响。诸子集S0-SF合并成一维构象。因此，从图12可知，在图12中只有7个独立的子集是被标记的(在左下角)：A，B1，B2，C1，C2，D1和D2。图13示出梳状滤波器输出构象的7个子集。这样，图12和13显示：当第一滤波器42单独运行(没有第二滤波器44)时，D维特比译码器组58的操作相同于1994年7月8日存档的美国专利申请序号08/272,181中公开的程序。

这样，可以按照所接收符号R(n)中出现的同波道NTSC干扰和白高斯噪声的相对数量，沿着从0.0到1.0的连续区间调节增益值g₀和g₁。因此，不是仅仅按照呈现的同波道NTSC干扰量去接通和断开第一滤波器42，而是按照同波道NTSC干扰和白高斯噪声的相对数量去相对地调节第一滤波器42和第二滤波器44。

图14说明一个增益设置装置60。增益设置装置60通过测量训练信号中呈现的干扰和噪声，设置增益值g₀和g₁；该训练信号是定期地发射的，并且是作为一个接收训练信号TR(n)而接收的。训练信号在传输之前，是相同于一个理想的基准训练信号TS的。训练信号由一个发射机生成，并被传输到接收机；接收机包含译码器40，并接收所接收训练信号TR(n)。沿着发射机与接收机之间的传输路径，发射的训练信号会检取呈现于发射机与接收机之间的任何同波道NTSC干扰和白高斯噪声。理想基准训练信号TS是由接收机在本地生成的。

理想的基准训练信号TS被直接供给第一和第二加法器62和64，还通过相应的D符号延迟元件66和68而供给第一和第二加法器62和64。第一加法器62的输出TU(n)，代表在基准训练信号TS(n)与延迟基准训练信号TR(n-D)之间的差分。因此，第一加法器62的输出TU(n)代表理想的输出U(n)。第二加法器64的输出TV(n)，代表基准训练信号TS(n)和延迟基准训练信号TS(n-D)的和数。因此，第二加法器64的输出TV(n)代表理想的输出V(n)。第一和第二加法器62和64的输出供给相应的第三和第四加法器70和72。

所接收的训练信号TR(n)被直接供给第五和第六加法器74和76，还通过相应的D符号延迟元件78和80间接供给第五和第六加法器74和76。第五加法器74的输出，代表在所接收训练信号TR(n)与所延迟接收训练信号TR(n-D)之间的差分。第六加法器76的输出，代表所接收训练信号TR(n)与所延迟接收训练信号TR(n-D)的和数。第五加法器74的输出供给第三加法器70，且第六加法器76的输出供给第四加法器72。

来自第三加法器70的误差e_U，代表沿U(n)轴的干扰和噪声，是由所发射的训练信号沿传输路径而检取的。误差e_U由平方器82平方，并且由累加器84累加，以产生一个信号P_U；P_U代表由误差e_U表示的干扰和噪声的平均功率。来自第四加法器72的误差e_V，代表所发射的训练信号沿传输路径检取的干扰和噪声。误差e_V由平方86平方，并且由累加器88累加，以产生一个信号p_V；p_V代表由误差e_V表示的干扰和噪声的平均功率。

平均功率P_U和P_V被供给一个确定一个参数θ的部件g₀。参数θ被供给一个把g₀的加权确定为g₀＝cosθ的部件92，和一个把g₁的加权确定为g₁＝sinθ的部件94。当θ从0变到π/2时，格子码的最小距离按下列方程变化：

格子码的最小距离是卷积码的编码增益的度量。由下列表达式给出在第一和第二可变增益放大器54和56的输出端的总噪声功率：

N_总(θ)＝P_Ucos²θ+P_VSin²θ    (2)

部件90寻找使下列方程达到最大值的θ值：

当θ相对于输出噪声功率的降低而改变时，方程(3)补偿代码增益的降低。在只有白噪声的情况下，P_U和P_V会相等，并且方程(3)在θ＝π/4时最大。因此， $g_0=\cos \mathrm{\θ}=\cos \frac{\mathrm{\π}}{4}=\frac{\sqrt{2}}{2}----\left(4\right)$

和 $g_1=\mathrm{Sin\θ}=\mathrm{Sin}\frac{\mathrm{\π}}{4}=\frac{\sqrt{2}}{2}----\left(5\right)$

并且诸增益在U维和V维中皆相等。在P_U和P_V不相等的更常见的干扰情况下，部件90寻找调节相对增益g₀和g₁的θ值，并且对照各维中的噪声功率而被偿代码的最小距离。

因此，在训练信号传输到装有增益设置装置60的接收机期间，根据由训练信号检取的同波道NTSC干扰和白高斯噪声的相对数量，增益值g₀和g₁分别相对地调节第一滤波器42和第二滤波器44的输出。例如，这训练信号可以是常规8VSB帧的帧同步部分。换句话说，可以执行一种判定直接算法，从而用一种限制8电平信号或一种限制U(n)和V(n)，去产生TU(n)和TV(n)信号。

第一和第二滤波器42和44很适合于同波道NTSC干扰，因为干扰关系有一个D符号延迟的峰值(在此D对图1和3的全部延迟元件可以是12)。

上面描述了本发明的某些修改。在本发明的技术实践中会发生其它的修改。例如，根据在构象点周围基本上是椭圆形的同波道NTSC干扰，和根据在构象点周围基本上是圆形的白高斯噪声，描述了本发明。然而，应当知道，在构象点周围通常是非圆形的其它干扰情况下，和在构象点周围通常是圆形的其它噪声情况下，本发明也是可用的。

此外，可以根据很可能呈现的噪声统计数据，使用除了图3所示的第一和第二滤波器42和44以外的其它滤波器。例如，可以使用其噪声统计数据不同于参照图3描述的统计数据的滤波器偶，它们不恰好是和数与差分滤波器，而是坐标轴稍有不同旋转的滤波器。

此外，依照分立元件公开本发明。这些元件可以是模拟和/或数字元件。然而，也可以在一个计算机中执行这些元件的功能，从而取代之。

此外，虽然对第一和第二滤波器42和44分别示出独立的D符号延迟元件48和52，但可以用一个使所接收符号R(n)延迟进入加法器46和50的单一D符号延迟元件，去取代D符号延迟元件48和52。

因此，本发明的描述只是说明性的，其目的在于使本专业的技术人员了解实施本发明的最佳方式。可以在不背离本发明精神的情况下显著地改变各细节，但保留在所附权利要求书范围内全部修改的专用权。

Claims (9)

1.一种接收机，用于对从一个发射台接收的有噪声编码数据进行译码，其中接收机包括一个滤波装置，用于过滤有噪声编码数据，和包括译码装置，用于译码滤波后的编码数据，接收机的特征在于：

滤波装置包括第一和第二滤波器，其中第一滤波器是一个包括加法器和符号延迟元件的差分滤波器以滤除在已编码数据中的同波道干扰，第二滤波器是一个包括加法器和符号延迟元件的和数滤波器以滤除在已编码数据中的噪声；一个第一可变增益放大器连接到第一滤波器的输出端，一个第二可变增益放大器连接到第二滤波器的输出端，增益设定装置依据编码数据中同波道干扰和噪声的相对数量相对于第二可变增益放大器的第二增益可变地设置第一可变增益放大器的第一增益。

2.根据权利要求1的接收机，其中第一和第二滤波器在相应的基本上连续的范围内，逆向地滤除同波道干扰和噪声。

3.根据权利要求2的接收机，其中第一和第二滤波器具有一个输入端和相应的第一和第二输出端，其中第一和第二滤波器的输入端被安排来接收编码数据，其中第一可变增益放大器置于第一输出端与译码装置之间，并且其中第二可变增益放大器置于第二输出端与译码装置之间。

4.根据权利要求3的接收机包括：增益设定装置，用于在一个第一连续范围内对第一可变增益放大器的增益进行设定，和用于在一个第二连续范围内对第二可变增益放大器的增益进行设定；

其中第一可变增益放大器的增益和第二可变增益放大器的增益是由增益设定装置相对地变更的。

5.根据权利要求1的接收机，其中第一滤波器包括一个具有第一和第二输入端和一个输出端的第一加法器，其中第一加法器的第一输入端接收编码数据，其中第一加法器的第二输入端接收延迟后的编码数据，并且其中第一加法器的输出端提供一个在编码数据与延迟后编码数据之间的差分数据；和

其中第二滤波器包括一个具有第一和第二输入端和一个输出端的第二加法器，其中第二加法器的第一输入端接收编码数据，其中第二加法器的第二输入端接收延迟后的编码数据，并且其中第二加法器的输出端提供一个编码数据与延迟后编码数据的和数数据。

6.根据权利要求5的接收机，其中滤波装置包括第一和第二可变增益放大器，其中第一可变增益放大器置于第一加法器输出端与译码装置之间，并且其中第二可变增益放大器置于第二加法器输出端与译码装置之间。

7.根据权利要求6的接收机，其中滤波装置包括增益设定装置，用来相对于第二可变增益放大器的增益可变地设定第一可变增益放大器的增益，以便可变地滤除编码数据中同波道干扰和噪声。

8.根据权利要求7的接收机，其中增益设定装置包括：

一个具有一个输入端和一个输出端的延迟元件，其中延迟元件的输入端接收一个发送训练信号，并且其中延迟元件的输出端提供一个延迟后的发送训练信号；

一个具有第一和第二输入端和一个输出端的第三加法器，其中第三加法器的第一输入端接收所发送训练信号，其中第三加法器的第二输入端接收延迟后的发送训练信号，并且其中第三加法器的输出端提供一个在发送训练信号与延迟后发送训练信号之间的差分信号；

一个具有第一和第二输入端和一个输出端的第四加法器，其中第四加法器的第一输入端接收所发送训练信号，其中第四加法器的第二输入端接收延迟后的发送训练信号，并且其中第四加法器的输出端提供一个发送训练信号与延迟后发送训练信号的和数信号；

一个具有第一和第二输入端和一个输出端的第五加法器，其中第五加法器的第一输入端接收一个基准训练信号，其中第五加法器的第二输入端接收一个在发送训练信号与延迟后发送训练信号之间的差分信号，并且其中第五加法器的输出端提供一个能反映出发送训练信号中干扰和噪声的特征的第一误差信号；

一个具有第一和第二输入端和一个输出端的第六加法器，其中第六加法器的第一输入端接收基准训练信号，其中第六加法器的第二输入端接收一个发送训练信号与延迟后发送训练信号的和数信号，并且第六加法器的输出端提供一个能反映出发送训练信号中干扰和噪声的特征的第二误差信号；

用于确定第一误差信号的平均功率PU的装置；

用于确定第二误差信号的平均功率PV的装置；

用于按照下列方程确定一个显著最大值θ的装置：

和；

用于按照θ确定第一和第二可变增益放大器的增益的装置。

9.根据权利要求1的接收机，其中译码装置包括一个维特比译码器，其中维特比译码器被安排成根据一个格子结构对多个子集中各个子集皆生成分支度量，其中各个子集皆包含一些相当于编码数据的可能转换的点，并且其中格子结构确定一些由编码数据的可能转换规定的路径。

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