CN108352817B - 一种用于补偿来自电路的输出信号的放大器电路 - Google Patents
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Abstract
公开了一种用于补偿在电路(210)的输出(212)处提供的输出信号的放大器电路(200)。放大器电路(200)包括连接在电路(210)的输出(212)和输出端口(240)之间的输出传输线(230)，以及放大器(220)。放大器(220)包括多个子放大器(221，222，223，224)，多个子放大器(221，222，223，224)的输入耦接到用于接收误差信号的输入传输线(250)；并且多个子放大器(221，222，223，224)的输出耦接在沿着输出传输线(230)的相应位置处以向输出口(240)注入补偿信号。误差信号由电路(210)的参考输入信号和输出信号导出，并且在放大器(220)中被放大成补偿信号。
Description
技术领域
在此的实施例涉及用于通过注入补偿信号来补偿来自电路的输出信号的放大器电路。此外，公开了无线通信系统中的无线网络节点和用户设备，以及通常包括放大器电路的电子设备。
背景技术
功率放大器广泛用于例如无线通信系统中的无线基站和用户设备。功率放大器通常将高频输入信号放大为准备用于无线传输的输出信号。通常希望功率放大器具有高效率和线性，以降低功耗并最小化输出信号中的误差和/或失真。
已知的用于功率放大器的误差或失真校正技术包括反馈、预失真(pre-distortion)和前馈技术。其中，只有所谓的自适应预失真和前馈技术适用于具有宽带宽和严格线性要求的系统。
通常用于数字实现的自适应预失真是一种线性化技术，它通过向非线性放大器的输入提供反向非线性信号以使得输出信号变为线性。为了形成放大器的非线性输入信号，自适应预失真技术使用放大器输出信号的采样以及非线性建模和自适应信号处理。该技术的一个主要优点是放大器的效率几乎不受影响。
然而，自适应数字预失真技术不能抵消噪声并且不能很好地处理或根本不处理几种类型的失真。预失真信号通常具有比最终输出信号高得多的带宽，特别是对于传递函数中的压缩、低或负增益斜率区域以及尖锐弯折(kink)。数字预失真系统需要一组正确的模型参数，其有时很难确定。如果制作的放大器的行为与模型不同，则一组特定的模型参数可能无法在实际中使用。信号处理的复杂性，以及随之而来的尺寸和功耗，对于复杂的误差处理来说可能很高。对高带宽和低失真的要求加剧了这些问题。
例如Seidel,H在1971年11月的贝尔系统技术公司杂志(Bell System Tech.J.，)第2879-2916页的“A microwave feed-forward experiment(微波前馈实验)”中描述的前馈是一种线性化技术，其通过在主放大器A1之后注入校正信号来恢复线性而工作，如图1中所示。采用该方法，误差提取由图1中所示的第一信号采样耦合器C3进行。来自主放大器A1的放大输出信号由信号采样耦合器C2采样，然后第一信号采样耦合器C3将采样信号与参考输入信号IN进行比较并输出误差信号。参考输入信号IN被传输线或延迟滤波器L1延迟，以便与来自主放大器A1的放大输出信号同步。误差信号然后由误差放大器A2放大为校正或补偿信号并由C4注入到输出OUT。主放大器A1之后的延迟线L2确保校正或补偿信号与来自主放大器A1的输出信号同步地注入。在主放大器A1是非反相放大器的情况下，用X标记的框可以是反相(inversion)或反相器(inverter)。前馈系统通常用“环路”来描述，即误差提取环路后面跟着误差注入环路。
由图1中的元件C4执行的误差注入由变压器或定向耦合器处理。定向耦合器的优点是它具有高的逆向隔离，即注入的信号主要向前输出，而变压器将注入的信号功率的一半发送回主放大器A1。
即使环路是自适应调节的，由于增益、相位和延迟的有限精度，通常需要两个或更多的前馈级来将误差减小到指定的水平。前馈级通常也用于补偿预失真系统以处理“困难”类型的误差。
前馈方法可以处理任何类型的误差，例如噪声、增益、频率响应变化和所有类型的失真，包括具有任意时间常数、负增益区域和甚至滞后的非线性记忆效应。它可以在高频率、宽带宽和不知道所涉及的特定误差过程的情况下做到这一点。因此，当涉及可处理的误差类型和带宽时，它具有胜于预失真技术的优势。由于前馈方法也可以校正主放大器路径中的噪声，因此可以在精心设计的前馈系统中省略主放大器之后的高选择性高功率滤波器。所组合的预失真前馈系统的预失真部分上的噪声和失真要求也可以放宽。
然而，前馈方法的缺点是低效率。这在很大程度上是由于误差注入耦合器的损耗和误差放大器的低效率。通常，如果需要处理的电压或电流的最大误差信号是大的，则将会造成误差注入耦合器中的大损耗和误差放大器中的低效率。对于变压器耦合器和定向耦合器，这些损耗表现不同。其它损耗和低效率来自主放大器之后的延迟线、信号采样耦合器，以及环路平衡中关于增益、相位和延迟的有限精度。这意味着误差放大器必须具有裕量(headroom)来容纳残差信号，而不仅是容纳误差信号。
变压器耦合不具有特定的耦合器损耗，但会影响误差放大器的效率。主路径中低幅度信号的损耗较大。这会降低误差放大器的效率，因为误差放大器没有与它隔离。大的损耗也来自向错误方向发送注入信号功率的一半。注入信号的反向部分反映在主放大器上并与主放大器相互作用，从而产生新的失真产物和输出信号中的波纹，这被称为交互问题。由于这些问题，变压器耦合方法已经基本上被抛弃，有利于定向耦合器方法。
定向耦合器对于注入信号具有接近于零的耦合损耗，该注入信号与来自主放大器的输出信号同相并且通过耦合因子与来自主放大器的输出信号成比例，但对于远离这些条件的注入信号具有高损耗。即使输出信号的误差为零，定向耦合器也会将来自主放大器的部分输出信号功率转换到电阻中。然而，它对于主路径中的具有低幅度的信号没有特定的损失，因为误差放大器通过定向耦合器与其隔离。此外，如果输出信号中的误差与最大误差相比平均较小，则误差放大器的平均效率为低。
US 6573792公开了使用放大器级与放大器负载的直接耦接的前馈放大器。主放大器通过传输线耦接到负载。该直接耦接的放大器级通过信号驱动，该信号对误差信号引入与负载并联的极低阻抗，但是对期望信号呈现为开路，以使得来自主放大器的期望信号基本不受影响。
Byrne J.al在1989年6月13日的IEEE的IEE MTT-S国际的微波研讨会文摘1989中的“A highly directive,broadband,bidirectional distributed amplifier(高度定向、宽带、双向分布式放大器)”讨论了用于开发高度定向宽带双向分布式放大器的设计考虑因素。通过对单个设备跨导的有效二项式缩放，证明了大约-25dB到-35dB的方向性。电路是具有在倍频程或更高频率上工作的可能性的宽带。
US 4973918公开了结合放大、切换和分离信号的功能的无线频率分布式电路。电路包括多个场效应晶体管。由于晶体管的第一沟道和第二沟道通过传输线相继地耦接，可考虑所述线的电抗以提供大宽频带放大开关和信号分离电路。
US 4797628提供改进的分布式放大器，其能够提供推挽操作而没有传统推挽结合的负载损耗。该改进的分布式放大器包括具有信号反相装置的分布式放大器配置，诸如相互连接输入和输出线二者的宽的带宽传输线变压器。
发明内容
因此，在此的实施例的目的是提供一种改进的放大器电路，用于从诸如上述主放大器的电路输出的信号的误差或失真校正。
根据一个方面，该目的通过用于补偿在电路的输出处提供的输出信号的放大器电路来实现。放大器电路包括连接在电路的输出和输出端口之间的输出传输线。放大器电路进一步包括包含多个子放大器的放大器，多个子放大器的输入耦接到用于接收误差信号的输入传输线，并且多个子放大器的输出耦接在沿着输出传输线的相应位置处以将补偿信号注入输出端口。误差信号从电路的参考输入信号和输出信号导出，并且误差信号在放大器中被放大为补偿信号。
根据在此的实施例的放大器电路可以是取代如上所述的现有技术前馈系统中的误差放大器和变压器或定向耦合器的定向放大器。由于根据在此的实施例的放大器电路包括分布在沿着输出传输线的不同位置处以将补偿信号注入到输出端口的多个子放大器，子放大器的数量、来自子放大器的输出信号以及在沿着输出传输线的不同位置之间的距离可以被配置为减少注入的补偿信号的朝向电路的输出的逆向传送的部分。这将同时增加在朝向输出端口的正向中的校正能力。此外，子放大器的数量与放大器的带宽和效率有关。因此，可以配置子放大器的数量，以使得可以实现在宽范围的误差信号幅度上和在相对大的带宽上的高效率。此外，子放大器的数量还与方向性有关，例如，如果需要更高的方向性，则可以实施较长输出传输线上的更多子放大器。
因此，根据在此的实施例的放大器电路同时实现变压器耦合电路的低插入损耗和定向耦合器电路的高逆向隔离。它具有比现有技术的变压器耦合电路更高的效率和更少的交互问题。对于具有高峰均功率比的误差信号和电路中的硬压缩，它比定向耦合器电路具有更高的效率。为了安全处理大的瞬态误差信号幅度的超尺寸的成本也更低。
附图说明
根据以下详细描述和附图将容易理解在此公开的实施例的各个方面，包括其特定特征和优点，在附图中：
图1是示出根据现有技术的前馈系统的示意性框图，
图2是示出根据在此的实施例的放大器电路的示例的示意性框图，
图3是示出图2中放大器电路的方向性的图，
图4a是示出输出信号和误差信号的示例的图，
图4b是示出来自图2中的放大器电路和传统方法的补偿效率的图，
图5是示出来自图2中的放大器电路和具有降低的耦合因子的传统方法的补偿效率的图，
图6a是示出图2中的放大器电路的频率范围上的方向性的一个示例的图，
图6b是示出图2中的放大器电路的频率范围上的方向性的另一个示例的图，
图7a是示出来自电路的失真输出信号和误差信号的示例的图，
图7b是示出图2中的放大器电路和传统的基于耦合器的方法的效率曲线的图，以及
图8是示出根据一些实施例的电子设备的示意性框图。
具体实施方式
贯穿以下描述，相似的附图标记用于表示在适用的情况下的类似的特征，诸如元件、单元、模块、电路、节点、部件、物件等。
图2示出根据在此的实施例的用于补偿在电路210的输出212处提供的输出信号的放大器电路200的示例。电路210可以是功率放大器、滤波器、循环器、混频器或其输出信号需要被校正或补偿的任何类型的电路。
放大器电路200包括连接在电路210的输出212和输出端口240之间的输出传输线230。
放大器电路200进一步包括用于将误差信号放大为补偿信号的放大器220。
例如通过在组合电路260中比较电路210的参考输入信号和输出信号，误差信号从参考输入信号和输出信号中导出。参考输入信号可以是独立的参考信号，或者可以从输入信号IN中取出或分离到电路210。存在从电路210导出输入和输出信号的不同方式。一个示例是使用如图2所示的耦合器C1、C2。
放大器220包括多个子放大器221、222、223、224。如图2所示，多个子放大器221、222、223、224的输入耦接到用于接收误差信号的输入传输线250，并且多个子放大器221、222、223、224的输出耦接在沿着输出传输线230的相应的(即不同的)位置处，以将补偿信号注入到输出端口240。然后，被补偿的输出信号被提供在输出端口240处。
输出传输线230通过负载电阻RL在输出端口240处终止。负载电阻RL可表示耦接到输出端口240的天线、传输线、隔离器或/和滤波器等的阻抗。
输入传输线250由电阻RT终止以减少或甚至最小化输入传输线250上的反射。
元件D1、D2是用于同步信号的延迟线。如果电路210具有大的延迟，例如当为了高增益而使用多级时，则它们是重要的。然而，他们并不总是必要的。例如，如果在放大器220的驱动路径中没有任何放大器，则在很多情况下D2可能是不必要的。
子放大器的输出可以优选地直接连接到输出传输线路230，或者可以经由一些中间部件或耦合电路连接到输出传输线路230。
因此，根据一个实施例，如图2所示，多个子放大器221、222、223、224的输出在不同位置处直接耦接到输出传输线230。根据另一个实施例，多个子放大器221、222、223、224的输出经由耦合电路耦接到输出传输线230。耦合电路可以是半波长网络，诸如由半波长传输线或集总(lumped)或分布式阻抗变换器组成的级联pi-或T-网络。使用半波长网络通常会限制可达到的带宽，但可以更自由地选择阻抗水平。
由于直接访问电路210中的一些放大器晶体管的输出节点通常是困难的，所以半波长网络是将多个子放大器耦接到电路210的输出的可行方式。使用半波长网络可以使得其轻松访问输出节点，并且同时可以考虑晶体管的寄生参数。因此，半波长网络的第一部分可以由晶体管的寄生元件或其它不可避免的元件组成。晶体管的寄生元件也可以包含在合成输出传输线的设计中。
变压器耦合也可能是可行的。与现有技术的区别在于现在存在多个子放大器通过变压器耦接到沿着输出传输线230的不同位置处。
由于放大器220包括沿着输出传输线分布在不同位置处以将补偿信号注入到输出端口的多个子放大器221、222、223、224，所以子放大器的数量、来自多个子放大器的输出信号，以及不同位置之间的距离可以被配置为减少注入的补偿信号的朝向电路的输出的逆向传送的部分并且提高放大器电路200的效率。
在下文中，将参考不同的示例和实施方式来详细讨论放大器电路200的功能、特征、配置和优点。
根据一些实施例，沿着输出传输线230的不同位置之间的距离可以被配置为具有电路210的工作频带的中心频率的四分之一波长。例如，如图2所示，多个子放大器221、222、223、224以规定的间隔耦接到输出传输线230，该间隔是关注的频带(即电路210的工作带宽)的中心频率的四分之一波长。这些间隔也被称为子放大器之间的输出/输入传输线的段。通过在输入传输线250上也使用四分之一波长间隔来实现误差信号的正确定时，即与来自电路210的输出信号同步。
根据一些实施例，多个子放大器221、222、223、224可以被配置为减少补偿信号向电路210的输出212的逆向传送。
例如，可以配置来自多个子放大器221、222、223、224的输出电流，以使得输出电流的幅值类似于钟形的窗口函数。窗口函数可以例如是道尔夫-切比雪夫、高斯、二项式、汉明或布莱克曼等函数中的任何一个或其它类似函数或者它们的组合。
来自子放大器的输出电流的钟形成形的目的主要是在工作带宽的较低频率边缘上的频率保持逆向传送波的频率响应的旁瓣电平低，因为这决定了到达电路210的输出的逆向传送波功率的多少。以这种方式，逆向传送波在关注的频带内减小或甚至最小化。该钟形加权输出电流还在输出端口240处以及在特定带宽上的子放大器的输出电压幅度上产生低纹波。通过它们相应的驱动信号(即误差信号)的适当定时，子放大器对输出电压摆幅(swing)的贡献在时间上(即同相地)沿着输出传输线230朝向输出端口240正向地同步增加。逆向传送波具有时间差异，使得来自子放大器的输出电压的总和出现低通滤波，并且仅呈现为在工作频率的带宽内的对于输入信号的小纹波。
由于二项式加权由小整数组成，因此经常使用二项式加权，因此放大器220可以由少量的单位或离散小整数尺寸的子放大器放在一起而不浪费任何输出电流能力。作为一个示例，放大器220包括四个子放大器221、222、223、224，来自四个子放大器的输出电流采用1、3、3、1加权系数加权，即来自中间的两个子放大器222，223的输出电流是来自每一侧的两个子放大器221，224的输出电流的3倍。放大器220的方向性，即逆向波功率除以前向波功率，在图3中示出。可以看出，它在40％带宽内优于30dB。在该示例中，输出传输线的段是四分之一波长且具有恒定的特性阻抗，并且放大器220的尺寸被设定为处理与最大所需输出信号幅度的一半一样大的误差信号。
在图4a中，示出了期望的输出信号、来自电路210的失真输出信号以及误差信号(即待插入的补偿信号)的示例。硬压缩从全输入信号幅度的0.71处开始。图4b示出在发生大压缩非线性的情况下形成放大器电路220和传统方法的补偿效率。在图4b中可以看到本实施例和传统方法之间的差异。顶部迹线示出在此的实施例在整个输入信号幅度范围内的效率，而底部迹线示出在没有超尺寸设定的情况下传统方法的效率。主放大器即电路210被建模为在所有输入信号幅度处具有70％的恒定效率，而用于两种方法的误差放大器被建模为具有与输出信号电压幅度成比例的效率，其中最大效率为70％。
由于硬压缩引起的误差信号的大尺寸，对于传统方法，耦合器损耗非常大，这严重降低了低于全输入信号幅度的0.71的输入信号幅度的效率。效率在误差信号增加的较高输入信号幅度范围内线性上升，并在最大输入信号幅度处达到70％的效率，在该处出现耦合器中的完美组合。
在此的实施例不具有耦合器损耗，并且因此不会遭受在低于全输入信号幅度的0.71的输入信号幅度范围内的效率的任何降低。由于放大具有低于放大器220中的最大输出电压电平的误差信号的效率较低，所以效率在较高输入信号幅度范围内具有小的向下偏移。最大输入信号幅度处的效率回到70％。
通过降低耦合因子，耦合器损耗降低，并且传统方法的效率因此可以增加。然而，这只能通过关于所提供的总功率的超尺寸设定来实现，并且因此除了小的效率增加之外对所有的都是昂贵的。图5示出了示例，其中耦合因子从先前示例中的-5.4dB减小到本示例中的-9.5dB。
可以看出，在低于全输入信号幅度的0.71的输入信号幅度范围中，效率增加，但是对于大于全输入信号幅度的0.71的输入信号幅度，效率降低。由于耦合器中的功率转移更少，所以来自主放大器的功率Pmain从总输出功率的0.71到0.57下降了20％，但同时来自误差放大器的功率Perr从0.29到0.75增加了2.6的因子。所需的总功率容量现在比原始系统高出30％。该方法通过进一步降低耦合因子，以越来越高的成本仅在较低输入信号幅度范围内渐近地接近主放大器效率。平均效率也受较高输入信号幅度范围内的效率降低的影响。通过向误差放大器馈入输入信号也可以实现更低的耦合损耗。不幸的是，这在超尺寸设定方面也具有高成本，并且来自更低耦合损耗的效率增加在低输入信号幅度下由误差放大器的低效率大幅抵消，除非误差放大器被具有与主放大器相当的效率的放大器替代。
已经表明，子放大器的数量与放大器220的带宽、其方向性和效率有关。因此，可以配置子放大器的数量，以使得可以在宽范围的误差信号幅度上和在相对大的带宽上实现良好的方向性和高效率。
因此，取决于期望的带宽和方向性，放大器220可以用少量或许多子放大器来实现。随着子放大器数量的减少，良好方向性的频率范围通常会减小。如果需要更高的方向性，则可以实施更长输出传输线上的更多子放大器。对于给定规格，沿着输出传输线230的来自子放大器的输出电流的钟形成形给出了更短的总长度。由于传输线每单位长度总是有损耗，所以保持输出线总长度短通常是良好的。具有许多或少数子放大器的正面和负面方面之间的折衷因实施技术而异。
下面将讨论使用比前面的示例更少的子放大器的示例定向放大器。根据一个实施例，放大器220包括具有由1、2、1加权系数加权的输出电流的三(3)个子放大器221、222、223，即，来自中间的子放大器222的输出电流是来自每一侧的两个子放大器221、223的输出电流的两(2)倍。子放大器221、222、223通过例如半波长传输线的耦合电路耦接到输出传输线230，并具有最大输出信号幅度的10％的校正能力。
对于具有输出传输线230的特征阻抗和对子放大器的供应电压的不同组合的放大器220，频率范围上的方向性在图6a和图6b中示出。
图6a示出放大器220的方向性的一个示例，其中输出传输线230的所有段具有相同的特性阻抗，并且用于子放大器的电源电压沿着输出传输线230朝向输出端口240增加。增加电源电压是为了适应增加的输出电压摆幅，其是从由子放大器添加到补偿信号的功率增加所导致。子放大器221、222、223可以能够处理的相对输出电压摆幅分别例如是补偿信号的最大电压摆幅的0.9倍、0.95倍和1倍。
图6b示出放大器220的方向性的另一个示例，其中所有子放大器具有相同的电源电压，并且输出传输线230的段的特征阻抗朝向输出端口240减小。以这种方式，即使子放大器每个都为补偿信号增加功率，最大电压摆幅也将保持不变。例如，假设输入传输线(即电路210的输出212与子放大器221之间的段)的特征阻抗为1，则两个第一子放大器221、222之间的段的阻抗为94％，对于接下来的两个子放大器222、223之间的段为84％，并且对于具有输入传输线的特征阻抗的输出传输线的段(即，在子放大器223和输出端口240之间)为80％。
根据另一个实施例，根据子放大器的数量的最小实施是使用放大器220中的两个子放大器221、222，其中来自两个子放大器221、222的输出电流相等，即，用1、1加权系数。两个子放大器之间的输入和输出传输线的段在关注的频带的中心频率处都是四分之一波长。这个最小实施仍然可以在相对较窄的频率范围内实现良好的方向性。
根据一些实施例，放大器220也可以用具有相同输出电流的许多单元尺寸的子放大器来构建。然后对输出电流进行钟形成形可以通过在中间使用更多的单元尺寸的子放大器和每侧中的更少的单元尺寸的子放大器来实现。
根据一些实施例，如果放大器220以非常大的带宽使用，则可以在子放大器中使用推挽耦合晶体管。
为了示出根据在此的实施例的放大器电路200和基于耦合器的方法的效率方面的补充性质，电路210由具有在“全部”信号幅度下在负增益方向中的失真的主放大器模型表示。这里的最大局部误差与输出信号幅度成正比。图7a示出失真的主放大器输出信号和误差信号。图7b示出放大器电路200和传统的基于耦合器的方法的效率曲线。
可以看出，传统方法对于在低输出信号幅度下出现的误差通常具有更高的效率，而放大器电路200对于在高输出信号幅度下出现的误差具有更高的效率。如前所述，如果传统方法需要针对较大误差的能力，则其具有低效率，而放大器电路200对于这种情况具有高效率，只要低输出信号幅度处的误差小即可。虽然从图7a和图7b中看不出来，但这通常也适用于正交误差、过冲误差(overshooting error)等。
因此，基于上述分析，放大器电路200和传统方法在许多情况下可以以比任一方法本身更高的效率一起使用。在这种组合中，传统方法可能具有低耦合因子和有限的误差放大器尺寸并且去除具有低输出信号幅度的所有小误差。放大器电路200然后可以去除剩余的较大的误差，例如瞬变和压缩。如果首先放置放大器电路200，则需要例如通过可变增益放大器、衰减器、乘法器等来抑制误差信号，或者在低幅度区域中使用死区电路来用于小误差。
放大器电路200也可以与预失真方法一起使用。预失真方法通常在低幅度下良好地处理失真，但是对于放大器电路200处理良好的瞬态现象和大压缩可能存在问题。放大器电路200可以放置在预失真自适应环路的内部或外部。如果放大器电路200放置在内部，则对于小误差出于效率原因需要在低幅度区域中抑制其误差信号。如果放大器电路200放置在环路外部，则可以使预失真器忽略压缩和瞬变。由于放大器电路200的前馈动作也处理复杂的小规模误差，因此也可以以其它方式进行简化。
尽管已经描述了各个方面的实施例，但是对于本领域技术人员而言，其许多不同的改变、修改等将变得明显。例如，任何所描述的组合当然也可以根据需要补充更多级的纠错。根据在此的实施例的放大器电路200可以采用不同数量的子放大器，可以采用具有不同形状和特性阻抗的不同输出传输线，可以采用针对电源电压和输出电流等的不同配置。因此，所描述的实施例不旨在限制本公开的范围。
从上述实施例可以得出一些优点。例如，根据在此的实施例的放大器电路200同时实现了变压器耦合方法的低插入损耗和定向耦合器方法的高逆向隔离。这是由于放大器电路是定向放大器，它取代了现有技术前馈系统中的误差放大器和变压器或定向耦合器。放大器电路包括沿着输出传输线分布在不同位置处的多个子放大器。放大器电路的方向性通过配置子放大器的数量、子放大器的输出电流以及将子放大器耦接到输入和输出传输线的方式来实现。因此，放大器电路具有比现有技术的变压器耦合方法更高的效率和更少的交互问题。对于具有高峰均功率比的误差信号和硬压缩，它也具有比定向耦合器方法更高的效率。此外，为了安全处理大的瞬态误差信号幅度的超尺寸设定的成本也更低。由于其处理和效率特性在许多方面与基于数字预失真和定向耦合器的前馈方法互补，所以根据在此的实施例的放大器电路可以有利地与两者结合。它也可以用作多级系统中唯一的前馈方法。
根据在此的实施例的放大器电路200可以用于电子设备中的各种电路中。图8示出说明电子设备800的示意性框图，其可以是例如在无线通信系统或任何通用电子系统或设备中的射频收发机、无线通信设备、用户设备、移动设备、基站或无线网络节点等，其中来自电路的输出信号需要被校正或补偿。电子设备800包括电路810，其可以是功率放大器、混频器、滤波器、调制器等，其中其输出信号被放大器电路200校正或补偿。电子设备800可以包括其它单元，诸如处理单元820等。
当使用词语“包括”或“包含”时，其应被解释为非限制性的，即意味着“至少由......组成”。
在此的实施例不限于上述实施例。可以使用各种替代、修改和等同物。因此，上述实施例不应被视为限制由所附权利要求限定的本发明的范围。
Claims (15)
1.一种用于补偿在第一电路(210)的输出(212)处提供的输出信号的放大器电路(200)，所述放大器电路(200)包括：
输出传输线(230)，其连接在所述第一电路(210)的所述输出(212)和输出端口(240)之间；以及
放大器(220)，其包括用于将误差信号放大成补偿信号的多个子放大器(221，222，223，224)；其中，
所述多个子放大器(221，222，223，224)的输入在沿着输入传输线(250)的彼此之间具有距离的不同位置处耦接到所述输入传输线(250)，其中，所述输入传输线(250)用于接收从所述第一电路(210)的参考输入信号和所述输出信号中导出的误差信号；以及
所述多个子放大器(221，222，223，224)的输出在沿着所述输出传输线(230)的彼此之间具有距离的不同位置处耦接到所述输出传输线(230)，以向所述输出端口(240)注入所述补偿信号。
2.根据权利要求1所述的放大器电路(200)，其中，所述多个子放大器(221，222，223，224)进一步被配置为通过配置子放大器的数量、来自所述多个子放大器的输出电流以及沿着所述输出传输线(230)的所述不同位置之间的所述距离来减少所述补偿信号向所述第一电路(210)的输出(212)的逆向传送。
3.根据权利要求1所述的放大器电路(200)，其中，沿着所述输出传输线(230)的所述不同位置之间的所述距离是所述第一电路(210)的工作频带的中心频率的四分之一波长。
4.根据权利要求2所述的放大器电路(200)，其中，沿着所述输出传输线(230)的所述不同位置之间的所述距离是所述第一电路(210)的工作频带的中心频率的四分之一波长。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的放大器电路(200)，其中，所述多个子放大器(221，222，223，224)的所述输出直接连接到所述输出传输线(230)。
6.根据权利要求1至3中任一项所述的放大器电路(200)，其中，所述多个子放大器(221，222，223，224)的所述输出经由耦合电路连接到所述输出传输线(230)。
7.根据权利要求6所述的放大器电路(200)，其中，所述耦合电路是半波长网络。
8.根据权利要求6所述的放大器电路(200)，其中，所述耦合电路是变压器。
9.根据权利要求1至4和7至8中任一项所述的放大器电路(200)，其中，来自所述多个子放大器(221，222，223，224)的输出电流根据窗口函数被钟形加权。
10.根据权利要求9所述的放大器电路(200)，其中，所述窗口函数是道尔夫-切比雪夫、高斯、二项式、汉明或布莱克曼函数中的任何一个或者它们的组合。
11.根据权利要求1至4、7至8和10中任一项所述的放大器电路(200)，其中，所述输出传输线(230)的在所述子放大器(221，222，223，224)之间的段具有相同的特性阻抗，以及其中，用于所述子放大器的电源电压沿着所述输出传输线(230)朝向所述输出端口(240)而增加。
12.根据权利要求1至4、7至8和10中任一项所述的放大器电路(200)，其中，所述子放大器(221，222，223，224)具有相同的电源电压，并且所述输出传输线(230)的在所述子放大器之间的段的特性阻抗沿着所述输出传输线(230)朝向所述输出端口(240)而减小。
13.根据权利要求1至4、7至8和10中任一项所述的放大器电路(200)，其中，所述子放大器(221，222，223，224)是具有相同输出电流的单位尺寸的子放大器，或者具有离散的小整数的尺寸。
14.一种电子设备(800)，包括根据权利要求1至13中任一项所述的放大器电路(200)。
15.根据权利要求14所述的电子设备(800)，包括射频收发机、无线通信设备、用户设备、移动设备、基站或无线网络节点。
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|---|---|---|---|---|
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| CN109831164A (zh) * | 2019-02-13 | 2019-05-31 | 清华大学 | 基于分布式输入输出结构的高回退效率功率放大器 |
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Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4973918A (en) * | 1988-12-27 | 1990-11-27 | Raytheon Company | Distributed amplifying switch/r.f. signal splitter |
| US5055795A (en) * | 1990-05-29 | 1991-10-08 | At&T Bell Laboratories | Traveling wave type transversal equalizer |
| JP2003057273A (ja) * | 2001-08-08 | 2003-02-26 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 電力増幅装置 |
| US6556080B1 (en) * | 2001-12-13 | 2003-04-29 | Motorola, Inc. | Feedforward notch filter |
| US6573792B1 (en) * | 2001-12-13 | 2003-06-03 | Motorola, Inc | Feedforward amplifier |
| CN103503313A (zh) * | 2011-07-27 | 2014-01-08 | 松下电器产业株式会社 | 功率分配电路 |
| CN103812457A (zh) * | 2012-11-12 | 2014-05-21 | 安华高科技通用Ip(新加坡)公司 | 在功率放大器中提供集成定向耦合器 |
| CN104617896A (zh) * | 2015-02-28 | 2015-05-13 | 东南大学 | 一种宽带高效率的连续逆f类功率放大器及其设计方法 |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3886470A (en) * | 1973-12-04 | 1975-05-27 | Amplifier Design And Service I | Feed-forward amplifier system |
| GB2056811B (en) * | 1979-08-14 | 1983-06-22 | Marconi Co Ltd | Distortion-corrected distributed amplifier |
| US4797628A (en) | 1988-03-23 | 1989-01-10 | Gruchalla Michael E | Distributed push-pull amplifier |
| US7049907B2 (en) * | 2001-08-24 | 2006-05-23 | Powerwave Technologies, Inc. | System and method for adjusting group delay |
| RU2294052C9 (ru) * | 2005-07-19 | 2007-06-20 | Владимир Иванович Попов | Способ компенсации нелинейных искажений в усилителе электрических сигналов |
| US7477102B1 (en) * | 2006-03-17 | 2009-01-13 | Hrl Laboratories, Llc | High efficiency linear microwave power amplifier |
| JP2010154042A (ja) | 2008-12-24 | 2010-07-08 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 歪補償回路 |
| JP5793089B2 (ja) * | 2012-01-05 | 2015-10-14 | パナソニック株式会社 | 直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置 |
| US8994456B2 (en) * | 2012-01-30 | 2015-03-31 | International Business Machines Corporation | Multi-stage amplifier using tunable transmission lines and frequency response calibration of same |
| US9320126B2 (en) * | 2012-12-17 | 2016-04-19 | Lam Research Corporation | Determining a value of a variable on an RF transmission model |
| US8836430B1 (en) * | 2013-03-04 | 2014-09-16 | Harris Corporation | Wideband distributed amplifier with integral bypass |
| JP2015002538A (ja) * | 2013-06-18 | 2015-01-05 | 富士通株式会社 | 増幅装置 |
| RU2562420C2 (ru) * | 2013-11-18 | 2015-09-10 | Закрытое акционерное общество "Научно-производственная фирма "Микран" | Способ автоматического регулирования уровня выходного сигнала и система для его осуществления |
| CN104579178A (zh) * | 2015-01-19 | 2015-04-29 | 东南大学 | 一种基于宽带输入匹配的改进型多赫尔蒂功率放大器 |
-
2015
- 2015-11-09 CA CA3002959A patent/CA3002959C/en active Active
- 2015-11-09 RU RU2018120896A patent/RU2694011C1/ru active
- 2015-11-09 ES ES15804988T patent/ES2788717T3/es active Active
- 2015-11-09 CN CN201580084414.XA patent/CN108352817B/zh active Active
- 2015-11-09 EP EP15804988.2A patent/EP3347984B1/en active Active
- 2015-11-09 WO PCT/SE2015/051182 patent/WO2017082776A1/en active Application Filing
- 2015-11-09 US US15/767,384 patent/US10469034B2/en active Active
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4973918A (en) * | 1988-12-27 | 1990-11-27 | Raytheon Company | Distributed amplifying switch/r.f. signal splitter |
| US5055795A (en) * | 1990-05-29 | 1991-10-08 | At&T Bell Laboratories | Traveling wave type transversal equalizer |
| JP2003057273A (ja) * | 2001-08-08 | 2003-02-26 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 電力増幅装置 |
| US6556080B1 (en) * | 2001-12-13 | 2003-04-29 | Motorola, Inc. | Feedforward notch filter |
| US6573792B1 (en) * | 2001-12-13 | 2003-06-03 | Motorola, Inc | Feedforward amplifier |
| CN103503313A (zh) * | 2011-07-27 | 2014-01-08 | 松下电器产业株式会社 | 功率分配电路 |
| CN103812457A (zh) * | 2012-11-12 | 2014-05-21 | 安华高科技通用Ip(新加坡)公司 | 在功率放大器中提供集成定向耦合器 |
| CN104617896A (zh) * | 2015-02-28 | 2015-05-13 | 东南大学 | 一种宽带高效率的连续逆f类功率放大器及其设计方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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