CN103503313A - 功率分配电路 - Google Patents

Abstract

变压器（2A）输出正相信号（Vout2Ap）的相位θ1+90°和反相信号（Vout2An）的相位θ1-90°的差动信号。变压器（2B）输出正相信号（Vout2Bp）的相位θ2+90°和反相信号（Vout2Bn）的相位θ2-90°的差动信号。加法电路（3）对每个正相信号和反相信号向量相加来自变压器（2A、2B）的2对差动信号，作为校正了在变压器（2A、2B）中产生的相位误差（θ1-θ2）的信号而合成为1对差动输出信号。

Description

功率分配电路

技术领域

本发明涉及输入差动输入信号，并输出一对差动输出信号的功率分配电路（power distribution circuit）。

背景技术

近年来，在使用如毫米波频带信号的WiGig（Wireless Gigabit，无线吉比特）标准的高速传输的无线通信标准中，无线通信部分的电路特性的劣化（例如误差）对通信性能产生的影响变大。

因此，在无线通信部分中对来自天线的输入信号进行不平衡-平衡变换时，对于通过不平衡-平衡变换输出的差动输出信号间的误差要求高精度，降低误差的电路方式变得重要。

目前，已知用于降低在不平衡-平衡变换中产生的差动输出信号间的误差的电路（例如，参照专利文献1）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4166787号公报

发明内容

发明要解决的课题

本发明人研究了用于降低在不平衡-平衡变换中产生的差动输出间的误差的功率分配电路。但是，即使使用以往的功率分配电路，也难以得到足以应对降低差动输出间的误差的功率分配电路。

因此，为解决上述课题，本公开提供能够使降低不平衡-平衡中产生的差动输出间的误差进一步提高的功率分配电路。

用于解决课题的手段

本发明为功率分配电路，以1对差动输入信号为输入而输出1对差动输出信号，包括：第1不平衡-平衡变换电路，以所述1对差动输入信号的正相信号作为输入而输出差动信号；第2不平衡-平衡变换电路，以所述1对差动输入信号的反相信号作为输入而输出差动信号；以及加法电路，对于每个所述正相信号和所述反相信号相加从所述第1不平衡-平衡变换电路和第2不平衡-平衡变换电路的各个不平衡-平衡变换电路输出的2对差动信号，从而输出所述1对差动输出信号。

发明效果

按照本发明，在输出1对差动输出信号时，能够降低差动输出信号间的电路误差，而不增大电路规模和消耗电流，此外，不会使无线性能劣化。

附图说明

图1是表示第1实施方式的功率分配电路的结构的电路结构图。

图2（a）是在实虚数坐标中示出被输入到理想变压器的不平衡输入信号的图，（b）是示出输入到理想变压器的差动输入信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（c）是示出作为来自一个变压器的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（d）是示出作为来自另一个变压器的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（e）是示出作为来自加法电路的输出信号差动输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。

图3（a）是表示一例加法电路的结构的图，（b）是表示另一例加法电路的结构的图。

图4是表示第2实施方式中的功率分配电路的结构的电路结构图。

图5（a）是在实虚数坐标中示出被输入到理想变压器的不平衡输入信号的图，（b）是示出从理想变压器输出的差动信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（c）是示出作为来自一个变压器的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（d）是示出作为来自另一个变压器的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（e）是示出作为来自加法电路的输出信号的差动输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。

图6（a）是在实虚数坐标中示出输入到不是理想变压器的变压器的不平衡输入信号的图，（b）是示出从不是理想变压器的变压器输出的差动信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（c）是示出作为来自一个不是理想变压器的变压器的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（d）是示出作为来自另一个不是理想变压器的变压器的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图，（e）是示出作为来自加法电路的输出信号的差动输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。

图7是表示连接了电容器和DC电压电源的情况下的功率分配电路的结构的电路结构图。

图8（a）是表示第3实施方式中的功率分配电路的结构的电路结构图，（b）是表示一例变压器的结构的图。

图9（a）是表示第4实施方式中的功率分配电路的结构的电路结构图，（b）是表示一例变压器的结构的图。

图10是表示使用了以往进行一般的不平衡-平衡变换的电路的差动放大电路的结构的电路结构图。

图11（a）是用于说明根据以往的差动放大电路中的变压器的差动输出信号间的误差的说明图，（b）是用于表示输入信号振幅Vin的说明图，（c）是用于表示输出信号振幅Voutp，Voutn和相位θ1、θ2的说明图。

图12（a）是表示用于降低在以往的不平衡-平衡变换中产生的差动输出间的误差的可变功率分配器的结构的电路结构图，（b）是表示用于降低在以往的不平衡-平衡变换中产生的差动输出间的误差的平衡变换电路的结构的电路结构图。

标号说明

1、2A、2B、2C、2D变压器

3加法电路

4A、4B电容器

5A、5B恒压源

8、16、17、18、26、27、28传输线路

10、10A、10B、10C功率分配电路

AMP1、AMP2A、AMP2B放大器

具体实施方式

以下，参照附图，说明本发明的功率分配电路的实施方式。本实施方式的功率分配电路，例如能够适用于经由天线接收毫米波、微米波的频带的信号的无线电路中。

<完成本公开的由来>

图10是表示使用了以往的进行一般的不平衡-平衡变换的电路的差动放大电路的结构的电路结构图。差动放大电路是包含初级放大器AMP11、分别并联连接的次级放大器AMP12A、AMP12B、以及变压器20的结构。差动放大电路通过使用了初级放大器11和次级放大器AMP12A、AMP12B的放大器，放大不平衡输入信号。进而，差动放大电路在放大了不平衡输入信号后，使用用于不平衡-平衡变换的变压器20，将放大器的输出信号变换为差动输出信号（平衡输出信号）后输出。

在图10的差动放大电路中，因为在变压器20中进行不平衡-平衡变换，所以变压器20单体的差动输出信号间的误差作为输出差动输出信号的差动放大电路的误差被输出。

图11（a）是用于根据以往的差动放大电路中的变压器20来说明差动输出信号间的误差的说明图。图11（b）是用于表示输入信号振幅Vin的说明图，图11（c）是用于表示输出信号振幅Voutp，Voutn和相位θ1、θ2的说明图。在图11（a）中，变压器20的差动输出信号由算式（1）表示。

[算式1]

Voutn=Vin/2×k∠(θ2-180°)      （1）

Voutp=Vin/2×α×k∠θ1

在算式1中，参数k是输入信号振幅Vin和输出信号振幅Voutn的耦合系数（k≤1），参数α是输出信号振幅Voutp、Voutn的增益误差（α≤1）。而且，在算式（1）中，参数θ1是从输出信号振幅Voutp的基准相位0°[度]开始的相位，参数θ2是从相当于输出信号振幅Voutn的基准相位0°[度]的反相位的反转相位180°[度]开始的相位。

在理想的变压器（以下称为“理想变压器”）的差动输出信号中，如将输入信号振幅设为Vin，将输出信号振幅设为Voutp、Voutn，则输入输出信号间的增益差被表达为：耦合系数k=（Voutp-Voutn）/Vin。而且，输入输出信号间的相位差在正相信号端（Vinp）为θ1=90°，在反相信号端（Vinn）为θ2=90°时为反相位。因此，作为理想变压器的差动输出信号间的两个输出信号的对向角的差的相位误差Δθ为，Δθ=θ1-θ2=0°。

但是，在实际的变压器中，差动输出信号间的布线不是完全的对称配置。因此，产生差动输出信号间的增益误差α=Voutp/Voutn。而且，由于差动输出信号间的布线不是完全的对称配置，所以变压器的输出侧电感具有实际电阻成分。由此，变压器的差动输出信号的相位不是以变压器的输出侧的中点的GND接地点为起点对称地移位90°，而是在正相和反相中分别成为不同的值。因此，在实际的变压器中，作为差动输出信号间的相位误差Δθ，产生Δθ=θ1-θ2≠0°。

即，在实际的变压器中，例如发生差动输出信号间的增益误差α=2dB，相位误差Δθ=10°。该电路特性作为图10的差动输出信号的误差发生。而且，这样的电路特征在例如以增益误差α≤1dB，相位误差Δθ≤5°为规格的、要求高精度的无线通信标准（例如WiGig）中未得到满足，就产生了无线通信质量的劣化。

目前已知用于降低在不平衡-平衡中产生的差动输出信号间的误差的电路（例如，参照专利文献1）。参照图12（a）说明专利文献1的可变功率分配器。图12（a）是表示用于降低在以往的不平衡-平衡变换中产生的差动输出信号间的误差的可变功率分配器的结构的电路结构图。

图12（a）的可变功率分配器包含以下部件：混合电路（hybrid circuit）（HYB）106、两个放大器101、两个可变增益电路107、两个可变相位电路108和混合电路109。

混合电路（HYB）106将输入到可变功率分配器的不平衡信号分配为两个，错开相位后输出。两个放大器101放大来自混合电路（HYB）106的两个输出信号。两个可变增益电路107调整来自分别连接着的各个放大器101的输出信号的增益。

两个可变相位电路108调整来自分别连接着的各个可变增益电路107的输出信号的相位。混合电路109将从两个可变相位电路108输出的两个输出信号再次相加。可变功率分配器输出通过混合电路109的相加而平衡变换后的两个输出信号。

而且，可变功率分配器还包括误差检测电路110和误差控制电路111。误差检测电路110检测通过混合电路109的相加而平衡变换后的两个输出信号间的相位和增益误差。误差控制电路111根据误差检测电路110的检测结果，调整可变增益电路107和可变相位电路108中的增益和相位。

因此，从混合电路109输出的两个输出信号，为了去除增益和相位的各个误差，在可变增益电路107和可变相位电路108中通过反馈误差成分而进行校正。由此，可变功率分配器能够得到降低了增益和相位的误差的输出信号。

而且，作为以往的其它的文献，已知以下参照专利文献1的平衡变换电路。图12（b）是表示为了降低以往的不平衡-平衡变换中产生的差动输出信号间的误差的平衡变换电路的结构的电路结构图。

（参考专利文献1）日本专利公开特公平8-21820号公报

平衡变换电路包含变压器205、两个射极跟随器电路209。变压器205将输入的不平衡输入信号变换为差动信号后输出。两个射极跟随器电路209具有能够调整从变压器205输出的差动信号的、不同的负荷电阻，将从变压器205输出的差动信号分别放大后输出。

平衡变换电路通过调整设置在两个射极跟随器电路209内的负荷电阻的电阻值，能够调整被设置在变压器205的输出级的晶体管间产生的差动输出信号的振幅误差。而且，在调节负荷电阻的电阻值时，负荷电阻中内在的寄生电容值也变动。因此，通过使寄生电容值变动，能够进行相位调整。平衡变换电路能够调整从两个射极跟随器电路209输出的差动输出信号间的振幅和相位，得到降低了误差后的输出。

但是，在上述专利文献1的可变功率分配器中，存在以下的问题。即，在调整两个差动输出信号间的增益和相位的各个误差的方法中，需要图12（a）所示那样的电路。具体来说，需要用于检测两个差动输出信号间的误差的误差检测电路、和用于反馈检测到的误差而控制可变增益电路和可变相位电路的误差控制电路。因此，在上述的专利文献1的可变功率分配器中，电路规模和消耗电流增大。

而且，在图12（b）所示的平衡变换电路中，与图12（a）的可变功率分配器的电路结构相比，能够省略用于检测差动输出信号间的误差的误差检测电路。但是，需要在差动输出信号的输出端追加用于调整差动输出信号间的误差的增益和相位调整电路，并且为了降低差动输出信号间的误差，需要事先进行初始调整。进而，为了通过负荷电阻的电阻值的增减来调整差动输出信号，追加了电阻，因此作为放大器的无线性能，例如存在使增益特性或者饱和特性劣化的问题。

因此，本公开的目的是，提供功率分配电路，在输入一对差动输入信号并输出一对差动输出信号时，不会使电路规模和消耗电流增大，而且，不会使无线性能劣化、而降低差动输出信号间的电路误差。

（第1实施方式）

在第1实施方式中，说明差动输入信号的相位误差的校正。图1是表示第1实施方式的功率分配电路10的结构的电路结构图。功率分配电路10包括输入平衡输入信号（差动输入信号）的变压器2A、2B、以及将从变压器2A、2B输出的各个差动信号相加后输出平衡输出信号（差动输出信号）的加法电路3。变压器2A、2B分别作为一例第1不平衡-平衡变换电路、第2不平衡-平衡变换电路而示出，将分别输入的差动输入信号的正相信号或者反相信号进行不平衡-平衡变换而得到差动信号。

在本实施方式中，为了简化说明，将变压器2A、2B设为理想变压器（k=α=1，Δθ=0°）。以下，将变压器2A、2B的耦合系数表示为参数k，将增益误差表示为参数α，将相位误差表示为参数Δθ。而且，对于不是理想变压器的情况在后叙述。

在本实施方式中，将输入到变压器2A的差动输入信号的正相信号的相位设为θ1，将输入到变压器2B的差动输入信号的反相信号的相位设为θ2-180°（θ1≠θ2），设耦合系数k=1。而且，在本实施方式中，假设在输入到图1的功率分配电路10的差动输入信号的正相信号和反相信号之间包含相位误差。

图2（a）是在实虚数坐标上示出被输入到理想变压器（变压器2A、2B）的不平衡输入信号的图。图2（b）是示出被输入到理想变压器（变压器2A、2B）的差动输入信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图2（c）是示出作为来自一方的变压器2A的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图2（d）是示出作为来自另一方的变压器2B的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图2（e）是示出作为来自加法电路3的输出信号的差动输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。

如图2（a）所示，如果将不平衡输入信号（差动输入信号，Vin）设定为在实虚数坐标上表示时的实轴上的向量，则差动输入信号的正相信号（Vout1p）的相位表示为θ1，差动输入信号的反相信号（Vout1n）的相位表示为θ2-180°（参照图2（b））。

而且，在变压器2A、2B设为理想变压器的情况下，使理想变压器的输入输出信号间的相位偏移量表示为±90°。即，差动输入信号的正相信号Vout1p的变压器2A的输出信号（Vout2Ap，Vout2An）作为正相信号（Vout2Ap）的相位θ1+90°、反相信号（Vout2An）的相位θ1-90°的差动输出信号被输出（参照图2（c））。

同样地，差动输入信号的反相信号Vout1n的变压器2B的输出信号（Vout2Bp，Vout2Bn）作为正相信号（Vout2Bp）的相位θ2+90°，反相信号（Vout2Bn）的相位θ2-90°的差动输出信号被输出（参照图2（d））。

加法电路3对于从变压器2A、2B输出的合计2对的差动信号，将具有相同向量方向的相同成分的差动信号进行向量相加，合成为1对差动输出信号。具体来说，加法电路3将来自变压器2A的正相信号（Vout2Ap）和来自变压器2B的正相信号（Vout2Bp）进行相加后作为差动输出信号（Voutp），而且，将来自变压器2A的反相信号（Vout2An）和来自变压器2B的反相信号（Vout2Bn）进行相加后作为差动输出信号（Voutn）。

在本实施方式中，因为将变压器2A、2B的各个振幅误差设为理想情况（k=α=1），所以从两个变压器2A、2B分别输出的合计2对差动输出信号的向量的大小相同。即，从加法电路3输出的正相信号（Voutp）的相位为（θ1+θ2）/2+90°。从加法电路3输出的反相信号（Voutn）的相位为（θ1+θ2）/2-90°。

由此，在本实施方式的功率分配电路10中，从加法电路3输出的1对误差输出信号（Voutp，Voutn）间的对向角的误差即相位误差Δθ，按照算式（2）成为0（零）。

[算式2]

$\mathrm{\&Delta;\&theta;}=\frac{(\mathrm{\&theta;}1+\mathrm{\&theta;}2)}{2}-\frac{(\mathrm{\&theta;}1+\mathrm{\&theta;}2)}{2}=0---\left(2\right)$

本实施方式的功率分配电路10可以将从加法电路3输出的1对差动输出信号作为经校正的在变压器2A、2B中生成的相位误差（θ1-θ2）的差动输出信号而得到。

图3（a）是表示一例加法电路3的结构的图。如图3（a）所示，加法电路3将来自变压器2A、2B的输出信号即2对差动输入信号（第1差动输入信号和第2差动输入信号）的同相成分的差动输入信号相加而输出1对差动输出信号。

例如，如图3（a）所示，在使用传输线路8构成加法电路3的情况下，加法电路3将两个相同成分（例如正相信号Vout2Ap和正相信号Vout2Bp，反相信号Vout2An和反相信号Vout2Bn）的差动输入信号在分别具有相同长度的传输线路8中进行耦合（相加）。进而，加法电路3通过从传输线路8的中点取出耦合（相加）后的1对差动输出信号，能够容易地得到1对差动输出信号（例如Voutp和Voutn）。

由于使用图3（a）的传输线路8构成加法电路3，所以在通过器件工艺（device process）上的布线进行制作的情况下，与使用了例如晶体管作为能动元件的情况相比，能够制作精度高、偏差少的加法电路3。

而且，如图3（b）所示，在使用传输线路8构成加法电路3，使得从各个变压器2A、2B输出的对角线方向（异相成分）的差动输出信号相向合并的情况下，加法电路3能够通过将两个差动输出信号间连结等长度布线的短的传输线路8而简单地实现。由此，能够降低加法电路3的单体的差动输出信号间的误差。因此，能够降低从加法电路3输出的差动输出信号（Voutp，Voutn）的差动输出信号的相位误差。

按照第1实施方式的功率分配电路10，将差动输入信号的正相信号和反相信号通过变压器2A、2B的不平衡-平衡变换而变换为分别具有相位误差的2对差动输出信号，将2对差动输出信号在加法电路3中合成为1对差动输出信号。由此，功率分配电路10将从变压器2A、2B输出的2对差动信号的误差对每个正相信号和反相信号进行平均化，能够降低从加法电路3输出的1对差动输出信号间的电路误差（相位误差）。

因此，功率分配电路10可以通过简单的电路结构降低差动输出信号间的误差，而不用追加差动输出信号间的误差检测电路、可变增益和可变相位电路的误差校正电路就不会使电路规模和消耗电流增大。即，功率分配电路10在输出差动输出信号时，能够降低差动输出信号间的电路误差，而不会使电路规模和消耗电流增大，而且不会使无线性能劣化。

（第2实施方式）

图4是表示第2实施方式中的功率分配电路10A的结构的电路结构图。对于与第1实施方式相同的结构要素通过使用相同的标号而省略说明。

第2实施方式的功率分配电路10A与第1实施方式的功率分配电路10相比，是还包括了将在放大器AMP1中放大的不平衡输入信号（单端（singleend）信号）在变压器1中进行不平衡-平衡变换而得到的差动信号，作为1对差动输入信号进行放大的电路的结构。

即，功率分配电路10A是包含放大器AMP1、变压器1、放大器AMP2A、2B、变压器2A、2B和加法电路3的结构。放大器AMP1放大输入到功率分配电路10A的不平衡输入信号（单端信号）。放大器AMP2A、AMP2B分别被作为第1放大器、第2放大器的一例示出，分别放大从变压器1输出的差动信号的正相信号或者反相信号。

在输入信号为不平衡信号的情况下，在各个放大器AMP1、AMP2、2B中被放大的信号作为不平衡信号被放大后输出。

作为第3不平衡-平衡变换电路的变压器1将在放大器AMP1中被放大的不平衡信号进行不平衡-平衡变换后输出差动信号。在变压器1具有上述的算式（1）（参照图11）所示的输入输出特性的情况下，在理想变压器中，作为输出信号的差动信号间的增益误差α=1倍，相位误差Δθ=θ1-θ2=0°，不产生增益误差和相位误差。但是，在实际的变压器中，差动输出信号间的布线不是完全的对称配置，所以在差动输出信号间会产生相位误差。

作为来自变压器1的输出信号的差动信号间产生的相位误差（θ1-θ2）与在第1实施方式中说明的差动输入信号间的相位误差相同。因此，与第1实施方式同样，作为从加法电路3输出的差动输出信号，本实施方式的功率分配电路10A能够得到使差动输出信号间的相位误差得到了改善的1对差动输出信号。

接着，说明在第1和第2不平衡-平衡变换电路即变压器2A和2B不是理想变压器的情况下，产生作为来自各个变压器2A和2B的输出信号的差动信号间的误差的情况。

首先，参照图4说明作为来自变压器2A、2B的输出信号的差动信号间产生的相位误差。

将各个放大器AMP1、AMP2A、AMP2B的增益设为1倍，将变压器1设为理想变压器（k=α=1，Δθ=0°），变压器2A、2B的相位误差设想各个变压器2A、2B为相同形状而成为相同值。即，表示为增益误差α=1倍，将来自变压器2A的差动输出信号的正相信号的相位设为参数θ3，将来自变压器2A的差动输出信号的反相信号设为θ4-180°（θ3≠θ4），耦合系数k=1。

图5（a）是在实虚数坐标上示出被输入到理想变压器（变压器1）的不平衡输入信号的图。图5（b）是示出从理想变压器（变压器1）输出的差动信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图5（c）是示出作为来自一个变压器2A的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图5（d）是示出作为来自另一个变压器2B的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图5（e）是示出作为来自加法电路3的输出信号的差动输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。

如图5（a）所示，如果将输入到变压器1的不平衡输入信号（单端信号，Vin）设定作为在实虚数坐标上表示时的实轴上的向量，则从变压器1输出的差动信号的正相信号（Vout1p）的相位表示为+90°（参照图5（b））。而且，从变压器1输出的差动信号的反相信号（Vout1n）的相位表示为-90°（参照图5（b））。

变压器2A以来自变压器1的差动信号的正相信号（Vout1p）作为输入而进行不平衡-平衡变换，输出正相信号（Vout2Ap）和反相信号（Vout2An）（参照图5（c））。如图5（c）所示，从变压器2A输出的正相信号（Vout2Ap）的相位作为（θ3+90°）输出，从变压器2A输出的反相信号（Vout2An）的相位作为（θ4-90°）输出。

变压器2B以来自变压器1的差动信号的反相信号（Vout1n）作为输入而进行不平衡-平衡变换，输出正相信号（Vout2Bp）和反相信号（Vout2Bn）（参照图5（d））。如图5（d）所示，从变压器2B输出的正相信号（Vout2Bp）的相位作为（θ3-90°）输出，从变压器2B输出的反相信号（Vout2Bn）的相位作为（θ4+90°）输出。

加法电路3对从变压器2A、2B输出的合计2对的差动信号，将具有相同向量方向的同相成分的差动信号进行向量相加，合成为1对差动输出信号。具体来说，加法电路3将来自变压器2A的正相信号（Vout2Ap）和来自变压器2B的正相信号（Vout2Bp）相加而作为差动输出信号（Voutp），而且，将来自变压器2A的反相信号（Vout2An）和来自变压器2B的反相信号（Vout2Bn）相加而作为差动输出信号（Voutn）。

在合成为1对差动输出信号的情况下，由于将变压器2A、2B的振幅误差设定为理想情况（k=α=1），所以，从两个变压器2A、2B输出的2对差动信号的向量的大小是相同的。

即，从加法电路3输出的1对差动输出信号的正相信号（Voutp）的相位为（θ3+θ4）/2+90°，反相信号（Voutn）的相位为（θ3+θ4）/2-90°。由此，在本实施方式的功率分配电路10A中，从加法电路3输出的1对差动输出信号（Voutp，Voutn）之间的对向角的误差即相位误差Δθ，按照算式（3）为0（零）。

[算式3]

$\mathrm{\&Delta;\&theta;}=\frac{(\mathrm{\&theta;}3+\mathrm{\&theta;}4)}{2}-\frac{(\mathrm{\&theta;}2+\mathrm{\&theta;}4)}{2}=0---\left(3\right)$

本实施方式的功率分配电路10A可以将从加法电路3输出的1对差动输出信号作为经校正的在变压器2A、2B中生成的相位误差（θ3-θ4）的差动输出信号而得到。

接着，说明在全部变压器1、2A、2B不是理想变压器的情况下，在来自各个变压器1、2A、2B的输出信号即差动信号间产生了误差的情况。

参照图4说明在变压器1、2A、2B的输出信号即差动信号间产生的误差。

将各个放大器AMP1、AMP2A、AMP2B的增益设为1倍，设想各个变压器2A、2B为相同形状而使变压器2A、2B的相位误差成为相同值。即，表示为增益误差α=1倍，将来自变压器1的差动输出信号的正相信号的相位设为参数θ1，将来自变压器1的差动输出信号的反相信号设为θ2-180°（θ1≠θ2），将来自变压器2A的差动输出信号的正相信号的相位设为参数θ3，将来自变压器2A的差动输出信号的反相信号的相位设为θ4-180°（θ3≠θ4）,耦合系数k=1。

图6（a）是在实虚数坐标中示出被输入到不是理想变压器的变压器1的不平衡输入信号的图。图6（b）是示出从不是理想变压器的变压器1输出的差动信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图6（c）是示出作为来自一个不是理想变压器的变压器2A的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图6（d）是示出作为来自另一个不是理想变压器的变压器2B的输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。图6（e）是示出作为来自加法电路3的输出信号的差动输出信号的正相信号和反相信号的各个相位的图。

如图6（a）所示，如果将输入到变压器1的不平衡输入信号（单端信号，Vin）设定作为在实虚数坐标上表示时的实轴上的向量，则从变压器1输出的差动信号的正相信号（Vout1p）的相位表示为θ1而不是+90°（参照图2（b）和图5（b））。而且，从变压器1输出的差动信号的反相信号（Vout1n）的相位表示为-θ2而不是-90°（参照图2（b）和图5（b））。

变压器2A以来自变压器1的差动信号的正相信号（Vout1p）作为输入行不平衡-平衡变换，输出正相信号（Vout2Ap）和反相信号（Vout2An）（参照图6（c））。如图6（c）所示，从变压器2A输出的正相信号（Vout2Ap）的相位通过图5（c）的正相信号（Vout2Ap）的相位向减少（90°-θ1）的方向旋转而成为（θ3-90°+θ1）。而且，从变压器2A输出的反相信号（Vout2An）的相位通过图5（c）的反相信号（Vout2An）的相位向减少（90°-θ1）的方向旋转而成为（θ4-90°+θ1）。

变压器2B以来自变压器1的差动信号的反相信号（Vout1n）作为输入进行不平衡-平衡变换，输出正相信号（Vout2Bp）和反相信号（Vout2Bn）（参照图6（d））。如图6（d）所示，从变压器2B输出的正相信号（Vout2Bp）的相位通过图5（d）的正相信号（Vout2Bp）的相位向减少（90°-θ2）的方向旋转而成为（θ3-90°+θ2）。而且，从变压器2B输出的反相信号（Vout2Bn）的相位同样通过图5（d）的反相信号（Vout2Bn）的相位向减少（90°-θ2）的方向旋转而成为（θ4-90°+θ2）。

加法电路3对从变压器2A、2B输出的合计2对的差动信号，将具有相同向量方向的同相成分的差动信号进行向量相加，合成为1对差动输出信号。具体来说，加法电路3将来自变压器2A的正相信号（Vout2Ap）和来自变压器2B的正相信号（Vout2Bp）相加而作为差动输出信号（Voutp），而且，将来自变压器2A的反相信号（Vout2An）和来自变压器2B的反相信号（Vout2Bn）相加而作为差动输出信号（Voutn）。

在合成为1对差动输出信号的情况下，由于将变压器2A、2B的振幅误差设定为理想情况（k=α=1），所以，从两个变压器2A、2B输出的2对差动信号的向量的大小是相同的。

即，从加法电路3输出的1对差动输出信号的正相信号（Voutp）的相位为（θ1+θ2+θ3+θ4-180°）/2，反相信号（Voutn）的相位也为（θ1+θ2+θ3+θ4-180°）/2。由此，在本实施方式的功率分配电路10A中，从加法电路3输出的1对差动输出信号（Voutp，Voutn）之间的对向角的误差即相位误差Δθ，按照算式（4）为0（零）。

[算式4]

本实施方式的功率分配电路10A可以将从加法电路3输出的1对差动输出信号作为经校正的在变压器1、2A、2B中生成的相位误差{（θ1-θ2），（θ3-θ4）}的差动输出信号而得到。

接着，参照图4说明在作为变压器2A、2B的输出信号的差动信号间产生的振幅误差。为了说明变压器2A、2B的振幅误差，各个变压器2A、2B的耦合系数k=1，相位误差Δθ理想地设为0°（零度）。

来自变压器1的输出信号即差动信号的正相信号（Vout1p）的振幅为Vin/2，来自变压器1的输出信号即差动信号的反相信号（Vout1n）的振幅为（Vin/2）*α。

来自变压器2A的输出信号即差动信号的正相信号（Vout2Ap）的振幅为（Vin/4）*α，来自变压器2A的输出信号即差动信号的反相信号（Vout2An）的振幅为Vin/4。而且，在变压器2A中，输入作为来自变压器1的输出信号的差动信号的正相信号（Vout1p）。

而且，来自变压器2B的输出信号即差动信号的正相信号（Vout2Bp）的振幅为（Vin/4）*α，来自变压器2B的输出信号即差动信号的反相信号（Vout2Bn）的振幅为（Vin/4）*α2。而且，在变压器2B中，输入作为来自变压器1的输出信号的差动信号的反相信号（Vout1n）。

作为来自加法电路3的输出信号的差动输出信号的正相信号（Voutp）的振幅，通过将来自变压器2A的差动信号的正相信号（Vout2Ap）的振幅和来自变压器2B的差动信号的正相信号（Vout2Bp）的振幅相加而成为（Vin/4）*2α。而且，作为来自加法电路3的输出信号的差动输出信号的反相信号（Voutn）的振幅，通过将来自变压器2A的差动信号的反相信号（Vout2An）的振幅和来自变压器2B的差动信号的反相信号（Vout2Bn）的振幅相加而成为Vin/4*（1+2α）。而且，将从加法电路3输出的差动输出信号的正相信号和反相信号称为1对差动输出信号。

在如图10所示那样使用1个变压器进行了不平衡-平衡变换的情况下，与变压器1的输出同样，来自加法电路3的差动输出信号中的正相信号和反相信号间的振幅误差（设为ΔV）成为ΔV=Vin*（1-α）/2。另一方面，如本实施方式那样，在图4的功率分配电路10A的结构中，差动输出信号中的正相信号和反相信号间的振幅误差ΔV为ΔV=Vin*（（1-α）/2）2。

因此，在从图4的功率分配电路10A的加法电路3输出的1对差动输出信号中，与图10那样使用1个变压器进行不平衡-平衡变换的情况相比，能够以2次方的精度（与偏差量的2次方的比例成反比的精度）改善差动输出信号间的误差。

例如，在α=0.9下，1个变压器的差动输出信号间的振幅误差ΔV为ΔV=1/20，但是在图4的功率分配电路10A的结构的不平衡-平衡变换中，差动输出信号间的振幅误差ΔV为ΔV=1/400，能够得到校正了振幅误差ΔV后的输出信号。

按照第2实施方式的功率分配电路10A，将具有在第1和第2不平衡-平衡变换电路（变压器2A、2B）中产生的差动信号间的振幅误差和相位误差的2对差动信号在加法电路3中相加（合成）为1对差动输出信号。

因此，功率分配电路10A能够将从第1和第2不平衡-平衡变换电路（变压器2A、2B）输出的2对差动信号的误差对每个正相信号和反相信号进行平均，降低从加法电路3输出的1对差动输出信号间的电路误差（相位误差Δθ、振幅误差ΔV）。特别是，对于振幅误差ΔV，由于在第1和第2不平衡-平衡变换电路（变压器2A、2B）中进行不平衡-平衡变换，所以与图10那样使用一个不平衡-平衡变换电路（变压器）进行不平衡-平衡变换的情况相比，能够以2次方的精度改善1对差动输出信号间的误差。

因此，功率分配电路10A能够使用简单的电路结构降低差动输出信号间的误差，而不追加差动输出信号间的误差检测电路、可变增益和可变相位电路的误差校正电路而使电路规模和消耗电流增大。

而且，在进行不平衡-平衡变换的变压器1、2A、2B中，成为无输入的输入端子以及差动信号的正相信号和反相信号的输出端子的中间点被连接到地（GND）。而且，也可以在输入端子和中间点连接在输入信号的频率中交流地（AC）接地（GND）的电容器。图7是表示连接了电容器和DC电压电源的情况下的功率分配电路10A的结构的电路结构图。

在图7的功率分配电路10A中，在上述的中间点和接地点之间、输入端子和接地点之间分别插入电容器4A、4B。而且，使用FET（场效应晶体管）构成放大器AMP2A、AMP2B。而且，DC电压源（恒压源）5A、5B分别与AC（交流）地接地的电容器4A、4B并联连接，能够提供作为电源的DC电压。

DC电压源5A提供偏置电压，DC电压源5B提供电源电压。偏置电压和电源电压将变压器作为DC供给用的负荷使用，所以被直接提供给晶体管即FET。

因此，在晶体管即FET中，可以省略用于提供偏置电压和电源电压的电路。能够进一步削减电路面积。即，能够削减用于提供在放大器中需要的偏置电压和电源电压所需的负荷电路，实现电路的简化和缩小电路面积。

（第3实施方式）

图8（a）是表示第3实施方式中的功率分配电路10B的结构的电路结构图。对于与第2实施方式相同的结构要素通过使用相同的标号而省略说明。

如图8（a）所示，第3实施方式的功率分配电路10B为相对于第2实施方式，取代了变压器2A、2B而设置的变压器2C的结构。具体来说，功率分配电路10B包含放大器AMP1、变压器1、放大器AMP2A、2B、变压器2C以及加法电路3。变压器2C作为第4不平衡-平衡变换电路的一例而示出，将放大器AMP2A的输出信号即正相信号和放大器AMP2B的输出信号即反相信号作为1对差动信号输入，将输入的正相信号和反相信号进行不平衡-平衡变换后输出1对差动输出信号。

在第1实施方式中，差动输入信号的正相信号和反相信号分别被输入到变压器2A和2B。在差动输入信号的正相信号和反相信号间产生了增益或者相位的误差的情况下，在各个变压器2A、2B的输入端不校正误差，而是通过变压器2A、2B变换为差动信号。

在第3实施方式的变压器2C中，输入到变压器2C的1对差动输入信号在变压器2C中从各个输入端子进行了基于相同增益和相位的各个特性的变化后，作为中点在AC（交流）地耦合的GND接地点中被耦合（相加）。

因此，在差动输入信号至变压器2C的变压器2C的输入端中包含的误差，通过校正使得作为中点在AC（交流）地耦合的GND接地点成为GND电位而降低。进而，由于通过变压器2C的输入输出信号的耦合而变换为1对差动输出信号，所以在变压器2C的差动输出信号端误差得到进一步降低。

第3实施方式功率分配电路10B与第2实施方式相比，能够削减变压器的电路面积，并且得到增益或者相位的各个误差降低后的差动输出信号。即，根据本实施方式的功率分配电路10B，能够使与放大器的输出连接的不平衡-平衡变换电路（变压器2C）为1个，能够降低因不平衡-平衡变换电路的性能偏差而导致的差动输出间误差，并且能够缩小电路面积。

而且，如图8（b）所示，使用传输线路构成变压器2C。图8（b）是表示一例变压器2C的结构的图。即，在变压器2C中，对于将1对差动输入信号（Vinp，Vinn）的中点接地（GND）的一个传输线路16，2对差动输出信号分别在一个传输线路17、18中被耦合。传输线路16相当于1根输入传输线路，传输线路17、18相当于2根输出传输线路。

在图8（b）的变压器2C的结构中，从1对差动输入信号的各个输入端子至GND接地点的传输线路的长度的大致一半长度，成为从2对差动输出信号的各个输出端子至GND接地点的传输线路的长度。

差动输出信号通过电磁感应而生成，使得以GND接地点为中心按照图8（b）的箭头表示的电流的方向流入的电流值和流出的电流值平衡。因此，变压器2C能够得到具有相同增益和相位特性的2对差动输出信号。

由于使用传输线路构成变压器2C，所以在通过器件工艺上的布线进行制作的情况下，与使用了例如晶体管作为能动元件的情况相比，能够得到精度高、偏差少、生成2对差动输出信号的变压器。

例如，可以通过使用了硅工艺（silicon process）的、偏差少的3根传输线路的耦合来形成变压器。因此，能够降低不平衡-平衡电路的性能偏差导致的差动输出间误差，并且缩小电路面积。

而且，在图8（b）中，从1对差动输入信号的各个输入端子至GND接地点为止的传输线路长度的大致一半的长度，是从2对差动输出信号的各个输出端子至GND接地点为止的传输线路的长度。而且，通过调节各个传输线路的长度，能够将连接各个输入输出信号的电路的匹配最佳化，削减阻抗的匹配电路。

（第4实施方式）

图9（a）是表示第4实施方式中的功率分配电路10C的结构的电路结构图。对与第2实施方式相同的结构要素通过使用相同的标号而省略说明。

如图9（a）所示，第4实施方式的功率分配电路10C为相对于第2实施方式，取代了变压器2A、2B和加法电路3而设置的变压器2D的结构。具体来说，功率分配电路10C包含放大器AMP1、变压器1、放大器AMP2A、2B、变压器2D。变压器2D作为第5不平衡-平衡变换电路的一例而示出，将放大器AMP2A的输出信号即正相信号和放大器AMP2B的输出信号即反相信号作为1对差动信号输入，将输入的正相信号和反相信号进行不平衡-平衡变换后输出1对差动输出信号。

在第1实施方式中，差动输入信号的正相信号和反相信号分别被输入到变压器2A和2B。在差动输入信号的正相信号和反相信号间产生了增益或者相位的误差的情况下，在各个变压器2A、2B的输入端不校正误差，而是通过变压器2A、2B变换为差动信号。而且，为了降低各个变压器2A、2B的差动输出信号间的误差，需要加法电路3。

在第4实施方式的变压器2D中，输入的差动信号的正相信号与差动输出信号的正相信号和反相信号耦合（相加）后输出，而且，输入的差动输入信号的反相信号也与差动输出信号的正相信号和反相信号耦合（相加）后输出。即，变压器2D是使输入信号间耦合的变压器电路，也具有上述的各个实施方式中的加法电路3的功能。

第4实施方式中的功率分配电路10C能够削减电路面积而不用追加上述的各个实施方式中的加法电路3，并且能够降低变压器2D中产生的差动输出信号间的误差。即，可以使用一个不平衡-平衡变换电路（变压器2D）构成与放大器的输出连接的不平衡-平衡电路和加法电路，能够降低不平衡-平衡变换电路的性能偏差导致的差动输出间误差，并且缩小电路面积。

而且，变压器2D的差动输入信号的正相信号和反相信号经由差动输出信号耦合，并从各个输入端子进行了相同增益和相位的各个特性的变化后与GND连接（接地）。因此，可以视为将差动输入信号的中点在GND接地点交流（AC）地耦合。

即，在差动输入信号的变压器2D的输入端中包含的误差在通过变压器2D内的电磁感应进行基于变压器2D的差动输出信号的耦合之前，在GND接地点中被降低。由此，能够改善对输入输出信号变换后的差动输出信号的误差的影响。因此，按照本实施方式的功率分配电路10C，能够降低增益和相位的各个误差，并且削减电路面积。

而且，如图9（b）所示，变压器2D使用传输线路构成。图9（b）是表示一例变压器2D的结构的图。即，在变压器2D中，1对差动输入信号的正相信号和反相信号（Vinp，Vinn）分别通过传输线路26、27的负荷交流地连接（接地）到GND。

在图（9）的变压器2D的结构中，从各个输入端子至GND接地点的长度的大致一半长度，成为从1对差动输出信号的正相信号和反相信号的输出端子至GND接地点的传输线路的长度。

而且，差动输入信号的2根传输线路26、27和差动输出信号的1根传输线路28被配置为相互反向的电流耦合地流动。由此，通过电流感应生成1对差动输出信号，使得以GND接地点为中心，由图9（b）的箭头表示的电流的方向上流入的电流值和流出的电流值平衡。

由此，变压器2D能够得到具有相同增益和相位的各个特性的1对差动输出信号。而且，传输线路26、27相当于2根输入传输线路，传输线路28相当于1根输出传输线路。

而且，由于使用传输线路构成变压器2D，所以在通过器件工艺上的布线制作的情况下，与例如使用晶体管作为能动元件的情况相比，能够生成高精度、偏差少的1对差动输出信号。而且，能够具有加法电路的功能。

例如，通过使用了硅工艺的偏差少的3根传输线路的耦合形成变压器，能够降低不平衡-平衡变换电路的性能偏差导致的差动输出间误差，并且缩小电路面积。

以上，参照附图说明了各种实施方式，但是不言而喻，本发明不限于这样的例子。本领域的技术人员明白在权利要求书记载的范围内能够想到各种实施方式的变更例或者修正例，以及各种实施方式的组合例，而且了解这些例子当然属于本发明的技术范围。

例如，在上述第2实施方式中，示出了在变压器1、2A、2B中，无输入的输入端子、以及差动输出信号的正相和反相信号的输出端子的中间点，与在输入信号的频率中交流地GND连接的电容器连接的情况。这在第1、第3、第4实施方式中也同样可以适用。

而且，作为放大器，除了FET，也可以使用双极晶体管。

而且，本申请是基于2011年7月27日提出申请的日本专利申请（特愿2011-164742）的申请，其内容作为参考引入本申请。

产业上的可使用性

本发明作为在从差动输入信号输出1对差动输出信号时，能够降低差动输出信号间的电路误差而不使电路规模和消耗电流增大，并且不使无线性能恶化的功率分配电路是有用的。

Claims (10)

1.功率分配电路，将1对差动输入信号作为输入而输出1对差动输出信号，包括：

第1不平衡-平衡变换电路，将所述1对差动输入信号的正相信号作为输入而输出差动信号；

第2不平衡-平衡变换电路，将所述1对差动输入信号的反相信号作为输入而输出差动信号；以及

加法电路，对于每个所述正相信号和所述反相信号相加从所述第1不平衡-平衡变换电路和第2不平衡-平衡变换电路的各个不平衡-平衡变换电路输出的2对差动信号，输出所述1对差动输出信号。

2.如权利要求1所述的功率分配电路，还包括：

第3不平衡-平衡变换电路，将不平衡输入信号变换为1对差动信号，并且作为1对差动输入信号输出；

第1放大器，放大从所述第3不平衡-平衡变换电路输出的所述1对差动输入信号的正相信号；以及

第2放大器，放大从所述第3不平衡-平衡变换电路输出的所述1对差动输入信号的反相信号，

所述第1不平衡-平衡变换电路输入由所述第1放大器放大后的所述正相信号，

所述第2不平衡-平衡变换电路输入由所述第2放大器放大后的所述反相信号。

3.如权利要求1或2所述的功率分配电路，

使用第4不平衡-平衡变换电路构成所述第1不平衡-平衡变换电路和所述第2不平衡-平衡变换电路，所述第4不平衡-平衡变换电路输入所述1对差动输入信号，并对各个正相信号和各个反相信号的每一个输出2对差动输出信号。

4.如权利要求1或2所述的功率分配电路，

使用第5不平衡-平衡变换电路构成所述第1不平衡-平衡变换电路、所述第2不平衡-平衡变换电路以及所述加法电路，所述第5不平衡-平衡变换电路将所述1对差动输入信号的正相信号与所述差动输出信号的正相信号和反相信号耦合，将所述1对差动输入信号的反相信号与所述差动输出信号的正相信号和反相信号耦合，并输出所述1对差动输出信号。

5.如权利要求3所述的功率分配电路，

使用传输线路构成所述第4不平衡-平衡变换电路，使2根输出传输线路对1根输入传输线路耦合，使得从所述1对差动输入信号的各个输入端子至接地点为止的所述传输线路的长度的一半的长度，成为从所述2对差动输出信号的各个输出端子至接地点为止的传输线路的长度。

6.如权利要求4所述的功率分配电路，

使用传输线路构成所述第5不平衡-平衡变换电路，使1根输出传输线路对2根输入传输线路耦合，使得从所述1对差动输入信号的各个输入端子至接地点为止的所述传输线路的长度的一半的长度，成为从所述1对差动输出信号的各个输出端子至接地点为止的传输线路的长度。

7.如权利要求1或2所述的功率分配电路，

在所述第1不平衡-平衡变换电路和第2不平衡-平衡变换电路的作为无输入的输入端子与接地之间插入电容器，与所述电容器并联地设置恒压源。

8.如权利要求2所述的功率分配电路，

在所述第3不平衡-平衡变换电路的正相信号和反相信号的各个输出端子的中间点与接地之间插入电容器，与所述电容器并联地设置恒压源。

9.如权利要求1所述的功率分配电路，

使用传输线路构成所述加法电路，在具有相同长度的所述传输线路中，将两个正相信号和两个反相信号的同相成分的输入信号相加，并从所述传输线路的中点取出所述1对差动输出信号。

10.如权利要求1所述的功率分配电路，

使用传输线路构成所述加法电路，在具有相同长度的所述传输线路中，将两个正相信号和两个反相信号的异相成分的输入信号相加，从所述传输线路取出所述1对差动输出信号。

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