CN108306493B - 开关功率变换器的线路纹波补偿 - Google Patents

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Abstract

提供了一种用于在脉冲频率操作模式和脉冲宽度调制操作模式下操作开关功率变换器的线路纹波补偿技术。

Description

开关功率变换器的线路纹波补偿
技术领域
本申请大体上涉及开关功率变换器，更具体地，涉及开关功率变换器的线路纹波补偿。
背景技术
开关功率转换器包括控制功率开关循环以调节传递到负载的功率的控制器。在恒定电压控制操作模式期间，控制器响应于由传递到负载的输出电压得到的反馈电压信号来控制功率开关循环。在数字反馈回路中，反馈电压信号由包括比较器的电压感测电路处理，该比较器响应于反馈信号是否大于或小于由数模转换器(DAC)产生的参考电压信号来驱动二进制的输出信号。在模拟反馈回路中，误差放大器响应于反馈电压信号和参考电压信号之间的差而产生误差电压。
无论控制器是具有数字反馈回路还是具有模拟反馈回路，控制器都会基于通过反馈回路的反馈电压的处理来确定功率开关的当前周期的期望峰值电流。尤其是，控制器监测与功率开关串联的感测电阻两端的感测电压，以确定所述感测电压是否指示所需峰值电流通过比较感测电压和与所需峰值电流成比例Δal的峰值电压来获得。一旦控制器确定感测电压已经达到峰值电压，控制器就在当前功率开关周期中断开功率开关。
根据每个周期的峰值电压的确定，通过功率开关的循环对输出电压的调节受到向开关功率变换器提供输入功率的交流电源的线路电压的影响。尤其是，控制器通常不得不在交流电源电压范围内调节输出电压。具体的交流线路电压取决于国家标准，但通常包含在通用的输入范围内，其涉及大约90VAC到270VAC的电压范围。交流线路电压通过二极管桥进行整流，以产生具有依赖于功率效用所选择的特定交流线路电压的级数的整流输入电压。整流输入电压通过大容量输入电容器变得平滑，但大容量输入电容器相对较小，有利于保持较低的制造成本，最大限度地减小谐波失真，以及降低对之上安装大容量输入电容器的印刷电路板的面积要求。
鉴于大容量输入电容器的小尺寸，整流输入电压将具有在交流线路电压的每个零交叉点达到最小值的正弦曲线。图1A示出了在通用输入范围内的相对较高的交流线路电压的整流输入电压100。相反，整流输入电压105由相对较低的交流线路电压产生。整流输入电压105的最小电压值会导致输出电压110中的低频线路纹波，如图1B所示，而开关功率变换器在脉冲宽度调制操作模式中操作时会受到相对较重的负载。即使对于在欠压(brown-out)状态下相对较高的交流线路电压，也会存在这种低频线路纹波。
由于输出电压中的这种低频线路纹波是不可取的，所以控制器通常会实现其中调整每个功率开关周期的峰值电压的线路纹波补偿。尤其是，峰值电压不仅取决于通过控制器的反馈回路对反馈电压的处理，还取决于开关周期。虽然在功率开关循环的高负载脉冲宽度调制(PWM)期间开关周期在理想情况下是恒定的，但每个开关循环所使用的实际开关周期可能会偏离期望的开关周期值。例如，期望的开关周期可能会终止，但变压器次级绕组中的次级电流(或非隔离开关功率变换器中的电感电流)还没有降至零。在功率开关循环接通之前(在临界不连续导通模式下)，控制器必须等待直到实现零导通电流。类似地，初级绕组的反射电压在次级电流达到零之后会振荡。如果在这时循环接通功率开关，这种反射电压可能会在不连续导通模式期间振荡到使功率开关损害的值。因此，在已知的山谷模式转换的技术中，通常在反射电压振荡的山谷期间接通功率开关。因此，山谷模式转换和临界不连续导通模式操作都可能导致期望的开关周期与功率开关的指定循环所使用的实际开关周期之间的差异。
具有线路纹波补偿的控制器会监测在功率开关的前一个周期中期望的开关周期和实际开关周期之间的差异，以调节功率开关的当前周期的峰值电压。但这种常规线路纹波补偿仅在功率开关的重负载PWM操作期间执行。然而，由于直接充电技术的发展，其中开关功率变换器必须直接给电池充电，而不是提供调节的直流输出电压，然后通过移动设备内的非隔离开关功率变换器(例如，降压变换器)将其转换成适当的电压和给电池充电的电流，所以在现代开关功率变换器中重负载条件不再局限于PWM操作模式。直接充电是有利的，因为移动设备不再需要给其电池充电的非隔离开关功率变换器，这降低了制造成本。但直接充电涉及在较重负载下使用功率开关循环的脉冲频率调制(PFM)，因此需要进行线路纹波补偿。但在PFM操作期间常规线路纹波补偿不适用。
因此，本领域需要有用于开关功率变换器的控制器，其具有适用于PWM和PFM两种操作模式的改进的线路纹波补偿。
发明内容
为了提供改进的线路纹波补偿，并将其应用范围从脉冲宽度调制操作扩展到包括脉冲频率调制操作，提供了一种控制器，该控制器不仅使用实际开关周期与期望的开关周期之间的差，而且使用期望的峰值电压，来确定用于期望的峰值电压的峰值电压调节因子。例如，峰值电压调节因子可以与实际开关周期和期望的开关周期之间的差与期望的峰值电压和期望的开关周期的比率的乘积成比例。增加期望的峰值电压和由此产生的峰值电压调节因子为当前开关周期提供了补偿的峰值电压，尽管在低交流线路电压条件期间应用了重负载，但该补偿的峰值电压提供了适当数量的输出功率来保持恒定电压。
在脉冲频率操作模式下，控制器内的控制回路响应于来自负载的反馈电压来调整期望的开关周期。随着负载的增加，控制器减小了期望的开关周期，从而增加了脉冲频率以向负载提供更大的功率。相反，随着负载的减少，控制器增加了期望的开关周期，从而降低了脉冲频率以减少传递给负载的功率量。在脉冲频率调制操作期间，对期望的开关周期的这种调整通常使用静态的峰值电压。该静态的峰值电压通过在此公开的线路纹波补偿成为动态的，以在较重负载下防止或抑制在脉冲频率调制操作期间的线路纹波。
通过考虑下面的详细说明，可以更好地理解这些和附加的优势特征。
附图说明
图1A示例了由整流较高的交流电压和较低的交流电压得到的整流的输入电压波形。
图1B示例了在由图1A的低整流的输入电压供电的重负载下操作的常规开关功率变换器的输出电压波形。
图2是根据本公开的一个方面的、包括配置成实现线路纹波补偿的控制器的反激变换器的图。
图3是根据本公开的一个方面的、图2的反激变换器中的控制器的更详细的框图。
图4是根据本公开的一个方面的、在PFM操作期间线路纹波补偿的示例方法的流程图。
通过参考下面的详细描述，将最好地理解本公开的实施例及其优势。应当理解，相同的参考数字用于标识在一幅或多幅图中示例的相同元件。
具体实施方式
在常规PFM操作期间，开关功率控制器调整开关周期来调节传递给负载的功率。功率开关的每个脉冲(接通时间)通过响应于与期望的峰值电压相等的感测电阻电压而在每个周期中关断功率开关来控制。期望的峰值电压是静态的，它在脉冲频率调制中是动态的脉冲宽度。在本文公开的控制器中，这种静态峰值电压会变为动态的，以在本文进一步说明的脉冲频率调制期间提供有利的线路纹波补偿。所得到的线路纹波补偿技术也适用于脉冲宽度调制操作。为了提供这种改进的线路纹波补偿，如下所述利用输出功率和峰值电压(V_Ipk)之间的关系。具体地，可以看出，在恒定电压模式下(或者PFM或者PWM操作)操作的开关功率变换器的输出功率(P)是
P＝(1/2)*Lm(V_Ipk/Rs)2/T_Period(CV) 等式(1)
其中Lm是初级绕组(在反激变换器中)或电感器(在非隔离开关功率变换器中)的磁化电感，Rs是感测电阻器的电阻，T_Period(CV)是期望的开关周期。注意，T_Period(CV)在脉冲频率操作模式下将是动态的，而其在脉冲宽度调制操作模式下将是静态的。根据等式(1)，期望的峰值电压V_Ipk(CV)变为：
V_Ipk(CV)＝(2*T_Period(CV)*P*Rs2/Lm)1/2 等式(2)
其可被改写为：
V_Ipk(CV)＝(2*P*Rs2/Lm)1/2*T_Period(CV)1/2 等式(3)
为了基于在功率开关的前一周期中的实际开关周期(T_Period(测量的)和期望的开关周期T_Period(CV)之间的变化(ΔTp)来确定什么V_Ipk(CV)应该在功率开关的当前周期中，偏导数(CV)由右侧的等式(3)得到。具体地，偏导数由在开关功率的前一周期中的变化(ΔTp)函数引出功率开关的当前周期中的峰值电压(ΔV_Ipk)的表达式：
ΔV_Ipk(CV)＝(1/2)*(V_Ipk(CV)/T_Period(CV))*ΔTp 等式(4)
因为等式(4)最终由等式(1)导出，所以可以看出，不管控制器是在脉冲宽度调制操作模式下操作还是在脉冲频率调制操作模式下操作，尽管实际开关周期与期望的开关周期存在差异，峰值电压所产生的变化都是保持恒定输出电压的最佳量。
提供一种控制器，其利用等式(4)更仔细地补偿PWM操作模式期间的线路纹波，并且还将线路纹波补偿扩展到PFM模式。图2示出了具有配置在此公开的线路纹波补偿技术的控制器205的示例性反激变换器200。如开关功率变换器领域所公知的，控制器205被配置成基于在脉冲宽度调制操作期间由输出电压(V_OUT)得到的反馈电压，计算耦合到变压器T的初级绕组的功率开关晶体管S1的每个周期中的感测电阻R_Sense的期望的峰值电压。期望的开关周期在脉冲宽度调制操作中是静态的。相反，控制器205被配置成基于反馈电压确定在脉冲频率调制操作期间的期望的开关周期。因此，在脉冲频率操作模式期间，期望的峰值电压是静态的。变压器T的初级绕组接收经整流的输入电压V_IN，该整流的输入电压V_IN由交流线路电压通过二极管电桥210整流并由大容量输入电容器C_BULK平滑化。
控制器205被配置成根据在此公开的线路纹波补偿技术来调整期望的峰值电压，以确定在当前开关周期中要使用的补偿的峰值电压。在当前周期中接通功率开关晶体管S1之后，控制器205监测感测电阻R_Sense两端的感测电压，以响应于与补偿的峰值电压相等的感测电压来确定何时实现通过初级绕组的补偿的峰值电流(I_PK)，然后相应地关断功率开关晶体管S1。控制器205所使用的关于计算PWM操作中的期望的峰值电压(或PFM操作中的期望开关周期)的反馈电压V_FB，可使用光隔离器或仅通过初级感测技术来获得。为了说明的简洁，示出了直接从输出电压V_OUT接收的反馈电压，该输出电压V_OUT产生于包括输出二极管D和输出电容器C的次级侧反激变换器200。
在图3中更详细地示出了控制器200。误差放大器310响应于电压反馈信号(V_FB)和参考电压(V_REF)之间的差而产生误差信号。因此，误差信号是模拟信号，其幅度取决于差值的幅度。在可选实施例中，这种电压感测在数字域中可通过比较器来执行而不是通过误差放大器来执行。来自误差放大器210的误差信号通过补偿滤波器(未示出)补偿，以形成由恒压控制电路315接收的控制电压。如控制器领域所公知的，恒压控制电路315可接收模拟控制电压并在模拟域中处理它，或者可接收由数字电压感测电路产生的数字控制电压并在数字域中处理它。不管处理的类型如何，恒压控制电路315将使用反馈在脉冲宽度调制操作期间确定期望的峰值电压(V_Ipk(CV))，或者将使用反馈在脉冲频率调制操作期间确定期望的开关周期(T_Period(CV)。在脉冲频率调制操作中，期望的峰值电压V_Ipk(CV)是静态的，而其在脉冲宽度调制操作中是动态的。相反，期望的开关周期T_Period(CV)在脉冲宽度调制操作中是静态的，而其在脉冲频率调制操作中是动态的。
不管操作模式如何，恒压控制电路315都使用期望的峰值电压V_Ipk(CV)来控制功率开关晶体管的循环中的功率开关关断时间。但是仅使用期望的峰值电压V_Ipk(CV)来控制功率开关关断时间会遭受诸如关于图1A和1B所讨论的低交流线路电压状态的线路纹波。因此，控制器205包括峰值电压补偿电路220，该峰值电压补偿电路220被配置成基于期望的开关周期T_Period(CV)、在功率开关的前一个周期中的实际开关周期(T_Period(测量的))与期望的开关周期T_Period(CV)之间的差ΔTp以及诸如关于等式(4)所讨论的期望的峰值电压V_Ipk(CV)，来确定峰值电压调节因子(ΔV_Ipk)。
存在除了不使用线路纹波补偿的脉冲宽度调制模式和脉冲频率调制模式之外的操作模式。因此，多路复用器325可根据除所使用的脉冲宽度调制模式或脉冲频率调制模式之外的某些操作模式选择峰值电压调节因子ΔV_Ipk或零。在这些其它模式中，多路复用器325可选择零值。相反，在脉冲宽度调制操作或脉冲频率调制操作期间，多路复用器325被控制为选择峰值电压调节因子ΔV_Ipk。加法器330将期望的峰值电压V_Ipk(CV)与峰值电压调节因子ΔV_Ipk相加，以产生将在当前开关周期中所使用的补偿的峰值电压(V_Ipk’)。
所得到的线路纹波补偿是非常有利的，因为与仅基于期望的开关周期和实际开关周期之间的差来补偿峰值电压的常规线路纹波补偿技术相比，该补偿更稳健。此外，在此公开的线路纹波补偿适用于脉冲宽度调制和脉冲频率调制两种操作。参考图4的流程图中所示的示例峰值电压调节方法，可以更好地理解这些优点。该方法包括在脉冲频率调制(PFM)操作模式下操作开关功率变换器的功率开关时，响应于负载的输出电压来确定用于功率开关的当前周期的期望的PFM开关周期的动作400。响应于输出电压的处理确定恒压控制电路315中的期望的周期T_Period(CV)是动作400的示例。该方法进一步包括确定期望的PFM开关周期与用于功率开关的前一周期的实际开关周期之间的差的动作405。如关于峰值电压补偿电路320所讨论的，确定实际开关周期T_Period(在功率开关的前一周期中测量的)和期望的开关周期T_Period(CV)之间的ΔTp是动作405的示例。此外，该方法包括根据差、期望的PFM开关周期和当前周期的期望的峰值电压的函数来确定峰值电压调节因子的动作410。使用等式(4)计算峰值电压调节因子ΔV_Ipk是动作410的示例。此外，该方法包括将峰值电压调节因子与期望的峰值电压相加以提供补偿的峰值电压的动作415。加法器330内的加法是动作415的示例。最后，该方法包括响应于与补偿的峰值电压相等的感测电阻电压在当前周期中关断功率开关的动作420。图1中功率开关晶体管S1的循环关断是动作420的示例。
如本领域技术人员现在应理解的并且根据即将到来的具体应用，在不偏离本发明的范围的情况下，可以在本公开的装置的材料、设备、配置和使用方法中和对本公开的装置的材料、设备、配置和使用方法进行许多修改、替换和变更。鉴于此，本公开的范围不应限制于在此示例和描述的特定实施例的范围，因为它们仅仅是其一些示例的方式，而是应当与此后所附的权利要求及其功能等价物的范围完全相符。

Claims (15)

1.一种用于开关功率变换器的控制器，包括：
峰值电压补偿电路，所述峰值电压补偿电路被配置成响应于功率开关的期望的开关周期和所述功率开关的实际开关周期之间的差、期望的峰值电压和所述期望的开关周期的函数，来确定峰值电压调节因子，其中，所述函数是比例常数与所述差、以及与所述期望的峰值电压和所述期望的开关周期的比率的乘积；和
恒压控制电路，所述恒压控制电路包括加法器，所述加法器被配置成将所述期望的峰值电压与峰值电压调节因子相加以提供补偿的峰值电压，其中，所述恒压控制电路进一步被配置成响应于感测电压与补偿的峰值电压相等，命令所述功率开关在所述功率开关的当前循环中被循环关断。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述恒压控制电路进一步被配置成响应于来自负载的反馈电压，在脉冲频率调制(PFM)操作期间调整期望的开关周期，并且其中，所述功率开关的当前循环是PFM循环。
3.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述恒压控制电路进一步被配置成响应于来自负载的反馈电压，在脉冲宽度调制(PWM)操作期间调整期望的峰值电压，并且其中，所述功率开关的当前循环是PWM循环。
4.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述比例常数等于0.5。
5.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器是反激控制器，以及其中，所述功率开关被耦合到所述反激控制器的初级绕组。
6.根据权利要求2所述的控制器，其中，所述恒压控制电路进一步包括误差放大器，所述误差放大器被配置成响应于所述反馈电压和参考电压之间的差而产生误差信号，其中，所述恒压控制电路进一步被配置成响应于所述误差信号在PFM操作期间调整所述期望的开关周期。
7.根据权利要求3所述的控制器，其中，所述恒压控制电路进一步包括误差放大器，所述误差放大器被配置成响应于所述反馈电压和参考电压之间的差而产生误差信号，其中，所述恒压控制电路进一步被配置成响应于误差信号在PWM操作期间调整所述期望的峰值电压。
8.一种用于控制开关功率变换器的方法，所述方法包括：
在脉冲频率调制(PFM)操作模式下操作所述开关功率变换器的功率开关时，响应于来自负载的反馈电压来确定用于功率开关的当前循环的期望的PFM开关周期；
确定期望的PFM开关周期和用于所述功率开关的前一循环的实际开关周期之间的差；
根据所述差、期望的峰值电压和所述期望的PFM开关周期的函数来确定峰值电压调节因子，其中，所述函数是比例常数与所述差、以及与所述期望的峰值电压和所述期望的PFM开关周期的比率的乘积；
将所述峰值电压调节因子与所述期望的峰值电压相加以提供补偿的峰值电压；和
响应于感测电阻电压与所述补偿的峰值电压相等，在当前循环中关断所述功率开关。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述期望的峰值电压在脉冲频率调制操作模式期间是静态的。
10.根据权利要求8所述的方法，其中，所述比例常数为0.5。
11.根据权利要求8所述的方法，其中，关断所述功率开关包括关断反激变换器中的功率开关。
12.根据权利要求8所述的方法，其中，所述负载是电池。
13.一种用于控制开关功率变换器的方法，所述方法包括：
在脉冲宽度调制(PWM)操作模式中操作所述开关功率变换器的功率开关时，响应于来自负载的反馈电压为功率开关的当前循环确定期望的峰值电压；
确定用于所述功率开关的期望的开关周期和用于所述功率开关的前一循环的实际开关周期之间的差；
根据所述差、所述期望的峰值电压和所述期望的开关周期的函数来确定峰值电压调节因子，其中，所述函数是比例常数与所述差、以及与所述期望的峰值电压和所述期望的开关周期的比率的乘积；
将所述峰值电压调节因子与所述期望的峰值电压相加以提供补偿的峰值电压；和
响应于感测电阻电压与所述补偿的峰值电压相等，在当前循环中关断所述功率开关。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述期望的开关周期在脉冲宽度调制操作模式期间是静态的。
15.根据权利要求13所述的方法，其中，所述比例常数为0.5。
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