CN108267723A - 陆基短距k波段雷达的离线在线式幅相误差校正方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种针对陆基短距K波段线性调频连续波(LFMCW)雷达的离线‑在线式多通道幅相误差校正方法，属于雷达信号处理技术领域。该方法首先通过离线方式，分别对空对参考反射面照射，通过点估计法和Savitzky‑Golay平滑滤波，得到包括幅度误差、初相误差、时域误差曲线、频域误差曲线的误差参数，接着通过在线方式，利用已知位置信息的强单反射点，结合离线模式估计得到的误差参数进行进一步的实时幅相误差校正。工程实例的结果表明，本发明可以有效地校正各个通道的幅相误差，提高了各个通道的脉冲压缩的输出信噪比，抑制了脉冲压缩主瓣的展宽，提高了微小目标的发现概率，增加了雷达测向的精度。
Description
技术领域
本发明涉及的是一种雷达信号处理领域的幅相误差校正方法，特别是一种针对毫米波段线性调频连续波(LFMCW)雷达的离线-在线式多通道幅相误差校正方法。
背景技术
毫米波雷达使用毫米波作为雷达的发射信号，毫米波的波长介于厘米波和光波之间，因此毫米波兼有微波制导和光电制导的优点。同厘米波导引头相比，毫米波导引头具有体积小、质量轻和空间分辨率高的特点。与红外、激光、电视等光学导引头相比，毫米波导引头穿透雾、烟、灰尘的能力强，具有全天候(大雨天除外)全天时的特点。另外，毫米波导引头的抗干扰、反隐身能力也优于其他微波导引头。
毫米波雷达采用线性调频连续波(LFMCW)体制时，相比脉冲体制雷达，可以进一步降低雷达发射信号的峰值功率，利用“解斜”信号处理方法可以降低AD的采样频率，从而降低雷达体积、质量和生产成本。不仅在军事领域，现在K波段LFMCW雷达被广泛运用于交通监测、安防跟踪、工业控制、汽车驾驶辅助等众多民用领域，而受到广泛的重视。
雷达的多通道之间总会因为器件不一致，温度变化等原因导致幅相误差。幅相误差主要可以分为两类：一是某一天线的I/Q两通道的幅相误差，二是多个天线的通道之间的幅相误差。幅相误差可能是时变误差，如各通道放大器、混频器和滤波器的特性不一致等因素引起的误差，也可能是非时变误差，如阵元位置的微小波动、阵元间互耦以及阵元馈线不同等因素造成的误差。当多通道雷达的各个通道之间存在幅相误差时，会引起雷达的脉冲压缩主瓣展宽，主瓣能量泄露而导致小目标丢失，多天线的测角性能下降等不良的影响。
通常的多通道幅相误差校正方法主要包括两大类：一是有源校正方法，即通过引入一个方位已知的精确辅助源来实现对多通道幅相误差参数的离线估计，再利用所得的误差参数值来校正阵列。由于有源校正算法是已知来波方位而避免了对波达方向的估计，因此，该类方法具有很高的误差估计精度。但是，估计精确度受辅助源方位精度的影响，对于器件老化等时变误差，必须重新进行校正，代价较高。二是自校正方法，即基于子空间理论，通过代价函数的迭代过程实现信号波达方向和多通道误差矩阵的联合估计。该类方法不需要辅助源，同时可以自适应的校正随温度等因素变化的时变误差，但是要求的信噪比较高，并通常伴随着较高的运算复杂度。
一种有效的幅相误差校正思路是：结合有源校正方法和自校正方法，通过离线的有源校正获得绝大多数的误差参数，再通过结合误差参数的自校正方法进行在线的幅相误差校正。这种离线-在线式的幅相误差校正方法，一方面减小了对辅助源精确程度的要求，一方面因为有误差参数的辅助，降低了自校正方法的运算复杂度。同时，离线-在线式的幅相误差效正方法不仅对非时变的幅相误差有效，对随温度、器件老化等因素时变的多通道幅相误差同样有效。
发明内容
本发明的目的在于提供一种针对陆基短距K波段LFMCW雷达的多通道幅相误差校正方法。
实现本发明的技术解决方案为：陆基短距K波段LFMCW雷达的离线-在线式多通道幅相误差校正方法，步骤如下：
离线模式下，对于误差参数/曲线的计算方法包括以下步骤：
(1)记录对空照射下的Monte-Carlo实验数据。在无电磁干扰环境下，对空照射，记录2m个通道的n＞＞1个重复周期的回波样本。
(2)估计2m个通道的回波时域幅度的均值和方差。利用点估计法，构造统计量
式中，si(t)表示t时刻的第i个重复周期的回波，E(t)表示t时刻的回波幅度的均值，即时域误差曲线，D(t)表示t时刻的回波幅度的方差。
(3)得到2m个通道的带噪声干扰的时域误差曲线E(t)。增大n的数值，重复步骤1步骤2，直到n满足
式中，Tmin为设定门限。记录此时2m个通道的时域误差曲线E(t)。
(4)平滑处理2m个时域误差曲线E(t)。利用Savitzky-Golay滤波器作平滑滤波，窗口宽度l＝2p+1，拟合多项式阶数为q。得到平滑处理后，最终的2m个时域误差曲线
式中A为平滑滤波器系数，表示卷积。
(5)记录对反射面照射下的Monte-Carlo实验数据。在无电磁干扰环境下，以法线角度对光滑反射面照射，记录2m个通道的n＞＞1个重复周期的回波样本。
(6)估计2m个通道的回波时域幅度的均值和方差。利用点估计法，构造统计量
式中，si(t)表示t时刻的第i个重复周期的回波，E(t)表示t时刻的回波幅度的均值，即回波幅度曲线，D(t)表示t时刻的回波幅度的方差。
(7)得到2m个通道的带噪声干扰的回波幅度曲线E(t)。增大n的数值，重复步骤5步骤6，直到n满足
式中，Tmin为设定门限。记录此时2m个通道的回波幅度曲线E(t)。
(8)平滑处理2m个回波幅度曲线E(t)。利用Savitzky-Golay滤波器作平滑滤波，窗口宽度l＝2p+1，拟合多项式阶数为q。得到平滑处理后的2m个回波幅度曲线
式中A为平滑滤波器系数，表示卷积。
(9)计算2m个通道的频域回波曲线。计算方法为
sf(f)＝FFT[st(t)-et(t)]
式中，FFT(.)表示对时间t作快速傅里叶变换。
(10)计算2m个通道的幅度误差和相位误差。对频域回波曲线sf(f)进行ni倍的Spline插值，取插值后sf(f)的最大值的幅度Amax和初相以某I通道作为参考，则其他通道的幅度误差为
eA＝Amax/A
式中，Amax为参考通道的sf(f)的最大值幅度，A为其他通道的sf(f)的最大值幅度。
其他通道的初相误差为
式中，为参考通道的sf(f)的最大值相位，为其他通道的sf(f)的最大值相位，对I通道，i＝0，对Q通道，i＝1。
(11)计算2m个通道的频域误差曲线。以某I通道作为参考，构造参考回波频域曲线
式中，B为信号带宽，T为重复周期，R为反射面距离，c为光速。2m个通道的频域误差曲线为
式中j为虚数单位。
在线模式下，对于幅相误差校正的计算方法包括以下步骤：
(12)选取雷达正常工作时的强单反射点，测量雷达法线与强单反射点的径向距离R和角度θ。
(13)计算2m个通道的脉冲压缩信号
式中s(t)为回波信号。
(14)通过距离信息R，在脉冲压缩信号s(f)中找到强单反射点，记录2m个通道强单反射点的幅度As和相位距离信息与频域信息的公式如下
记录在频率Δf处的目标的峰值幅度为As，相位为
(15)在线校正2m个通道的幅度和相位误差。以某I通道作为参考，校正后的脉冲压缩信号
式中Asc为参考通道的幅度，为参考通道的初相。对I通道，i＝0，对Q通道，i＝1。d为校正通道天线与参考通道天线的间距，λ为载波波长。
本发明与现有技术相比，其显著优点包括：
(1)通过离线方式获得大部分的误差参数，因此误差估计精度较高。
(2)由于离线方式提供了误差参数，在线幅相误差校正的运算量较低。
(3)不仅适用于非时变幅相误差，也适用于时变幅相误差的校正。
(4)各个通道独立校正，不受到通道数的限制，因此应用范围较广。
(5)利用强单反射点的校正方法不依赖辅助源，实现简单。
下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
附图说明
图1是离线幅相误差校正流程图
图2是在线幅相误差校正流程图
图3是一发双收K波段LFMCW雷达结构示意图
图4是对空照射时4个通道的一组回波样本
图5是对空照射时4个通道平滑后的时域误差曲线
图6是对参考反射体照射时4个通道的一组回波样本
图7是对参考反射体照射时4个通道的回波幅度曲线
图8是对参考反射体照射时4个通道的频域回波曲线
图9是对参考反射体照射时4个通道的频域误差曲线
图10是在线工作时4个通道在幅相误差校正前的脉冲压缩信号
图11是在线工作时4个通道在幅相误差校正后的脉冲压缩信号
具体实施方式
对于具有m个接收天线的陆基短距K波段LFMCW雷达，离线-在线式多通道幅相误差校正方法包括以下步骤：
结合附图1，非正常工作模式下，即离线模式下，对于误差参数/曲线的计算方法包括以下步骤：
步骤1、记录对空照射下的Monte-Carlo实验数据。在无电磁干扰环境下，对空照射，记录2m个通道的n＞＞1个重复周期的回波样本。
步骤2、估计2m个通道的回波时域幅度的均值和方差。利用点估计法，构造统计量
式中，si(t)表示t时刻的第i个重复周期的回波，E(t)表示t时刻的回波幅度的均值，即时域误差曲线，D(t)表示t时刻的回波幅度的方差。
步骤3、得到2m个通道的带噪声干扰的时域误差曲线E(t)。增大n的数值，重复步骤1步骤2，直到n满足
式中，Tmin为设定门限。记录此时2m个通道的时域误差曲线E(t)。
步骤4、平滑处理2m个时域误差曲线E(t)。利用Savitzky-Golay滤波器作平滑滤波，窗口宽度l＝2p+1，拟合多项式阶数为q。得到平滑处理后，最终的2m个时域误差曲线
式中A为平滑滤波器系数，表示卷积。
步骤5、记录对反射面照射下的Monte-Carlo实验数据。在无电磁干扰环境下，以法线角度对光滑反射面照射，记录2m个通道的n＞＞1个重复周期的回波样本。
步骤6、估计2m个通道的回波时域幅度的均值和方差。利用点估计法，构造统计量
式中，si(t)表示t时刻的第i个重复周期的回波，E(t)表示t时刻的回波幅度的均值，即回波幅度曲线，D(t)表示t时刻的回波幅度的方差。
步骤7、得到2m个通道的带噪声干扰的回波幅度曲线E(t)。增大n的数值，重复步骤5步骤6，直到n满足
式中，Tmin为设定门限。记录此时2m个通道的回波幅度曲线E(t)。
步骤8、平滑处理2m个回波幅度曲线E(t)。利用Savitzky-Golay滤波器作平滑滤波，窗口宽度l＝2p+1，拟合多项式阶数为q。得到平滑处理后的2m个回波幅度曲线
式中A为平滑滤波器系数，表示卷积。
步骤9、计算2m个通道的频域回波曲线。计算方法为
sf(f)＝FFT[st(t)-et(t)]
式中，FFT(.)表示对时间t作快速傅里叶变换。
步骤10、计算2m个通道的幅度误差和相位误差。对频域回波曲线sf(f)进行ni倍的Spline插值，取插值后sf(f)的最大值的幅度Amax和初相以某I通道作为参考，则其他通道的幅度误差为
eA＝Amax/A
式中，Amax为参考通道的sf(f)的最大值幅度，A为其他通道的sf(f)的最大值幅度。
其他通道的初相误差为
式中，为参考通道的sf(f)的最大值相位，为其他通道的sf(f)的最大值相位，对I通道，i＝0，对Q通道，i＝1。
步骤11、计算2m个通道的频域误差曲线。以某I通道作为参考，构造参考回波频域曲线
式中，B为信号带宽，T为重复周期，R为反射面距离，c为光速。2m个通道的频域误差曲线为
式中j为虚数单位。
结合附图2，正常工作模式下，即在线模式下，考虑到器件温度等影响，还要进行在线的幅相误差校正，计算方法包括以下步骤：
步骤12、选取雷达正常工作时的强单反射点，测量雷达法线与强单反射点的径向距离R和角度θ。
步骤13、计算2m个通道的脉冲压缩信号
式中s(t)为回波信号。
步骤14、通过距离信息R，在脉冲压缩信号s(f)中找到强单反射点，记录2m个通道强单反射点的幅度As和相位距离信息与频域信息的公式如下
记录在频率Δf处的目标的峰值幅度为As，相位为
步骤15、在线校正2m个通道的幅度和相位误差。以某I通道作为参考，校正后的脉冲压缩信号
式中Asc为参考通道的幅度，为参考通道的初相。对I通道，i＝0，对Q通道，i＝1。d为校正通道天线与参考通道天线的间距，λ为载波波长。
下面通过工程实例对本发明作进一步详细的说明。
工程实例中使用的雷达系统为工作在K波段LFMCW雷达，其具有1个发射天线和2个接收天线，发射功率约18dBm，最大作用距离约100m，主要用于对陆面目标，如汽车、行人等的遥感监测。其结构示意图如图3所示。这也是能同时实现测距、测速、测向的最简雷达结构。
雷达系统的主要参数为载波频率24.125GHz，载波波长12.4mm。信号形式为锯齿上升的LFMCW，信号带宽180MHz，重复周期8ms，AD采样频率0.125MHz，采样精度16bit。发射天线波束水平宽度30°，俯仰宽度12°，接收天线水平宽度40°，俯仰宽度同样是12°，两个接收天线的间距为13.7mm。
对于雷达的幅相误差校正，首先要进行非工作模式下，即离线模式下的4个通道(双接收天线×I/Q两通道)的幅相误差校正。
对空照射，获得Monte-Carlo实验数据。因为陆基短距的LFMCW雷达通常功率较低，最大作用距离较短，因此只要对空照射就能基本保证无目标回波。则在此时接收到的回波可以用作标定由于雷达机内的噪声或者器件等原因造成的幅相误差。
对空照射时，4个通道1组回波数据的样本如图4所示。每一个回波有10字节的前端数据作为脉冲标识，其后为回波数据。可以看到，虽然幅度较低，但是，对空照射时，4个通道的回波数据并非完全平坦，而是有幅度上随着时间变化的起伏，并且4个通道的起伏曲线明显不同。对空照射的目的即是为了提取此由于机内噪声或者器件等原因引起的时域误差曲线。
利用点估计法，得到4个通道的估计方差分别为4.194e5(天线Rx1 I通道)，6.317e5(天线Rx1 Q通道)，4.527e5(天线Rx2 I通道)，5.241e5(天线Rx2 Q通道)。设置门限Tmin＝3，则计算出实验次数n＞800，实际工程中取n＝1024，得到带噪声的时域误差曲线的估计。
对带噪声的时域误差曲线进行Savitzky-Golay平滑滤波。实际工程中所用的Savitzky-Golay滤波器窗长为7，多项式阶数为3，Savitzky-Golay滤波器平滑矩阵算子为
平滑之后的4个通道的时域误差曲线et(t)如图5所示。
对参考反射面照射，获得Monte-Carlo实验数据。实际工程中，对光滑垂直墙面进行照射，获得实验数据。由于毫米波段雷达的波长较短，天线间距较近，因此墙面距离在5-10m的量级就可以近似认为墙面的反射回波为平面波。在此时接收到的回波可以用作标定由于器件不一致带来的雷达各个通道间的幅相误差。
对墙照射时，4个通道1组回波数据的样本如图6所示。墙面距离约为5.4m，回波为单点频信号，可以近似认为只有墙面回波。同时可以看到，墙面的回波带有明显的时域误差曲线的调制。
利用点估计法，估计4个通道的均值和方差。4个通道的估计方差与对空照射时基本相同，分别为5.214e5(天线Rx1 I通道)，7.977e5(天线Rx1 Q通道)，5.971e5(天线Rx2 I通道)，6.140e5(天线Rx2 Q通道)。设置门限Tmin＝3，则计算出实验次数n＞800，实际工程中仍取n＝1024，得到带噪声的回波幅度曲线的估计。
之后平滑滤波同样使用Savitzky-Golay滤波器，滤波器窗长为7，多项式阶数为3，平滑矩阵算子与对空照射时相同。平滑之后的4个通道的回波幅度曲线如图7所示，基本为单点频信号。从图7中可以看到，4个通道之间存在幅度和初始相位的误差。
计算4个通道的幅度误差eA和相位误差首先，4个通道的回波幅度曲线减去对应的4个通道的时域误差曲线，再分别作FFT运算得到4个通道的频域回波曲线，结果如图8所示。对4个通道的频域回波曲线进行10倍的Spline插值，分别得到4个通道的频域最大值的幅度和相位如表1所示。
| 通道 | 幅度dB | 相位rad |
| 天线Rx1 I通道 | 129.57 | -0.5854 |
| 天线Rx1 Q通道 | 133.43 | -2.1025 |
| 天线Rx2 I通道 | 130.03 | -0.8106 |
| 天线Rx2 Q通道 | 134.04 | -2.3915 |
表1
取天线Rx1的I通道作为参考，则余下3个通道的幅度误差eA和初相误差如表2所示。
表2
计算4个通道的频域误差曲线ef(f)。以天线Rx1的I通道作为参考，构造参考回波频域曲线，此处取参数：墙面距离R＝5.4m，信号带宽B＝180MHz，重复周期T＝8ms。最终得到4个通道的频域误差曲线ef(f)，如图9所示。至此，离线的雷达幅相误差校正已经完成，得到的误差参数包括：幅度误差eA，初相误差时域误差曲线et(t)，频域误差曲线ef(f)。
利用离线模式得到的误差参数，进行工作模式下，即在线模式下的4个通道(双接收天线×I/Q两通道)的幅相误差校正。
选取强单反射点，对于陆面探测雷达，可以选择距离较近的固定目标作为强单反射点。在实际工程中，选择了照射范围内，距离较近的路灯杆作为强单反射点。经过测量，此路灯杆与雷达的径向距离约为16.7m，与雷达法线的角度约为-0.192rad，计算4个通道的脉冲压缩信号。记录4个通道对于强单反射点的幅度信息As和相位信息如表3所示。
表3
同时可以计算出天线Rx1和天线Rx2的接收信号由于路灯杆而引起的相位差约为-1.325rad。利用步骤15的公式，得到最终的4个通道校正后的脉冲压缩信号。
图10是在线工作时4个通道在幅相误差校正前的脉冲压缩信号，图11是在线工作时4个通道在幅相误差校正后的脉冲压缩信号。图10和图11都没有作加窗处理，两图比较了4个通道脉冲压缩信号前50个采样点的幅度信息。由图10图11可知，可以清楚地看到在约17m处的强单反射点(路灯杆)，在约33m处有一个较弱的目标。幅相误差校正后，由于幅相不一致导致的近距离杂波主瓣展宽明显减少，并且各个通道的信噪比都得到了增强。
陆基短距K波段LFMCW雷达的离线一在线式多通道幅相误差校正方法可以有效地校正各个通道间的幅度相位误差，从而达到提高信噪比，抑制脉冲压缩主瓣展宽，提高微小目标发现概率，增加测向精度的目的。
Claims (1)
1.陆基短距K波段LFMCW雷达的离线-在线式多通道幅相误差校正方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
(1)记录对空照射下的Monte-Carlo实验数据。在无电磁干扰环境下，对空照射，记录2m个通道的n＞＞1个重复周期的回波样本。
(2)估计2m个通道的回波时域幅度的均值和方差。利用点估计法，构造统计量
式中，si(t)表示t时刻的第i个重复周期的回波，E(t)表示t时刻的回波幅度的均值，即时域误差曲线，D(t)表示t时刻的回波幅度的方差。
(3)得到2m个通道的带噪声干扰的时域误差曲线E(t)。增大n的数值，重复步骤1步骤2，直到n满足
式中，Tmin为设定门限。记录此时2m个通道的时域误差曲线E(t)。
(4)平滑处理2m个时域误差曲线E(t)。利用Savitzky-Golay滤波器作平滑滤波，窗口宽度l＝2p+1，拟合多项式阶数为q。得到平滑处理后，最终的2m个时域误差曲线
式中A为平滑滤波器系数，表示卷积。
(5)记录对反射面照射下的Monte-Carlo实验数据。在无电磁干扰环境下，以法线角度对光滑反射面照射，记录2m个通道的n＞＞1个重复周期的回波样本。
(6)估计2m个通道的回波时域幅度的均值和方差。利用点估计法，构造统计量
式中，si(t)表示t时刻的第i个重复周期的回波，E(t)表示t时刻的回波幅度的均值，即回波幅度曲线，D(t)表示t时刻的回波幅度的方差。
(7)得到2m个通道的带噪声干扰的回波幅度曲线E(t)。增大n的数值，重复步骤5步骤6，直到n满足
式中，Tmin为设定门限。记录此时2m个通道的回波幅度曲线E(t)。
(8)平滑处理2m个回波幅度曲线E(t)。利用Savitzky-Golay滤波器作平滑滤波，窗口宽度l＝2p+1，拟合多项式阶数为q。得到平滑处理后的2m个回波幅度曲线
式中A为平滑滤波器系数，表示卷积。
(9)计算2m个通道的频域回波曲线。计算方法为
sf(f)＝FFT(st(t)-ei(t)]
式中，FFT(.)表示对时间t作快速傅里叶变换。
(10)计算2m个通道的幅度误差和相位误差。对频域回波曲线sf(f)进行ni倍的Spline插值，取插值后sf(f)的最大值的幅度Amax和初相以某I通道作为参考，则其他通道的幅度误差为
eA＝Amax/A
式中，Amax为参考通道的sf(f)的最大值幅度，A为其他通道的sf(f)的最大值幅度。其他通道的初相误差为
式中，为参考通道的sf(f)的最大值相位，为其他通道的sf(f)的最大值相位，对I通道，i＝0，对Q通道，i＝1。
(11)计算2m个通道的频域误差曲线。以某I通道作为参考，构造参考回波频域曲线
式中，B为信号带宽，T为重复周期，R为反射面距离，c为光速。2m个通道的频域误差曲线为
式中j为虚数单位。
(12)选取雷达正常工作时的强单反射点，测量雷达法线与强单反射点的径向距离R和角度θ。
(13)计算2m个通道的脉冲压缩信号
式中s(t)为回波信号。
(14)通过距离信息R，在脉冲压缩信号s(f)中找到强单反射点，记录2m个通道强单反射点的幅度As和相位距离信息与频域信息的公式如下
记录在频率Δf处的目标的峰值幅度为As，相位为
(15)在线校正2m个通道的幅度和相位误差。以某I通道作为参考，校正后的脉冲压缩信号
式中Asc为参考通道的幅度，为参考通道的初相。对I通道，i＝0，对Q通道，i＝1。d为校正通道天线与参考通道天线的间距，λ为载波波长。
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