CN108234366B - 用于频域载波间干扰补偿的设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于频域载波间干扰补偿的设备和方法。提供了一种在接收器接收信号的方法和设备。接收器的处理器基于近似载波间干扰(ICI)矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计的频率偏移(FO)来计算频率偏移(FO)载波间干扰(ICI)补偿。所述处理器在频域将FO ICI补偿应用于接收的信号以产生经过ICI补偿的输出。所述处理器将相位旋转应用于经过ICI补偿的输出。

Description

用于频域载波间干扰补偿的设备和方法

本申请要求于2016年12月14日在美国专利商标局提交的序列号为62/434,066的美国临时专利申请的优先权以及于2017年2月17日提交到美国专利商标局的序列号为15/436,309的美国非临时专利申请的优先权，所述申请的全部公开通过引用合并于此。

技术领域

本公开总体涉及通信系统，更具体地，涉及一种用于频域载波间干扰(ICI)补偿的设备和方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术和单载波频分多址(SC-FDMA)技术是被广泛用于当前的通信标准的频分复用技术的示例，其中，当前的通信标准包括：例如，长期演进(LTE)、Wi-Fi和数字视频广播(DVB)。在这些系统的基带接收器设计中需要考虑的一个重要因素是载波频率偏移(FO)。当FO与OFDM系统和SC-FDMA系统中的子载波间隔是可比较的时候，产生ICI。由此产生的ICI可能会造成显著的性能损失。这种损失在高调制编码方案中是严重的，并且可能导致100％的误包率。车辆到车辆(V2V)通信可能遭受与子载波间隔相比更大的频率偏移。

ICI补偿可被实现在用户设备(UE)(例如，作为示例的手机)的基带接收器中，其中，在基带接收器中计算复杂度是非常重要的。以前的方法需要复杂程度高的矩阵求逆或多次快速傅里叶变换(FFT)运算，这会给接收器带来沉重的负担。

发明内容

根据本公开的一方面，提供了一种在接收器接收信号的方法。接收器的处理器基于近似ICI矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的FO来计算FO ICI补偿。所述处理器在频域将FO ICI补偿应用于接收的信号以产生经过ICI补偿的输出。所述处理器将相位旋转应用于经过ICI补偿的输出。

根据本公开的另一方面，提供了一种设备，其中，所述设备包括用于接收信号的FFT单元。所述设备还包括：处理器，被配置为基于近似ICI矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的FO来计算FO ICI补偿。所述处理器还被配置为在频域将FO ICI补偿应用于接收的信号以产生经过ICI补偿的输出。所述处理器还被配置为将相位旋转应用于经过ICI补偿的输出。

根据本公开的另一方面，提供了一种在其上存储有计算机可执行指令的非暂时性计算机可读介质，其中，所述指令被处理器运行以执行以下操作：接收信号，基于近似ICI矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的FO来计算FO ICI补偿，在频域将FO ICI补偿应用于接收的信号以产生经过ICI补偿的输出，以及将相位旋转应用于经过ICI补偿的输出。

根据本公开的另一方面，提供了一种用于制造处理器的方法，其中，所述处理器被形成为包括至少一个其他处理器的晶圆片或封装的一部分。所述处理器被配置为：接收信号，基于近似ICI矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的FO来计算FO ICI补偿，在频域将FO ICI补偿应用于接收的信号以产生经过ICI补偿的输出，以及将相位旋转应用于经过ICI补偿的输出。使用一个或更多个电光转换器、一个或更多个将光信号划分为两路或更多路光信号的分光器以及一个或更多个光电转换器来对所述处理器进行测试。

根据本公开的另一方面，提供了一种用于构造集成电路的方法。针对集成电路的层的一组特征产生掩模布局。所述掩模布局包括用于一个或更多个包括处理器的电路特征的标准单元库宏，其中，所述处理器被配置为：接收信号，基于近似ICI矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的FO来计算FO ICI补偿，在频域将FO ICI补偿应用于接收的信号以产生经过ICI补偿的输出，将相位旋转应用于经过ICI补偿的输出。在产生掩模布局的过程中，忽略宏的相对位置以符合布局设计规则。在产生掩模布局后，检查宏的相对位置以符合布局设计规则。在检测到任何不符合布局设计规则的宏时，通过将每个不符合的宏修改为符合布局设计规则来修改掩模布局。根据修改后的具有针对集成电路的层的所述一组特征的掩模布局产生掩模。根据掩模制造集成电路层。

附图说明

从结合附图的以下详细描述，本公开的以上和其他方面、特征和优点将更加清楚，其中，在附图中：

图1是示出根据本公开的实施例的用于频域FO补偿的设备的框图；

图2是示出针对频率偏移为1KHz到6KHz的

的最强抽头的强度的图表；

图3是示出根据本公开的实施例的频域FO补偿方法的流程图；

图4是示出根据本公开的实施例的计算系统的说明性硬件实现方案的框图；

图5是根据本公开的实施例的对被配置为提供频域FO补偿的处理器进行测试的方法的流程图；

图6是根据本公开的实施例的制造被配置为提供频域FO补偿的处理器的方法的流程图。

具体实施方式

参照附图详细地描述本公开的实施例。虽然相同或相似的组件在不同的附图中被示出，但是它们可由相同或相似的标号指定。本领域公知的结构或处理的详细描述可被省略以避免模糊本公开的主旨。

在下面的描述和权利要求中使用的术语和词语不限于它们的书面含义，而是仅被用来使本公开得到清晰和一致的理解。因此，本领域技术人员应该清楚的是，提供本公开的实施例的以下描述仅是为了说明的目的，而不是为了限制由权利要求及其等同物所限定的本公开的目的。

尽管包括诸如第一、第二的序数的术语可被用来描述各种元件，但是结构元件不被这些术语所限制。这些术语仅被用来将一个元件与另一个元件进行区别。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一结构元件可被称为第二结构元件。类似地，第二结构元件也可被称为第一结构元件。如在此所使用的，术语“和/或”包括一个或更多个相关项的任意组合以及全部组合。

将理解的是，除非上下文另有清楚的指示，否则单数形式也包括复数指示物。因此，例如，提到“标识符”包括提到一个或更多个这样的标识符。

在本公开中，应该理解术语“包括”和“具有”表示特征、数字、步骤、操作、结构元件、部件或它们的组合的存在，并且不排除一个或更多个另外的特征、数字、步骤、操作、结构元件、部件或它们的组合的存在或可能性。

本公开介绍一种用于新的低复杂度频域ICI补偿的方法和设备，其中，所述方法和设备能够恢复因ICI的损失并且显著地提升性能。

大多数以前提出的算法可应用于单个用户场景。这些算法不支持多用户通信系统，其中，在多用户通信系统中，多于一个的用户同时在非重叠的资源块上发送数据，这在V2V通信中尤为重要。

本公开特别适用于由于相对速度较大而可能遭受高FO的V2V或车辆到所有(V2X，vehicle-to-everything)通信。这还可适用于新的无线电(NR)5G通信系统。

根据本公开的实施例，提供了频域有限脉冲响应(FD-FIR)补偿。本公开在频域直接提供ICI补偿。这种频域方法可应用于一个或更多个用户同时在非重叠的资源块上发送数据的通信系统。多用户兼容性对于V2V通信系统是至关重要的。对于需要矩阵求逆的FO补偿(例如：线性最小均方误差(LMMSE)和迫零(ZF))，本公开应用循环矩阵幂级数逼近以减少矩阵求逆的计算代价。本公开的计算复杂度相对于典型技术的O(M³)被降低至为O(MLogM)，其中，M是被分配的子载波的数量。

根据一个实施例，本公开使用FD-FIR来实现任何与Toeplitz矩阵或循环矩阵的自左乘(pre-multiplication)。对于Toeplitz矩阵，应用与分配的零填充子载波的线性卷积。对于循环矩阵，应用分配的子载波内的循环卷积。

通过使用FD-FIR补偿，可以以封闭的形式计算滤波器抽头。FD-FIR仅是目标用户频率偏移的函数，且不需要任何干扰的知识。此外，本公开在计算上比其他可用FO补偿技术花费更低。本FIR滤波器可被实现为外部应用了恒定相位旋转的实滤波器(real filter)。这进一步降低了实现复杂度。

首先参照图1，框图示出根据本公开的实施例的用于频域FO补偿的设备。如前面所描述的，FO补偿可被实现在UE(例如，作为示例的手机)的基带接收器中，其中，在基带接收器中，计算复杂度是非常重要的。FFT单元101在时域接收信号，并通过FFT运算将接收的信号转换到频域。可认为两个或更多个用户同时发送数据。用户的资源块(RB)分配是不重叠的。目标用户可被称为用户0。

假设在所有用户之间频率完全同步，则在FFT单元101之后的基带接收的信号被示出为等式(1)。下面的模型是每个符号索引m，接收天线r。为了方便起见，这些索引被删除。

V_u＝H_uX_u

U＝用户的数量

N＝由系统确定的FFT尺寸BW

M_u＝12N_RB,u是针对用户u的分配的子载波的数量

P_u＝针对用户u的RB分配的N×M_u的选择器矩阵。由于用户分配是不重叠的，所以如果u₁≠u₂，则

当用户u占用一组连续的子载波[N_u+1:N_u+M_u](其中，对于一些N_u:0≤N_u<N)时，选择器矩阵P_u被表示为：

H_u＝针对用户u的M_u×M_u的对角信道矩阵

X_u＝M_u×1的期望信号(数据向量的DMRS或DFT)

Z＝协方差为

的N×1的加性高斯噪声

Y＝N×1的接收向量

在FO存在的情况下，接收的时域的信号遭受相位斜坡。在等式(2)中，以

表示具有用户特定频率偏移的信号：

Δ_FO,u＝针对用户u的以Hz为单位的FO

是针对用户u的通过子载波间隔(B_scHz)而被归一化的FO。

φ_u＝针对OFDM符号m的

θ_0,u是针对用户u的恒定相位偏移项

从用户u的FO捕获ICI:

F_N是N点DFT矩阵。

等式(2)中的φ_u是符号m中的标量相位旋转，在符号内是常量并且在用户间变化。注意，在

中的第一主对角项通过适当地选择θ_0,u而被设置为1。由于φ₀在符号内是常量，因此对于ICI补偿方法不再被考虑，并且

此处，

是经过相位旋转的加性高斯噪声项。

在等式(5)中呈现的多用户模型中，由其他用户占用的邻近RB不被解码。由于复杂度，UE仅允许对自己的分配的子载波执行其运算。随后ICI补偿被应用于与目标用户(即，用户0)相应的M₀个分配的子载波，如等式(6)所示。

对于

V_u＝H_uX_u

加性噪声项：

是与目标用户相应的M₀×1的截位接收向量(truncated received vector)。

本公开的主要目标是通过图1的频率偏移估计单元102和FO补偿块103从等式(6)提取X₀。

矩阵

是复循环矩阵，矩阵B_u是复Toeplitz矩阵。在等式(7)中可示出对于任意k,l∈[0,N-1]以及任何归一化的

图2是示出对于频率偏移为1KHz至6KHz的

的最强抽头的强度的图表。抽头强度被计算为抽头的平方幅值。随着抽头远离中心抽头，抽头强度迅速衰减。

由于抽头强度随着远离中心抽头迅速衰减，因此可如等式(8)和等式(9)所示作出对

和B_u的如下近似。这种近似被用来降低所提出的FO补偿的实现复杂度。

其中，L_F是设计参数。由于函数

随着远离k＝0而迅速衰减，因此L_F可被选为远远小于N。

在等式(9)中，

可被表示为具有元素

的实矩阵，其中，所述实矩阵伴有公共相位因子

的，如等式(10)所示。所述实矩阵被用于降低ICI补偿算法的计算复杂度。

此处，1./x表示向量的逐元素相除(element wise division)，并且toeplitz(v_C,v_R)表示具有通过v_C给定的第一列和通过v_R给定的第一行的Toeplitz矩阵。

返回参照图1，频率偏移估计单元102在频域提取接收的信号的导频信号，并应用FO估计来估计FO。估计出的FO从频率补偿估计单元102被提供给FO补偿块103的计算单元103a。计算单元103a使用估计出的FO来确定FO ICI补偿。

尽管本公开的实施例描述了用于匹配滤波器解决方案的应用FD-FIR，但注意到，本公开更加通用，而不是特定于匹配滤波器。FD-FIR可被用于实现与任何Toeplitz矩阵或循环矩阵的任何自左乘。对Toeplitz矩阵，应用与分配的零填充子载波的线性卷积。对于循环矩阵，应用分配的子载波内的循环卷积。

匹配滤波器解决方案仅需要B₀的转置共轭。矩阵滤波器抽头计算不涉及任何矩阵求逆或乘法，并且在计算上比LMMSE解决方案或ZF解决方案花费更低。匹配滤波器仅是目标用户频率偏移的函数，不需要任何干扰的知识，如等式(11)所示。

等式(11)可实际实现为用闭型(closed form)计算的具有FIR抽头(h_FD-FIR(k))的FD-FIR，如等式(12)所示：

估计出的

被信道均衡器遵守以从

估计

使用来自等式(9)和等式(10)的

匹配滤波器可被应用为实矩阵，其中，抽头被计算为

之后伴有在子载波之间公共的恒定相位旋转

如等式(13)所示。

此处，

是通过子载波间隔(B_sc)而被归一化的目标用户FO(Δ_FO)，N是由通信系统带宽确定FFT尺寸。由于滤波器抽头强度随着远离中心抽头而迅速衰减，因此长度较短的FIR滤波器可被认为包括全部FIR的最强抽头，如等式(14)所示。这显著地降低了FIR滤波器的实现代价。

其中，L_F是设计参数。FIR抽头长度是L_FIR＝2L_F+1。

返回参照图1，在计算单元103a中计算的实FD-FIR滤波器抽头

和来自FFT单元101的接收的频域的信号一起被提供给FO补偿块103的FO补偿单元103b。FO补偿单元103b将实FD-FIR滤波器抽头应用于接收的频域的信号以获得经过ICI补偿的输出。然后FO补偿单元103b将相位旋转

应用于经过ICI补偿的输出。在块104中，将相位被旋转的经过ICI补偿的输出从FO补偿单元103b提供给设备的其余的块(例如，包括信号解映射和信道估计)。

返回参照图1的计算单元103a，FO补偿的可选类型包括LMMSE补偿和ZF补偿。尽管本公开的实施例将循环矩阵幂级数逼近描述为应用LMMSE补偿和ZF补偿的手段，但是该循环矩阵幂级数逼近更加通用，并且并非特定于LMMSE和ZF。通过使用循环幂级数逼近，可降低需要矩阵求逆的任何FO补偿技术的计算复杂度。

联合LMMSE FO补偿和信道均衡可被考虑用于ICI补偿，如等式(15)所示。

其中，p_u＝M_u×M_u是对于用户u子载波的对角功率分配矩阵。

由于

是瞬时信道H_u的函数，因此

按照每个OFDM符号来计算。对于干扰用户，可能不知道瞬时信道结构

或信道功率延迟提供(PDP，power delayprovide)

的知识。此外，功率负荷(power loading)p_u可能并不容易使用。此外，频繁计算LMMSE矩阵对于硬件复杂度而言将是负担。尽管注意到LMMSE将优于其他方法，但复杂度可能很快成为限制因素。

使用来自等式(9)和等式(10)的

协方差矩阵变成实矩阵。

可被实现为伴有公共相位因子

的实矩阵。这遵循像匹配滤波器信道均衡器一样运行的

如等式(16)所示。

注意，R_real,LMMSE是实数的矩阵。

在等式(16)中，来自FO的ICI和信道失真被联合均衡。然而，本公开的实施例首先以LMMSE方式估计V₀，并将V₀用于随后的信道均衡，如等式(17)所示。

估计出的

应被信道均衡器遵守以从

估计

通过假设

LMMSE解决方案可如等式(18)所示被近似。

估计器仅对被分配给目标用户的M₀个子载波进行运算。近似的LMMSE仍需要干扰的RB分配以及FO的知识来计算协方差矩阵。

使用来自等式(9)和等式(10)的

协方差矩阵变成实矩阵。

可被实现为伴有公共相位因子

的实矩阵，如等式(19)所示。

迫零FO补偿解决方案可如等式(20)所示被数学地表示。

估计出的

应被信道均衡器遵守以从

估计

由于B₀本身仅是频率偏移的函数，而不是H₀的函数，因此不需要按每个符号重新计算矩阵求逆。此处，干扰被视为噪音，并且不使用干扰的知识。

使用来自等式(9)和等式(10)的

ZF可被实现为伴有公共相位因子

的实矩阵，如等式(21)所示。

在FO补偿中，挑战是ICI补偿的计算中的矩阵求逆。ICI补偿方法需要M₀×M₀的Toeplitz矩阵求逆，这通常需要

次乘法。为降低计算复杂度，对求逆的逼近可通过使用矩阵幂级数而被采用。通过循环对Toeplitz矩阵进行逼近，并使用循环矩阵的求逆性质。当C(x)是第一列为向量x的循环矩阵时，可如下的等式(22)所示获得C^-1(x)。

C^-1(x)＝F^-1(1/F(x))F …(22)

其中，F是傅立叶变换；1/F(x)是逐元素的求逆(element-wise inversion)。

将Toeplitz矩阵表示为Γ,随后的矩阵幂级数可被展开,如等式(23)所示。

Γ^-1＝(R+E)^-1＝R^-1(I+G)^-1＝R^-1(I-G+G²-G³+…)…(23)

G＝ER^-1

R被约束为循环矩阵,因此比Γ更容易求逆。E是M₀×M₀的残差矩阵，其中，超过一半的元素都是零。因此，可使用比Γ^-1更低的复杂度来计算G＝ER^-1的幂级数。计算R^-1仅需要O(M₀logM₀)次运算。

根据所需的求逆精度(inversion accuracy)，可使用不同的逼近阶数。为了使逼近更准确，引进比例常数0<α≤1。

例如，对于第一阶逼近，提供等式(24)。

Γ^-1≈R^-1(I-α₁G)…(24)

对于第二阶逼近，提供等式(25)。

Γ^-1≈R^-1(I-G+α₂G²)…(25)在一个实施例中，可使用α₁＝α₂＝0.8。

信号解映射块104接收FO补偿单元103b的输出以用于各种功能(诸如解映射和解码)。

根据一个实施例，本系统和方法提供基于近似ICI矩阵的实部计算的实FD-FIR补偿。基于FO补偿算法的类型(诸如，匹配滤波器、ZF和LMMSE)来确定滤波器抽头。对于需要矩阵求逆的FO补偿(例如，ZF和LMMSE)，本系统应用了循环矩阵幂级数逼近以降低矩阵求逆的计算代价。

现在参照图3，流程图示出根据本公开的实施例的频域FO补偿方法。在步骤302中，基于近似ICI矩阵的实部来计算FO ICI补偿(实FD-FIR滤波器抽头)。如上面所详细描述的，匹配滤波器、ZF或LMMSE可被用于该计算。对于涉及矩阵求逆的算法(即，ZF和LMMSE)，循环矩阵幂级数逼近被用于降低计算复杂度。在步骤304中，FO ICI补偿(实FD-FIR滤波器抽头)被应用于接收的频域的信号以获得经过ICI补偿的输出。在步骤306中，相位旋转被应用于经过ICI补偿的输出。该相位旋转可被吸收到逐符号的相位旋转或与信道估计结合，并在信道均衡器中被补偿。图3的步骤针对匹配滤波器解决方案以公式的方法被阐述。

现在参照图4，框图示出计算系统的说明性硬件实现方案，其中，本公开的一个或更多个组件/方法(例如，在图1和图3的上下文中描述的组件/方法)可根据该实现方案被实现。如所示，计算机系统可根据通过计算机总线418或可替换的连接布置耦接的处理器410、存储器412、输入/输出(I/O)装置414和网络接口416被实现。

应该理解，此处使用的术语“处理器”意图包括任何处理装置，诸如，作为示例的包括但不限于中央处理器(CPU)和/或其他处理电路的处理装置。还应该理解，术语“处理器”可指多于一个的处理装置并且与处理装置相关联的各种元件可被其他处理装置共享。

此处使用的术语“存储器”意图包括与处理器或CPU相关联的存储器，诸如，作为示例的随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、固定存储器装置(例如，硬盘驱动器)、可移动存储器装置和闪存。

此外，此处使用的短语“输入/输出装置”或“I/O装置”意图包括例如用于将信息输入处理器或处理单元的一个或更多个输入装置以及用于将与处理单元相关联的信息输出的一个或更多个输出装置。

此外，此处使用的短语“网络接口”意图包括例如允许计算机系统通过适合的通信协议与另一计算机系统进行通信的一个或更多个收发器。这可提供对其他计算机系统的访问。

包括用于执行此处描述的方法的指令或代码的软件组件可存储在一个或更多个相关联的存储器装置(例如，ROM、固定存储器或可移动存储器)中，并且当准备就绪被利用时，被部分或整体加载(例如，到RAM)并由CPU执行。

图5是根据本公开的实施例的对被配置为提供频域FO补偿的处理器进行测试的方法的流程图，其中，所述处理器以硬件来实现或被实现在使用软件编程的硬件中。

参照图5，在501，所述方法将处理器形成为包括至少一个其他处理器的晶圆片或封装的一部分。所述处理器被配置为：接收信号，基于近似载波间干扰(ICI)矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的频率偏移(FO)来计算FO ICI补偿，在频域将FO ICI补偿应用于接收的信号以产生经过ICI补偿的输出，并将相位旋转应用于经过ICI补偿的输出。在503，所述方法对处理器进行测试。对处理进行测试的操作包括使用一个或更多个电光转换器、一个或更多个将光信号划分为两路或更多路光信号的分光器以及一个或更多个光电转换器来对处理器和所述至少一个其他处理器进行测试。

图6是根据本公开的实施例的制造被配置为提供频域FO补偿的处理器的方法的流程图。

参照图6，在601，所述方法包括数据的初始布局，其中，所述方法针对集成电路的层的一组特征产生掩模布局。所述掩模布局包括用于一个或更多个包括处理器的电路特征的标准单元库宏。所述处理器被配置为：接收信号，基于近似载波间干扰(ICI)矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的频率偏移(FO)来计算FO ICI补偿，在频域将FO ICI补偿应用于接收的信号以产生经过ICI补偿的输出，并将相位旋转应用于经过ICI补偿的输出。

在603中，存在设计规则检查，其中，在产生掩模布局的过程中，所述方法忽略宏的相对位置，以符合布局设计规则。

在605中，存在布局的调整，其中，在产生掩模布局后，所述方法检查宏的相对位置，以符合布局设计规则。

在607中，做出了新的布局设计，其中，在检测到任何不符合布局设计规则的宏时，所述方法通过将每个不符合的宏修改为符合布局设计规则来修改掩模布局，根据修改后的具有针对集成电路的层的所述一组特征的掩模布局产生掩模，并根据掩模制造集成电路层。

本公开的实施例提供了低复杂度的频域ICI补偿，以恢复因ICI的损失并显著地提高性能。与实FD-FIR近似相结合的频域运算显著地降低了计算代价。此外，循环矩阵幂级数逼近被采用以能够使用FFT运算进行求逆计算。

本公开可与集成电路的制造结合使用，这被认为是此处描述的方法和设备的一部分。

尽管已参照本公开的特定实施例示出和描述了本公开，但是本领域的技术人员将理解，在不脱离由权利要求及其等同物所限定的本公开的精神和范围的情况下可做出各种形式和细节上的改变。

Claims (11)

1.一种用于频域载波间干扰补偿的方法，包括：

在接收器接收信号；

由接收器的处理器基于近似载波间干扰矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的频率偏移来计算频率偏移载波间干扰补偿，其中，近似载波间干扰矩阵是频率偏移的函数，并且其中，频率偏移载波间干扰补偿包括基于匹配滤波器的实频域有限脉冲响应滤波器抽头；

由接收器的处理器在频域将频率偏移载波间干扰补偿应用于接收的信号以产生经过载波间干扰补偿的输出；

由接收器的处理器将相位旋转应用于经过载波间干扰补偿的输出，

其中，实频域有限脉冲响应滤波器抽头是

其中，

是通过子载波间隔(B_sc)而被归一化的目标用户频率偏移(Δ_FO)，k是中心抽头的频率。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述信号在时域被接收，并且所述方法还包括：

将所述信号转换到频域。

3.如权利要求2所述的方法，还包括：

在频域从所述信号提取导频信号；

使用提取的导频信号从接收的信号估计频率偏移。

4.如权利要求1所述的方法，其中，相位旋转是

5.如权利要求1所述的方法，还包括：针对相位被旋转的经过载波间干扰补偿的输出执行信号解映射和信道估计。

6.一种用于频域载波间干扰补偿的设备，包括：

快速傅立叶变换单元，用于接收信号；

处理器，被配置为：

基于近似载波间干扰矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的频率偏移来计算频率偏移载波间干扰补偿，其中，近似载波间干扰矩阵是频率偏移的函数，并且其中，频率偏移载波间干扰补偿包括基于匹配滤波器的实频域有限脉冲响应滤波器抽头；

在频域将频率偏移载波间干扰补偿应用于接收的信号以产生经过载波间干扰补偿的输出；

将相位旋转应用于经过载波间干扰补偿的输出，

其中，实频域有限脉冲响应滤波器抽头是

其中，

是通过子载波间隔(B_sc)而被归一化的目标用户频率偏移(Δ_FO)，k是中心抽头的频率。

7.如权利要求6所述的设备，其中，所述信号在时域被接收，并且快速傅立叶变换单元还被配置为将所述信号转换到频域。

8.如权利要求7所述的设备，还包括：频率偏移估计单元，被配置为：

在频域从所述信号提取导频信号；

使用提取的导频信号从接收的信号估计频率偏移。

9.如权利要求6所述的设备，其中，相位旋转是

10.如权利要求6所述的设备，其中，所述处理器还被配置为：针对相位被旋转的经过载波间干扰补偿的输出执行信号解映射和信道估计。

11.一种在其上存储有计算机可执行指令的非暂时性计算机可读介质，其中，所述指令被处理器运行以执行包括以下操作的方法：

接收信号；

基于近似载波间干扰矩阵的实矩阵部分和从接收的信号估计出的频率偏移来计算频率偏移载波间干扰补偿，其中，近似载波间干扰矩阵是频率偏移的函数，并且其中，频率偏移载波间干扰补偿包括基于匹配滤波器的实频域有限脉冲响应滤波器抽头；

在频域将频率偏移载波间干扰补偿应用于接收的信号以产生经过载波间干扰补偿的输出；

将相位旋转应用于经过载波间干扰补偿的输出，

其中，实频域有限脉冲响应滤波器抽头是

其中，

是通过子载波间隔(B_sc)而被归一化的目标用户频率偏移(Δ_FO)，k是中心抽头的频率。

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