CN108233424A - 单相lcl型并网逆变器无源阻尼控制方法与系统 - Google Patents
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Abstract
本公开是关于一种单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法与系统，其中该方法包括：通过将建立的数学方程转换成单相LCL型并网逆变器控制系统的开环传递函数，对控制系统的开环传递函数分解成LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，绘制各环节Bode图，根据控制系统的开环传递函数以及各环节Bode图分析系统稳定性，并对LCL滤波器参数的设计添加根据奈奎斯特图计算的约束条件后，设计系统电流调节器参数，以实现单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制。本公开可在具有数字系统延时的影响下提高系统稳定性，且无需添加阻尼控制，也无需增加额外传感器，降低了控制系统的硬件成本。
Description
技术领域
本公开涉及电气技术领域，具体而言，涉及一种单相LCL型并网逆变器无源阻尼控制方法与系统。
背景技术
随着分布式发电方式普遍被社会认可，单相小功率发电和储能系统的使用率越来越高，对单相并网逆变器的研究也越来越多。并网逆变器作为发电和储能系统与电网能量交换的通道，其控制技术影响着电网电能质量。并网电流总谐波失真(Total HarmonicDistortion，THD)是评价并网逆变器工作性能的一个重要指标，IEEE Std 1547-2003规定的并网标准要求THD最大不超过5％。为了提高并网电能质量，并网滤波器常采用LCL型滤波器。相比于L滤波器，LCL滤波器需要的总电感量更小，滤波特性更好，设备成本更低，但是，LCL滤波器作为三阶网络，自身存在谐振问题。
单相LCL型并网逆变器并网电流的控制方式主要有网侧电流反馈控制方式和逆变器侧电流反馈控制方式，其中逆变器侧电流反馈控制方式系统更易稳定运行，但滤波电容会给系统引入无功，降低并网功率因数；网侧电流反馈控制可以实现系统单位功率因数运行，但LCL滤波器的谐振问题又使系统无法稳定。常用的谐振抑制策略有无源阻尼和有源阻尼两种，无源阻尼策略中阻尼电阻会增加系统损耗，有源阻尼控制时需要增加电流传感器，增加系统成本。
由于数字信号处理器(Digital Signal Processing，DSP)性能的不断提高，控制方法越加灵活，并网逆变器多采用数字控制，但是，数字控制会给系统带来1.5拍的延迟，影响系统的高频特性。而LCL滤波器的谐振频率也属于高频范畴，因此在分析LCL型并网逆变器时，如何在存在系统延迟的情况下保证系统稳定是亟待解决的问题。
需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本公开的目的在于提供一种单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法与系统，进而至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的一个或者多个问题。
根据本公开的一个方面，提供一种单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，包括以下步骤：
步骤S1，建立单相LCL型并网逆变器的数学方程，将所述数学方程转换成单相LCL型并网逆变器控制系统的开环传递函数，所述控制系统的开环传递函数为：
其中，KPWM为并网逆变器的放大倍数，Ts为采样周期，Gi(s)为电流调节器；
步骤S2，将所述控制系统的开环传递函数分解为LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，并绘制LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图；
步骤S3，设定系统采样频率fs，并根据LCL滤波器参数计算LCL滤波器传递函数的谐振频率fr，根据控制系统的开环传递函数以及所述LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图分析系统稳定性，并确定当系统频率fr>fs/6时，延迟环节传递函数Gd(s)的相移小于-90°，系统无负穿越；
步骤S4，绘制奈奎斯特图判定系统稳定性，根据奈奎斯特的稳定性判据，要求系统的相位裕度绝对值都大于45°，在谐振频率处，LCL滤波器的相移为-90°，延迟环节的相移计算公式为
对应的角度为-3πfTs，要使相位裕度PM2达到-45°，则
-3πfTs＝-π/2-π/4 (3)
计算得约束条件为fr>fs/4；
步骤S5，确定系统电流调节器参数。
在本公开的一种示例性实施例中，所述将所述控制系统的开环传递函数分解为LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式为：
电流调节器传递函数为：
式(5)中，kp为比例系数，ω0为基波角频率，ωi带宽角频率。
在本公开的一种示例性实施例中，所述电流调节器为PR调节器。
在本公开的一种示例性实施例中，根据所述控制系统的开环传递函数以及所述LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图分析系统稳定性，包括：
当频率f小于LCL滤波器传递函数GLCL(s)的谐振频率fr时，LCL滤波器传递函数GLCL(s)相移为-90°；当频率f大于所述谐振频率fr时，LCL滤波器传递函数GLCL(s)的相移为-270°；
当频率f＝fs/6时，延迟环节传递函数Gd(s)的相移为-90°；
当频率f大于控制系统的开环传递函数Go(s)的截止频率fc时，电流调节器的传递函数可等效为比例系数Kp，相移接近0；
确定fr＝fs/6是控制系统的开环传递函数穿越-180°或-360°频率的分界点；
绘制当fr<fs/6以及fr>fs/6时的系统开环Bode图，当系统频率fr<fs/6时，所述系统开环Bode图中的穿越频率和谐振频率在同一个频率点上，确定当系统频率fr<fs/6时，系统有负穿越；当系统频率fr>fs/6时，所述系统开环Bode图中的穿越频率和谐振频率不在同一个频率点上，确定当系统频率fr>fs/6时，延迟环节传递函数Gd(s)的相移小于-90°，系统无负穿越。
在本公开的一种示例性实施例中，所述确定系统电流调节器参数包括：
计算幅值裕度参数，在幅值裕度对应的频率点fs/6，根据幅值裕度的计算公式可得
整理求解幅值裕度参数为：
其中，GM为幅值裕度；
计算相位裕度参数，对于电流调节器，在截止频率处有：
将式(8)代入控制系统的开环传递函数，整理求解相位裕度参数为：
计算基频增益参数，根据控制系统的开环传递函数，可得基频增益的对数表达式为：
整理求解基频增益参数为：
在本公开的一种示例性实施例中，所述计算幅值裕度参数的步骤还包括：
由fs/6>>fL和fc>>fL，得出：
|Gi(j2πfs/6)|≈|Gi(j2πfc)|≈kp (12)
由截止频率对应的幅值增益为1，得出：
|Go(j2πfc)|＝1 (13)
控制系统的开环传递函数可近似表达为：
联立式(12)～(14)，得出：
联立式(6)、式(11)和(15)，得出：
整理式(16)可求得幅值裕度参数。
根据本公开的一个方面，还提供一种单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制系统，包括：
单相LCL型并网逆变器模块及无源阻尼控制模块，所述单相LCL型并网逆变器为单相H桥逆变器，由所述单相H桥逆变器输出电压，通过LCL滤波器并联于电网；所述LCL滤波器包括前级电感L1、电容C、后级电感L2。
本公开的示例性实施例中的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，通过建立单相LCL型并网逆变器的数学方程，将数学方程转换成LCL型并网逆变器控制系统的开环传递函数，对控制系统的开环传递函数分解成LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，绘制各环节Bode图，根据控制系统的开环传递函数以及各环节Bode图分析系统稳定性，对LCL滤波器参数的设计添加根据奈奎斯特图计算的约束条件后，设计系统电流调节器参数，进而实现单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制。一方面，本公开在分析了在数字系统延时的影响下，系统稳定运行时采样频率与谐振频率的关系，推导出无源阻尼运行条件；另一方面，本公开具有功率因数高，谐波含量低；再一方面，本公开无需额外传感器，也无需添加阻尼控制，降低了控制系统的硬件成本，简化了控制系统的设计，实现简单可靠。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
通过参照附图来详细描述其示例实施例，本公开的上述和其它特征及优点将变得更加明显。
图1示出了根据本公开一示例性实施例的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制系统；
图2示出了根据本公开一示例性实施例的单相LCL型并网逆变器的主电路图；
图3示出了根据本公开一示例性实施例的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法的流程图；
图4示出了根据本公开一示例性实施例的单相LCL型并网逆变器的系统控制框图；
图5示出了根据本公开一示例性实施例的LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图；
图6示出了根据本公开一示例性实施例中fr<fs/6时系统的开环Bode图；
图7示出了根据本公开一示例性实施例中fr>fs/6时系统的开环Bode图；
图8示出了根据本公开一示例性实施例中奈奎斯特示意图；
图9示出了根据本公开一示例性实施例中与奈奎斯特对应的Bode图；
图10示出了根据本公开一示例性实施例中系统电流调节器参数的可选区域图；
图11示出了根据本公开一示例性实施例中控制系统的开环Bode图。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施例。然而，示例实施例能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施例；相反，提供这些实施例使得本公开将全面和完整，并将示例实施例的构思全面地传达给本领域的技术人员。在图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。
此外，所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施例中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施例的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而没有所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、材料、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知结构、方法、装置、实现、材料或者操作以避免模糊本公开的各方面。
附图中所示的方框图仅仅是功能实体，不一定必须与物理上独立的实体相对应。即，可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个软件硬化的模块中实现这些功能实体或功能实体的一部分，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
在本示例实施例中，首先提供了一种单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制系统，如图1所示，所述单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制系统100包括单相LCL型并网逆变器模块110及无源阻尼控制模块120。图2示出了单相LCL型并网逆变器主电路，单相LCL型并网逆变器为单相H桥逆变器，由所述单相H桥逆变器输出电压，通过LCL滤波器并联于电网；滤波器采用LCL滤波器，LCL滤波器包括前级电感L1、电容C、后级电感L2；Vdc表示母线电压，vinv、iinv表示逆变器侧电压、电流，vg、ig表示电网电压、电流。
在本示例实施例中，还提供了一种单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，参考图3中所示，该单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法可以包括以下步骤：
步骤S1，建立单相LCL型并网逆变器的数学方程，将所述数学方程转换成单相LCL型并网逆变器控制系统的开环传递函数；
步骤S2，将所述控制系统的开环传递函数分解为LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，并绘制LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图；
步骤S3，根据控制系统的开环传递函数以及所述LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图分析系统稳定性，并确定当系统频率fr>fs/6时，系统无负穿越；
步骤S4，绘制奈奎斯特图判定系统稳定性，根据奈奎斯特的稳定性判据，计算约束条件为fr>fs/4；
步骤S5，确定系统电流调节器参数。
根据本示例实施例中的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，通过建立单相LCL型并网逆变器的数学方程，将数学方程转换成LCL型并网逆变器控制系统的开环传递函数，对控制系统的开环传递函数分解成LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，绘制各环节Bode图，根据控制系统的开环传递函数以及各环节Bode图分析系统稳定性，对LCL滤波器参数的设计添加根据奈奎斯特图计算的约束条件后，设计系统电流调节器参数，实现单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制。一方面，本公开在分析了在数字系统延时的影响下，系统稳定运行时采样频率与谐振频率的关系，推导出无源阻尼运行条件；另一方面，本公开具有功率因数高，谐波含量低；再一方面，本公开无需额外传感器，也无需添加阻尼控制，降低了控制系统的硬件成本，简化了控制系统的设计，实现简单可靠。
下面，将对本示例实施例中的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法进行进一步的说明。
在步骤S1中，建立单相LCL型并网逆变器的数学方程，将所述数学方程转换成单相LCL型并网逆变器控制系统的开环传递函数。
本示例性实施方式中，并网逆变器的并网电流采用电网电流反馈控制，可提高其并网电流质量。电流调节器选择为PR调节器，相对于传统的PI调节器可以实现更好的基波电流跟踪。PWM调制方式采用单极倍频调制，开关频率选为10kHz，采样频率为20kHz。本示例性实施方式中，可以根据单相LCL型并网逆变器的主电路图得到系统的控制框图。
图4示出了单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制系统的控制框图，所示单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制系统包括主电路以及控制器两部分。其中，主电路为连续系统，在s域中表示，控制器为数字系统，在z域中表示，通过采样开关和零阶保持器实现s域和z域之间的连接。采样延迟相对计算延时很小，可以忽略不计，数字控制会引入1拍的计算延迟，用z-1表示，在PWM调制过程中，调制信号在一个计算周期中保持不变，用零阶保持器Gh(s)表示；图4中iref(z)为并网电流参考值，vm(z)为调制信号，Gi(z)为电流调节器，KPWM为并网逆变器的放大倍数。
为了便于对控制器的设计，可以将离散域中的传递函数转换到连续域中进行分析，最后将控制器离散化。由图4示出的控制框图可以得到控制系统的开环传递函数为
式(1)中Ts为采样周期。
在步骤S2中，将所述控制系统的开环传递函数分解为LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，并绘制所述LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图。
所绘制的LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图请参考图5所示。
本示例性实施方式中，将所述控制系统的开环传递函数分解为LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，包括：
其中，电流调节器Gi(s)为PR调节器，其传递函数为
其中，kp为比例系数，ω0为基波角频率，ωi带宽角频率。
在步骤S3中，根据控制系统的开环传递函数以及所述LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图分析系统稳定性，并确定当系统频率fr>fs/6时，系统无负穿越。
本示例性实施方式中，根据控制系统的开环传递函数以及所述LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图分析系统稳定性，包括：
设定系统采样频率fs，根据LCL滤波器参数计算LCL滤波器传递函数的谐振频率fr，当频率f小于LCL滤波器传递函数GLCL(s)的谐振频率fr时，LCL滤波器传递函数GLCL(s)相移为-90°；当频率f大于所述谐振频率fr时，LCL滤波器传递函数GLCL(s)的相移为-270°；当频率f＝fs/6时，延迟环节传递函数Gd(s)的相移为-90°；fc为控制系统的开环传递函数Go(s)的截止频率，f0为PR调节器传递函数GPR(s)的谐振频率，fL为PR调节器传递函数GPR(s)的转折频率，为减小f0附近的负相移影响，fL需低于fc，同时fc远大于f0。因此，当f大于fc时，PR调节器的传递函数可等效为Kp，相移接近0。因此，fr＝fs/6是控制系统的开环传递函数穿越-180°(fr>fs/6)或-360°(fr<fs/6)频率的一个分界点。为了保证足够的相位裕度，系统开环的截止频率fc需低于fs/6。以下以fs/6为分界点分别讨论控制系统的开环传递函数穿越-180°和-360°时系统的稳定性，此时，可设Gi(s)＝1。进一步地，以下分别对fr<fs/6以及fr>fs/6时系统的稳定性进行分析。
1、对fr<fs/6时系统的稳定性的分析
根据设定的LCL滤波器参数，计算得系统的谐振频率fr＝1.7kHz。所设定的LCL滤波器参数可以如表1所示：
| L1 | C | L2 |
| 0.4mH | 80μF | 0.15mH |
表1
将表1的参数代入式(1)中，可以绘制并网电流环的开环Bode图，即：当fr<fs/6的开环Bode图。请参考图6，图6为当fr<fs/6时的开环Bode图，据图6可见，系统的穿越频率和系统的谐振频率在同一个频率点上，此时，系统有一个负穿越。由控制系统的开环传递函数可知，其极点分别为零和两个为虚值，右半平面没有极点，根据奈奎斯特的稳定性判据，系统不能稳定。此时只能采取有源阻尼方式，将LCL滤波器的谐振峰抑制到0dB线以下，使负穿越失效，才可以得到稳定的系统，所以，当fr<fs/6时，系统无法设计成无源阻尼控制方式。
2、对fr>fs/6时系统的稳定性的分析
对于10kW单相并网逆变器，按LCL滤波器的设计原则设计LCL滤波器参数可以参考表2所示，计算得系统的谐振频率fr＝5.4kHz。
| L1 | C | L2 |
| 0.4mH | 8μF | 0.15mH |
表2
将表2参数代入式(4)中，可绘制并网电流环的开环Bode图，即：当fr＞fs/6时的开环Bode图。请参考图7，图7为当fr＞fs/6的开环Bode图，可见，图6中穿越频率和谐振频率不在同一个频率点上，即便系统中有谐振峰，也可以设计出稳定的系统。
由于传统的Bode图中只能分析最小相位系统，而延迟环节为非最小相位系统，因此需要将奈奎斯特图中的一些稳定判据应用到Bode图中来分析系统。
在步骤S4中，绘制奈奎斯特图判定系统稳定性，根据奈奎斯特的稳定性判据奈奎斯特的稳定性判据，计算得约束条件为fr>fs/4。
从图8、图9可以看出奈奎斯特的稳定性判据中除了可以引申出传统意义上的正相位裕度外，还可以得到一个负相位裕度。为了保证系统有一定的稳定裕度，要求系统的相位裕度绝对值都大于45°。
根据上述图7可见，系统有一个幅值裕度GM和两个相位裕度(PM1以及PM2)，其中幅值裕度GM和相位裕度PM1都可以通过补偿网络进行调节，而相位裕度PM2对应的频率太高，补偿网络的频率特性影响不到这么高的频率，因此需要在主电路中设计PM2。即在计算LCL滤波器参数时就需要设计系统的谐振频率fr大于fs/6一定距离，保证一定的相位裕度。
在图5中可以看出，在谐振频率处，LCL滤波器的相移为-90°，因此，延迟环节的相移计算公式为
对应的角度为-3πfTs，要使相位裕度PM2达到-45°，则
-3πfTs＝-π/2-π/4 (3)
计算得约束条件为fr>fs/4。
为保证LCL型单相并网逆变器在无源阻尼控制条件下的稳定运行，在设计LCL滤波器参数时需满足该约束条件fr>fs/4。
在步骤S5中，确定系统电流调节器参数。
本示例性实施方式中，可根据控制系统的开环传递函数的幅值裕度参数、相位裕度参数以及基频增益参数约束所述系统电流调节器参数的范围。其中，幅值裕度参数影响系统的稳定性和鲁棒性；相位裕度参数影响系统的稳定性、鲁棒性和动态性能；基频增益参数影响系统的稳态误差。本示例性实施方式中，所述确定系统电流调节器参数包括：
计算幅值裕度参数，在幅值裕度对应的频率点fs/6，根据幅值裕度的计算公式可得
整理求解幅值裕度参数为：
其中，GM为幅值裕度；
计算相位裕度参数，相角裕度PM2已通过主电路参数进行约束，调节器只修正相角裕度PM1，对于PR调节器，在截止频率处有：
将式(8)代入控制系统的开环传递函数，整理求解相位裕度参数为：
计算基频增益参数，根据控制系统的开环传递函数，可得基频增益的对数表达式为：
整理求解基频增益参数，基频增益与稳态误差近似成反比关系，因此需要系统的基频增益足够大。因此整理求解基频增益参数为：
本示例性实施方式中，所述计算幅值裕度参数的步骤还包括：
由fs/6>>fL和fc>>fL，得出：
|Gi(j2πfs/6)|≈|Gi(j2πfc)|≈kp (12)
由截止频率对应的幅值增益为1，得出：
|Go(j2πfc)|＝1 (13)
控制系统的开环传递函数可近似表达为：
联立式(12)～(14)，得出：
联立式(6)、式(11)和(15)，得出：
整理式(16)可求得幅值裕度参数。
本示例性实施方式中，由所述幅值裕度、相位裕度、基频增益及约束条件GM>3dB，PM>45°及Go_f0>60dB，可以绘制出系统控制器参数的可选区域如图9阴影部分所示。由于系统截止频率越大系统动态响应越快，因此选取fc＝1500Hz。此时得到电流调节器参数可以如表3所示：
| kp | kr | ωi | ω0 |
| 5.18 | 200 | 5 | 314 |
表3
将表3中的电流调节器参数代入控制系统的开环传递函数式(1)中，绘制系统的开环Bode图如图10所示，由所述开环Bode图可知，系统幅值裕度为3.2dB，相位裕度绝对值都大于45°，基频增益为70dB。既保证了系统有一定的稳定裕度，又保证了系统有足够小的稳态误差。同时可知谐振问题是LCL滤波器的固有特性，无源阻尼控制是通过对并网电流环的设计使系统能够稳定运行，避免系统谐振。
综上所述，本公开通过分析在数字系统1.5拍延时的影响下，系统稳定运行时采样频率与谐振频率的关系，推导出无源阻尼运行条件为fr>fs/4。在此基础上提出了基于网侧电流控制的单相LCL并网逆变器无源阻尼控制方法，并给出了系统电流控制器参数设计的详细过程，且进一步通过仿真和实验验证了所提出控制策略的有效性。本公开具有功率因数高，谐波含量低，且无需额外传感器，也无需添加阻尼控制，降低了控制系统的硬件成本，简化了控制系统的设计，实现简单可靠。
需要说明的是，尽管在附图中以特定顺序描述了本公开中方法的各个步骤，但是，这并非要求或者暗示必须按照该特定顺序来执行这些步骤，或是必须执行全部所示的步骤才能实现期望的结果。附加的或备选的，可以省略某些步骤，将多个步骤合并为一个步骤执行，以及/或者将一个步骤分解为多个步骤执行等。
应当注意，尽管在上文详细描述中提及了单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制系统的若干模块或者单元，但是这种划分并非强制性的。实际上，根据本公开的实施方式，上文描述的两个或更多模块或者单元的特征和功能可以在一个模块或者单元中具体化。反之，上文描述的一个模块或者单元的特征和功能可以进一步划分为由多个模块或者单元来具体化。
此外，在本公开的示例性实施例中，还提供了一种能够实现上述方法的电子设备。
所述技术领域的技术人员能够理解，本发明的各个方面可以实现为系统、方法或程序产品。因此，本发明的各个方面可以具体实现为以下形式，即：完全的硬件实施例、完全的软件实施例(包括固件、微代码等)，或硬件和软件方面结合的实施例，这里可以统称为“电路”、“模块”或“系统”。
此外，上述附图仅是根据本发明示例性实施例的方法所包括的处理的示意性说明，而不是限制目的。易于理解，上述附图所示的处理并不表明或限制这些处理的时间顺序。另外，也易于理解，这些处理可以是例如在多个模块中同步或异步执行的。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其他实施例。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由权利要求指出。
应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限。
Claims (7)
1.一种单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
步骤S1，建立单相LCL型并网逆变器的数学方程，将所述数学方程转换成单相LCL型并网逆变器控制系统的开环传递函数，所述控制系统的开环传递函数为：
其中，KPWM为并网逆变器的放大倍数，Ts为采样周期，Gi(s)为电流调节器；
步骤S2，将所述控制系统的开环传递函数分解为LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，并绘制LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图；
步骤S3，设定系统采样频率fs，并根据LCL滤波器参数计算LCL滤波器传递函数的谐振频率fr，根据控制系统的开环传递函数以及所述LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图分析系统稳定性，并确定当系统频率fr>fs/6时，延迟环节传递函数Gd(s)的相移小于-90°，系统无负穿越；
步骤S4，绘制奈奎斯特图判定系统稳定性，根据奈奎斯特的稳定性判据，要求系统的相位裕度绝对值都大于45°，在谐振频率处，LCL滤波器的相移为-90°，延迟环节的相移计算公式为：
对应的角度为-3πfTs，要使相位裕度PM2达到-45°，则
-3πfTs＝-π/2-π/4 (3)
计算得约束条件为fr>fs/4；
步骤S5，确定系统电流调节器参数，其中，根据控制系统的开环传递函数的幅值裕度参数、相位裕度参数以及基频增益参数确定所述系统电流调节器参数的范围。
2.根据权利要求1所述的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，其特征在于，将所述控制系统的开环传递函数分解为LCL滤波器模型、延迟环节模型和电流调节器模型之积形式，包括：
电流调节器Gi(s)传递函数为：
式(5)中，kp为比例系数，ω0为基波角频率，ωi带宽角频率。
3.根据权利要求1所述的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，其特征在于，所述步骤S3中根据所述控制系统的开环传递函数以及所述LCL滤波器的Bode图、延迟环节的Bode图和电流调节器的Bode图分析系统稳定性，包括：
当频率f小于LCL滤波器传递函数GLCL(s)的谐振频率fr时，LCL滤波器传递函数GLCL(s)相移为-90°；当频率f大于所述谐振频率fr时，LCL滤波器传递函数GLCL(s)的相移为-270°；
当频率f＝fs/6时，延迟环节传递函数Gd(s)的相移为-90°；
当频率f大于控制系统的开环传递函数Go(s)的截止频率fc时，电流调节器的传递函数可等效为比例系数Kp，相移接近0；
确定fr＝fs/6是控制系统的开环传递函数穿越-180°或-360°频率的分界点；
绘制当fr<fs/6以及fr>fs/6时的系统开环Bode图，当系统频率fr<fs/6时，所述系统开环Bode图中的穿越频率和谐振频率在同一个频率点上，确定当系统频率fr<fs/6时，系统有负穿越；当系统频率fr>fs/6时，所述系统开环Bode图中的穿越频率和谐振频率不在同一个频率点上，确定当系统频率fr>fs/6时，延迟环节传递函数Gd(s)的相移小于-90°，系统无负穿越。
4.根据权利要求1所述的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，其特征在于，所述确定系统电流调节器参数包括：
计算幅值裕度参数，在幅值裕度对应的频率点fs/6，根据幅值裕度的计算公式可得
整理求解幅值裕度参数为：
其中，GM为幅值裕度；
计算相位裕度参数，对于电流调节器，在截止频率处有：
将式(8)代入控制系统的开环传递函数，整理求解相位裕度参数为：
计算基频增益参数，根据控制系统的开环传递函数，可得基频增益的对数表达式为：
整理求解基频增益参数为：
5.根据权利要求4所述的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，其特征在于：所述计算幅值裕度参数的步骤还包括：
由fs/6>>fL和fc>>fL，得出：
|Gi(j2πfs/6)|≈|Gi(j2πfc)|≈kp (12)
由截止频率对应的幅值增益为1，得出：
|Go(j2πfc)|＝1 (13)
控制系统的开环传递函数可近似表达为：
联立式(12)～(14)，得出：
联立式(6)、式(11)和(15)，得出：
整理式(16)求得幅值裕度参数。
6.根据权利要求1-5任意一项所述的单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制方法，其特征在于，所述电流调节器为PR调节器。
7.一种单相LCL型并网逆变器的无源阻尼控制系统，其特征在于，包括：
单相LCL型并网逆变器模块及无源阻尼控制模块，单相LCL型并网逆变器为单相H桥逆变器，由所述单相H桥逆变器输出电压，通过LCL滤波器并联于电网；所述LCL滤波器包括前级电感L1、电容C、后级电感L2。
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