CN108196235A - 一种用于多通道毫米波雷达的幅相校准方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于多通道毫米波雷达的幅相校准方法,该方法仅仅需要在雷达设备现有的收发通道和多通道天线之间嵌入一个基于六端口接收机、耦合器以及多路开关等构建的校准网络，即可完成对多个收发通道工作于发射模式下通道幅度、相位误差和接收模式下通道幅度、相位误差四个参数的测量和校准，不需要引入额外的变频校准通道且具备实时校准的特点。

Description

一种用于多通道毫米波雷达的幅相校准方法

技术领域

本发明属于雷达技术领域，具体涉及一种用于多通道毫米波雷达的幅相校准方法。

背景技术

在W波段多通道双极化雷达系统中，收发通道间的幅度和相位不一致性不仅会影响雷达的单脉冲测角性能，对极化测量也有负面影响。当系统工作在发射状态时，各发射通道产生的发射信号经过对应的天线子阵向空间辐射，在空间进行功率合成，当通道间存在幅相误差时会影响空间功率合成的效率。同时，当系统需要辐射圆极化波时，则要求两路发射信号之间严格相差90°，发射通道的幅相误差将影响合成圆极化的轴比。当系统工作在接收状态时，各天线子阵接收到的回波信号被其对应的接收通道独立接收并下变频后送往数字信号处理机，完成雷达的测角以及极化信息的提取。由于各路接收信号被独立的接收和放大，因此接收通道的幅度和相位误差会叠加在接收信号上，从而影响测量精度。

多收发通道间的幅度相位误差快速测量和校准技术一直是毫米波系统的热门研究领域，国内外的研究人员以及雷达从业者对雷达系统的校准理论和方法进行了深入的研究，形成了许多卓有成效的校准技术。从校准误差的范围来看，雷达的校准技术分为广义的校准技术和狭义的校准技术。广义的校准技术是指涵盖工作环境、目标、天线及射频收发系统、软件系统在内的系统校准技术。狭义的校准技术单指对雷达系统硬件设备的幅度相位误差校准，在多数场合特指包括天线、收发组件、变频组件、中频组件在内的多通道射频系统的收发幅度相位校准技术。进一步的，射频系统的收发幅度及相位校准技术又可以分为内校准法和外校准法。外校准法多在天线辐射的远场进行，通过无源定标体或有源校准器进行幅度和相位的一体标定。这种校准方法较为复杂，定标体自身的误差、相对位置误差、测试工装的影响以及校准算法都对校准结果有较大影响，并且这种校准多在暗室理想条件下完成，和实际使用的环境还存在较大的差异。

内校准法是指在雷达系统内部对收发组件、变频组件、中频接收机等通过校准网络、监测网络或仪器设备进行幅度相位误差的测量，进而根据测量结果进行校准。更为具体的，内校准法又可分为静态法和实时法，静态法是指在雷达系统正常工作之余或者在工作之前对系统进行校准，常用的方法如网络分析仪测试等。利用静态法测量时系统不能正常工作，对于雷达系统而言，其在正常工作时的特性参数与静态时存在较大的差异，并且随着工作时间和环境的变化，尤其是工作温度的变化，收发通道的幅相特性会发生改变，因此静态法的测量精度有限，研制具备实时测量和校准能力的校准网络对保证W波段雷达系统的长期可靠性和稳定性有非常重要的意义。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种多通道毫米波雷达的幅相校准方法,能够实时获取每一个收发通道分别工作在发射模式和接收模式下的幅度及相位差，从而实现系统幅度和相位的实时校准。

一种用于多通道毫米波雷达的校准方法，包括如下步骤：

步骤1、在毫米波雷达收发通道与天线之间嵌入校准网络，其中，所述校准网络包括一个六端口结，四个定向耦合器，五个功率检波器以及一个吸收式射频开关S1；四个定向耦合器分别定义为C1、C2、C3、C4；五个功率检波器分别定义为D1、D3、D4、D5、D6；

其中，功率检波器D1接在吸收式射频开关S1所在电路中；六端口结的四个输出端P₃、P₄、P₅、P₆分别与功率检波器D3、D4、D5、D6相连构成六端口接收机；定向耦合器C1和C3串接后接吸收式射频开关S1，再接串接在一起的定向耦合器C2和C4；

毫米波雷达的第一收发通道的射频端口RF₁与定向耦合器C1的端口P₁₁相连，第一天线与定向耦合器C1的端口P₁₂相连；

毫米波雷达第二收发通道的射频端口RF₂与定向耦合器C2的端口P₂₁相连，第二天线与耦合器C2的端口P₂₂相连；

步骤2：保持吸收式射频开关S1断开，将第一收发通道和第二收发通道均设置在发射模式，将输入至六端口接收机端口P₁和P₂的信号分别表示为：

为雷达的信号处理机输出的中频信号，为第一收发通道工作在发射模式时引入的幅度相位因子；为第二收发通道工作在发射模式时引入的幅度相位因子；表示信号传输路径引入的附加幅度和相位传输系数；

基于六端口接收机输出端的四个检波器D3、D4、D5、D6输出的电压分别为V₃、V₄、V₅、V₆，求得两信号S₁，S₂的相位差θ₁为：

计算第一收发通道和第二收发通道工作在发射模式时的发射相位差φ_t2-φ_t1，即：

实现两路收发通道工作在发射模式时发射相位差的测量。

进一步的，还包括如下步骤：

步骤3：将吸收式射频开关S1闭合，控制第一收发通道工作在发射模式，第二收发通道工作在接收模式，记信号处理接收到的环路信号为S_L1，则其表达式如下：

为第二收发通道工作在接收模式时引入的幅度相位因子；为信号传输路径引入的附加幅度和相位传输系数；

测量检波器D1输出的电压V_D1-1，并表达为：

V_D1-1＝K·(A₀·A_t1)² (7)

K代表功率检波器的检波系数；

步骤4：控制第一收发通道工作在接收模式，第二收发通道工作在发射模式，记信号处理机接收到的环路信号为S_L2，则其表达式如下：

为第一收发通道工作在接收模式时通道引入的幅度相位因子；此时，检波器D1产生的检波电压记为V_D1-2，则：

V_D1-2＝K·(A₀·A_t2)² (9)

步骤5：将步骤3和步骤4获取到的闭环信号相比得到：

将式(7)和(9)代入式(10)得到：

定义第一收发通道和第二收发通道工作在发射模式时，输出发射信号的幅度差为ΔA_t＝A_t2/A_t1；

第一收发通道和第二收发通道工作在接收状态时幅度误差系数为ΔA_r＝A_r2/A_r1，相位误差为Δφ_r＝φ_r2-φ_r1，则由上述校准步骤可得：

进一步的，其特征在于，对于毫米波雷达除第一、第二接收通道以外的其它接收通道的校准过程为：

在定向耦合器C2和定向耦合器C4之间嵌入一个多路开关，开关共包含N个端口，N至少等于接收通道的数量；其中一个接到定向耦合器C4上；定向耦合器C2连接到除端口K₁以外的端口上，除第一接收通道和第二接收通道以外的接收通道的射频端口RF₁均采用一个定向耦合器分别连接到不同的端口上，每个接收通道对应的定向耦合器的直通端均连接到该接收通道的天线上；通过控制多路开关控制端口K₁与其它端口电气连接，使得各接收通道依次与第一接收通道组成双通道校准系统，则按照第一接收通道与第二接收通道的校准方法，完成其它各通道的校准。

本发明具有如下有益效果：

本发明提出了一个基于六端口技术的多通道幅相校准方法，该方法仅仅需要在雷达设备现有的收发通道和多通道天线之间嵌入一个基于六端口接收机、耦合器以及多路开关等构建的校准网络，即可完成对多个收发通道工作于发射模式下通道幅度、相位误差和接收模式下通道幅度、相位误差四个参数的测量和校准，不需要引入额外的变频校准通道且具备实时校准的特点。

附图说明

图1为六端口接收机原理框图；

图2为双通道雷达系统原理框图；

图3为双通道雷达幅度相位校准系统原理框图；

图4为多通道(通道数为N)雷达系统幅度相位校准系统原理框图。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

六端口技术最早用于微波功率测量，而后扩展到电压、电流、阻抗以及相位测量，并最终成为矢量网络分析仪的另一种实现方案。典型的六端口网络由一个无源六端口结和四个平方率检波器构成，其原理图如图1所示。图中P₁为威尔金森功分器，H₁、H₂、H₃为90°正交耦合器，P₁、H₁、H₂和H₃共同构成了一个六端口结，其中端口1、2为输入端，端口3、4、5、6为输出端，并且每个输出端均接有一个功率检波器，检波器的输出电压V_i(i＝3,4,5,6)正比于检波器输入信号的功率。根据六端口网络的理论可知，当向1端口和2端口输入一个相位差为θ₂₁的信号时，通过测量四个输出端端接的检波器的电压值，即可反演出两输入信号的相位差θ₂₁为：

即仅利用三个90°正交耦合器、一个功分器和四个功率检波器构建的六端口网络能够将射频信号直接进行解调，通过采集四个检波器输出端的直流电压信号并进行反正切函数运算即可得到两个输入射频信号的相位差θ₂₁。基于六端口网络的上述特性，由六端口网络构成的六端口接收机可将被调制射频信号直接解调至基带信号，具有设计灵活，结构简单，线性度高等特点，有较为广泛的应用场景。

基于此，本发明提出了一个基于六端口技术的多通道幅相校准系统及相应的校准方法，该校准系统仅需在雷达设备现有的收发通道和多通道天线之间嵌入一个基于六端口接收机、耦合器以及多路开关等构建的校准网络，即可完成对多个收发通道工作于发射模式下通道幅度、相位误差和接收模式下通道幅度、相位误差四个参数的测量和校准，不需要引入额外的变频校准通道且具备实时校准的特点。

在本发明中，所述的每一个收发通道均具有变频功能，通常包含一个射频端口和一个中频端口，并具备发射和接收两种工作模式。工作于发射模式时，可以将输入的中频信号变换为射频信号从射频端口输出。工作于接收模式时，可以将射频端口输入的射频信号变换为中频信号经由中频端口输出送往多通道信号处理机。收发通道内部通常包含中频放大器、混频器、滤波器、射频功率放大器、射频低噪声放大器、射频环形器等器件。

本发明的目的则是为了在雷达设备工作时，能够实时获取每一个收发通道分别工作在发射模式和接收模式下的幅度及相位差，从而实现系统幅度和相位的实时校准。

以两通道雷达系统为例，原有的雷达系统基本构成框图如图2所示。包含双通道信号处理机、收发通道1、收发通道2、天线1和天线2，其中天线1和收发通道的射频端口RF₁相连，天线2和收发通道2的射频端口RF₂相连，两个收发通道的中频端口(IF₁、IF₂)则分别和双通道信号处理机的中频端口(IF_B1、IF_B2)相连。

收发通道1和收发通道2均具有两种工作模式。处于发射模式时可能将多通道信号处理机输入的中频信号(IF_i)上变频并放大形成射频发射信号(RF_i)。处于接收模式时可将射频信号低噪声接收后下变频至中频频率，并输送至信号处理机。

令信号处理机输出的中频信号为收发通道1工作在发射模式时引入的幅度相位因子为工作在接收模式时通道引入的幅度相位因子为收发通道2工作在发射模式时引入的幅度相位因子为工作在接收模式时引入的幅度相位因子为其中，收发通道工作在发射模式时一般处于饱和功率输出状态，因此A_t1和A_t2与收发通道饱和输出功率成正比，当饱和输出功率相同时A_t1＝A_t2。A_r1和A_r2则与接收模式时收发通道的接收增益成正比。和(i＝1,2)则分别表示通道i工作在发射模式和接收模式下引入的附加相位。

本发明所提出的校准网络则嵌入在收发通道和天线之间，如图3所示。其包含一个六端口结，四个定向耦合器(C1、C2、C3、C4)，五个功率检波器(D1、D3、D4、D5、D6)以及一个吸收式射频开关S1。

其中，六端口结的四个输出端P₃、P₄、P₅、P₆分别与功率检波器D3、D4、D5、D6相连构成六端口接收机，当六端口结的输入端P₁、P₂之间输入的信号有相位差时，通过测量四个检波器D3、D4、D5、D6的输出电压即可反演出输入相位差的具体值。功率检波器D1设置在吸收式射频开关S1所在电路中。

所述的定向耦合器包含四个端口，其中一个端口接匹配负载到地。耦合器的耦合度取20dB。对于任意耦合器Ci(i＝1,2,3,4…)为例，当从端口P_i1输入信号时，端口P_i2为直通端，信号的传输损耗＜1dB，端口P_i3为耦合端，耦合端输出信号的功率较输入端信号功率小20dB。当从端口P_i2输入信号时，端口P_i1为直通端，P_i3为隔离端。当从端口P_i3输入信号时，端口P_i1为耦合端，P_i2为隔离端。

本发明的目的是通过以下技术步骤实现的:

步骤1：在传统的多通道雷达系统的收发通道和天线之间嵌入校准网络，以双通道雷达系统为例，收发通道1的射频端口RF₁与校准网络中耦合器C1的端口P₁₁相连，天线1与校准网络中耦合器C1的端口P₁₂相连，收发通道2的射频端口RF₂与校准网络中耦合器C2的端口P₂₁相连，天线2与校准网络中耦合器C2的端口P₂₂相连。

步骤2：收发通道1和收发通道2均工作在发射模式，收发通道1产生的发射信号经耦合器C1、C3后输入至六端口接收机的端口P₁，定义信号传输路径IF_B1→IF₁→RF₁→P₁₁→P₁₃→P₃₁→P₃₂→P₁为路径1，并定义信号传输路径P₁₁→P₁₃→P₃₁→P₃₂→P₁为路径1-1。收发通道2产生的发射信号经耦合器C2、C4后输入至六端口接收机的端口P₂，定义信号路径IF_B2→IF₂→RF₂→P₂₁→P₂₃→P₄₁→P₄₂→P₂为路径2，并定义信号路径P₂₁→P₂₃→P₄₁→P₄₂→P₂为路径2-1。由于本发明中设计的校准网络为无源对称结构，信号路径1-1和信号路径2-1产生的附加幅度和相位均相同，设定为于是，输入至六端口接收机端口P₁和P₂的信号即经过路径1和路径2的信号可以分别表示为：

六端口接收机输出端的四个检波器D3、D4、D5、D6输出的电压分别为V₃、V₄、V₅、V₆，则可求得两信号S₁，S₂的相位差θ₁为：

由六端口的结构对称性，输入至六端口结端口P₁和端口P₂的信号S₁、S₂的相位差即为收发通道1和收发通道2工作在发射模式时的发射相位差φ_t2-φ_t1，即：

即通过步骤2即可完成对两路收发通道工作在发射模式时发射相位差的测量。

步骤3：收发通道1工作在发射模式，收发通道2工作在接收模式，形成闭环校准信号L₁。此时，多通道信号处理机产生发射信号经收发通道1上变频并放大作为射频发射信号，耦合器C1耦合收发通道1输出的射频信号，并输送至耦合器C3、该信号经耦合器C3的耦合端P₃₃、开关S1、耦合器C4以及耦合器C2后输入至收发通道2的射频端口RF₂，该信号再由收发通道2下变频后经中频端口IF₂送往信号处理机采集。闭环校准信号L₁的具体信号传输路径为IF_B1→IF₁→RF₁→P₁₁→P₁₃→P₃₁→P₃₃→S1→P₄₃→P₄₁→P₂₃→P₂₁→RF₂→IF₂→IF_B2。定义信号传输路径P₁₁→P₁₃→P₃₁→P₃₃→S1→P₄₃→P₄₁→P₂₃→P₂₁为信号传输路径L_1-1，令其引入的附加幅度和相位传输系数为记信号处理接收到的环路信号为S_L1，则其表达式如下：

同时，在耦合器C3和C4之间的检波器D1用于检测发射信号功率的大小，该信号正比于经过开关S1的信号的功率的大小，比例系数为K。当收发通道1产生的发射信号经过传输路径L_1-1时，检波器D1产生一个检波电压V_D1-1，其可以表达为：

V_D1-1＝K·(A₀·A_t1)² (7)

步骤4：收发通道1工作在接收模式，收发通道2工作在发射模式，形成闭环校准信号L₂。此时，多通道信号处理机产生发射信号经收发通道2上变频并放大作为射频发射信号，耦合器C2耦合收发通道2输出的射频信号，并输送至耦合器C4、该信号经耦合器C4的耦合端P₄₃、开关S1、耦合器C3以及耦合器C1后输入至收发通道1的射频端口RF₁，该信号再由收发通道1下变频后经中频端口IF₁送往信号处理机采集。闭环校准信号L₂的具体信号传输路径为IF_B2→IF₂→RF₂→P₂₁→P₂₃→P₄₁→P₄₃→S1→P₃₃→P₃₁→P₁₃→P₁₁→RF₁→IF₁→IF_B1。定义信号传输路径P₂₁→P₂₃→P₄₁→P₄₃→S1→P₃₃→P₃₁→P₁₃→P₁₁为信号传输路径L_2-1，由于传输路径L_2-1与传输路径L_1-1相同，因此二者的传输系数相同，均为记信号处理接收到的环路信号为S_L2，则其表达式如下：

此时，检波器D1产生一个检波电压，记为V_D1-2，则：

V_D1-2＝K·(A₀·A_t2)² (9)

步骤5：将步骤3和步骤4获取到的闭环信号相比可得：

将式(7)(9)代入式(10)可得：

定义收发通道1和收发通道2工作在发射模式时，输出发射信号的幅度差为ΔA_t＝A_t2/A_t1，相位误差为Δφ_t＝φ_t2-φ_t1，工作在接收状态时幅度误差为ΔA_r＝A_r2/A_r1，相位误差为Δφ_r＝φ_r2-φ_r1。则由上述校准步骤可得：

即，通过以上步骤可以完成对双通道收发组件分别工作在发射模式和接收模式下幅度和相位的校准。

对于雷达通道数大于2的情况，需要在双通道校准方案的基础上加以扩展，需要引入一个多路开关，多通道雷达校准系统的框图如图4所示。

此时，在耦合器C2和耦合器C4之间嵌入一个多路开关，开关共包含N个端口，在控制指令下，可以依次实现端口K_i(i＝2,3,4,…N)与端口K₁的电气连接，且从任意端口K_i到端口1的传输系数相同。

更为具体地，端口K₁与耦合器C4的端口P₄₁相连，端口K₂与耦合器C2的端口P₂₃相连，端口K₃与耦合器C5的端口P₅₃相连，端口K₄与耦合器C6的端口P₆₃相连，依此类推，端口K_N与耦合器C(N+2)的端口P_(N+2)3相连。

收发通道1的射频端口RF₁与耦合器C1的端口P₁₁相连，中频端口IF₁与多通道信号处理机端口IF_B1相连；天线1与耦合器C1的端口P₁₂相连。

收发通道2的射频端口RF₂与耦合器C2的端口P₂₁相连，中频端口IF₂与多通道信号处理机端口IF_B2相连；天线2与耦合器C2的端口P₂₂相连。

收发通道3的射频端口RF₃与耦合器C5的端口P₅₁相连，中频端口IF₃与多通道信号处理机端口IF_B3相连；天线3则与耦合器C5的端口P₅₂相连。

收发通道4的射频端口RF₄与耦合器C6的端口P₆₁相连，中频端口IF₄与多通道信号处理机端口IF_B4相连；天线4则与耦合器C6的端口P₆₂相连。

以此类推，收发通道n(n≥4)的射频端口RF_n与耦合器C(n+2)的端口P_(n+1)1相连，中频端口IFn与多通道信号处理机端口IF_Bn相连；天线n则与耦合器C(n+2)的端口P_(n+1)2相连。

通过控制多通道开关，可以依次使得收发通道i(i＝2,3,4…,N)通过其对应的耦合器(C2、C5、C6……，CN)及多路开关后与耦合器C4的端口P₄₁相连，从而与收发通道1构成双通道校准系统，采用上文所述的步骤1至步骤5即可获得任意通道i(i＝2,3,4…,N)相对于通道1的发射模式幅度相位误差和接收模式幅度相位误差。

由此，即可完成多通道雷达收发通道发射模式幅度相位误差和接收模式幅度相位误差的测量与校准。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种用于多通道毫米波雷达的校准方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、在毫米波雷达收发通道与天线之间嵌入校准网络，其中，所述校准网络包括一个六端口结，四个定向耦合器，五个功率检波器以及一个吸收式射频开关S1；四个定向耦合器分别定义为C1、C2、C3、C4；五个功率检波器分别定义为D1、D3、D4、D5、D6；

其中，功率检波器D1接在吸收式射频开关S1所在电路中；六端口结的四个输出端P₃、P₄、P₅、P₆分别与功率检波器D3、D4、D5、D6相连构成六端口接收机；定向耦合器C1和C3串接后接吸收式射频开关S1，再接串接在一起的定向耦合器C2和C4；

毫米波雷达的第一收发通道的射频端口RF₁与定向耦合器C1的端口P₁₁相连，第一天线与定向耦合器C1的端口P₁₂相连；

毫米波雷达第二收发通道的射频端口RF₂与定向耦合器C2的端口P₂₁相连，第二天线与耦合器C2的端口P₂₂相连；

步骤2：保持吸收式射频开关S1断开，将第一收发通道和第二收发通道均设置在发射模式，将输入至六端口接收机端口P₁和P₂的信号分别表示为：

为雷达的信号处理机输出的中频信号，为第一收发通道工作在发射模式时引入的幅度相位因子；为第二收发通道工作在发射模式时引入的幅度相位因子；表示信号传输路径引入的附加幅度和相位传输系数；

基于六端口接收机输出端的四个检波器D3、D4、D5、D6输出的电压分别为V₃、V₄、V₅、V₆，求得两信号S₁，S₂的相位差θ₁为：

计算第一收发通道和第二收发通道工作在发射模式时的发射相位差φ_t2-φ_t1，即：

实现两路收发通道工作在发射模式时发射相位差的测量。

2.如权利要求1所述的一种多通道毫米波雷达的校准方法，其特征在于，还包括如下步骤：

步骤3：将吸收式射频开关S1闭合，控制第一收发通道工作在发射模式，第二收发通道工作在接收模式，记信号处理接收到的环路信号为S_L1，则其表达式如下：

为第二收发通道工作在接收模式时引入的幅度相位因子；为信号传输路径引入的附加幅度和相位传输系数；

测量检波器D1输出的电压V_D1-1，并表达为：

V_D1-1＝K·(A₀·A_t1)² (7)

K代表功率检波器的检波系数；

步骤4：控制第一收发通道工作在接收模式，第二收发通道工作在发射模式，记信号处理机接收到的环路信号为S_L2，则其表达式如下：

为第一收发通道工作在接收模式时通道引入的幅度相位因子；此时，检波器D1产生的检波电压记为V_D1-2，则：

V_D1-2＝K·(A₀·A_t2)² (9)

步骤5：将步骤3和步骤4获取到的闭环信号相比得到：

将式(7)和(9)代入式(10)得到：

定义第一收发通道和第二收发通道工作在发射模式时，输出发射信号的幅度差为ΔA_t＝A_t2/A_t1；

第一收发通道和第二收发通道工作在接收状态时幅度误差系数为ΔA_r＝A_r2/A_r1，相位误差为Δφ_r＝φ_r2-φ_r1，则由上述校准步骤可得：

3.如权利要求1或2所述的如权利要求1所述的一种多通道毫米波雷达的校准方法，其特征在于，对于毫米波雷达除第一、第二接收通道以外的其它接收通道的校准过程为：

在定向耦合器C2和定向耦合器C4之间嵌入一个多路开关，开关共包含N个端口，N至少等于接收通道的数量；其中一个接到定向耦合器C4上；定向耦合器C2连接到除端口K₁以外的端口上，除第一接收通道和第二接收通道以外的接收通道的射频端口RF₁均采用一个定向耦合器分别连接到不同的端口上，每个接收通道对应的定向耦合器的直通端均连接到该接收通道的天线上；通过控制多路开关控制端口K₁与其它端口电气连接，使得各接收通道依次与第一接收通道组成双通道校准系统，则按照第一接收通道与第二接收通道的校准方法，完成其它各通道的校准。