CN106199211A - 一种宽频段微波参量和负载测量装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽频段微波参量和负载测量装置，该装置采用功率分配器、隔离电阻、Pi型或T型相位转换级联网络构成六端口网络系统。采用不同支路阻抗及隔离电阻的结构，有利于各检波器功率的均匀分配，提高六端口系统的测量精度。采用Pi型或T型相位转换级联网络结构，可以展宽六端口系统的工作频段实现超宽带测量。本发明有效解决了现有微波功率、频率及负载实时监测仪器价格昂贵，运行成本高的问题，提供了一种结构简单、功能强、造价低廉，宽频段、智能化及测量准确度高的实时测量微波参量和负载的装置。适用于低成本微波参量在线测量、实时监测及低成本通讯系统中的数字接收机等方面的应用。

Description

一种宽频段微波参量和负载测量装置

技术领域

本发明涉及微波测量，特别是一种宽频段微波参量和负载测量装置。

背景技术

目前随着微波能和无线电通信的广泛应用，在某些应用及环境中需要对微波的功率、频率及负载的情况进行实时监测，这些监测通常是通过示波器、频谱仪、功率计及频率计等相关仪器完成的，而这些微波测量仪器常常价格昂贵，极大地增加了运行成本，制约了实际应用。

六端口技术是近些年来发展的一种先进的网络参数测试技术，它主要由一些无源耦合结构和功率检波器所组成。它采用幅度测量代替相位测量的理念，能够对网络的复反射系数、端口功率及衰减等参量进行测量。具有结构简单、功能强、造价低廉，易用于高频段、智能化及测量准确度高等特点。此外，六端口还有一个重要的特点在于它能利用一个合适的校正程序来消除由硬件所带来的测量误差。因此它在软件无线电、通信系统变频接收机以及多普勒测速测距接收机等方面有着十分广阔的应用前景。本发明针对现有微波功率、频率及负载实时监测仪器价格昂贵，运行成本高的问题，提出一种宽频段微波参量和负载测量装置，该装置具有结构简单、功能强、造价低廉等特点。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是针对现有微波功率、频率及负载实时监测仪器价格昂贵，运行成本高的问题，提供一种在线测量微波功率和负载的装置、利用功率分配器、Pi型或T型相位转换级联网络及功率检波器构成六端口 网络对网络的复反射系数、端口功率及频率等参量进行测量。

本发明解决所述技术问题，采用的技术方案是：一种宽频段微波参量和负载测量装置，其特征在于，包括微波源1、功率分配器2、隔离电阻3、第一功率检波器5、第二功率检波器4、第三功率检波器6、第四功率检波器9、第一Pi型相位转换网络7、第二Pi型相位转换网络8及测量端口10；微波源1与功率分配器2输入端相连，隔离电阻3跨接在功率分配器(2)两输出端；隔离电阻3两端分别与第一功率检波器5和第二功率检波器4相连；第一Pi型相位转换网络7的输入端与隔离电阻3并联，测量端口10与第二Pi型相位转换网络8输出端相连，第一Pi型相位转换网络7与第二Pi型相位转换网络8级联，第三功率检波器6的两端分别与Pi型相位转换级联网络(7和8)的输入和输出端相连；第四功率检波器9与Pi型相位转换级联网络(7和8)中部相连。

本发明中，功率分配器、隔离电阻、Pi型或T型相位转换级联网络构成六端口网络系统，微波源和测量端口为其中两个端口，其余四个端口分别对应四个功率检波器的正负极。在微波源信号保持不变的条件下，当测量端口接负载时，其反射系数为四个功率检波器检测到的功率的函数，此函数的系数可由相应的校准方法求得，由此可求出负载的实部和虚部。当测量端口接待测微波信号时，待测微波信号的参数(功率、频率、相位)为四个功率检波器检测到的功率及本地微波源信号所构成的函数，此函数的系数可由一称为“双频校准”的方法求出。

进一步的，所述功率分配器、Pi型或T型相位转换级联网络构由微带结构或集总参数元件组成，以保证小型化和集成电路的要求。

具体的，所述集总参数元件为无耗元件，所述微带结构的基板材料为低损耗材料，有利于减少微波能量损失。

进一步的，所述功率分配器的两支路阻抗不同，一支路连接参考功率端口(第一功率检波器)，另一支路与其余三个功率端口(第二、第三、第四功率检波器)构成通路。

通过调整两支路的功率分配有利于提高六端口系统的性能。

进一步的，所述隔离电阻应足够大有利于增加功率分配器的两支路的隔离度，以稳定参考功率端口的功率，有利于系统校准。

进一步的，所述Pi型或T型相位转换级联网络为一耦合滤波结构，其采用级联结构有利于展宽六端口系统的工作频段。

进一步的，所述功率检波器为检波二极管和匹配电路构成，其匹配阻抗不限制于50欧，有利于更好地实现宽频段六端口系统性能。

进一步的，所述六端口系统的设计原则及校准方法如下

一、设计原则

图1为六端口系统原理示意图，其中a₁，b₁和b₂，a₂分别为端口1和端口2的入射和反射波。六端口系统的端口功率可由六端口系统所测元件的反射系数的圆心q点的定义给出：

$\frac{P_i}{P_3}=K_i\·|{\mathrm{\Γ}}_L-q_i{|}^2;i=4,5,6---\left(1\right)$

式中P_i为端口i的功率，Γ_L为被测元件的反射系数(下标L表示被测元件load)，K_i和q_i为校正常数，q_i可由其相应的散射参量(S_ij)给出：

q_i＝-1/(S_i2S₂₁/S_i1-S₂₂) (2)

当|q₄|＝|q₅|＝|q₆|，且它们相互的相位差为±120°时，六端口反射仪对所有被测物能得到最高精度，称为理想六端口系统。实际上，如此的理想系统是非常难以得到的，特别是对于较宽的频率范围(至今尚未发现此类系统)。一般说来，系统的q点的幅值和相位分布越均匀，性能就越好。根据文献，q点的幅值大于4和相位小于25°的系统仍可得到好的结果。

在设计过程中，设计标准如下：

(1)参考端口3的功率只与输入端口1的功率有关(即|S₃₂|＝0)；

(2)|q₄|＝|q₅|＝|q₆|≠|q₃|且q₄,q₅和q₆的相位差为±120°；

(3)|q_i|＞1,i＝3,4,5,6(非强制)；

(4)|q₄|＝|q₅|＝|q₆|≈1.5；

(5)能量均匀分配到各检测端口，即S₁₄，S₁₅，S₁₆大致相等。

二、六端口系统的校准

1.W平面校准

在六端口系统的众多校准方法中，由ENGEN首先提出并由GRIFFIN改进的六端口到四端口的简化方法是一种性能很好的方法。我们采用此方法的基本原理并在此基础上作了一些改进。

在校准过程中首先求解如下的W平面的校准方程：

$\begin{array}{c}a{\left(\frac{P_4}{P_3}\right)}^2+b\mathrm{\ξ}{\left(\frac{P_5}{P_3}\right)}^2+{\mathrm{c\ρ}}^2{\left(\frac{P_6}{P_3}\right)}^2+(c-a-b)\mathrm{\ξ}\left(\frac{P_4{P}_5}{{P_3}^2}\right)+(b-a-c)\mathrm{\ρ}\left(\frac{P_4{P}_6}{{P_3}^2}\right)+(a-b-c)\mathrm{\ξ}\mathrm{\ρ}\left(\frac{P_5{P}_6}{{P_3}^2}\right)\\ +a(a-b-c)\frac{P_4}{P_3}+b(b-a-c)\mathrm{\ξ}\frac{P_5}{P_3}+c(c-a-b)\mathrm{\ρ}\frac{P_6}{P_3}+abc=0\end{array}---\left(3\right)$

这里a,b,c,ξ,ρ为五个实常数。

在求解过程中我们采用优化方法求解出最优解，然后根据各样品所引起的误差大小对优化结果作进一步调整。样品是由双频信号的方法产生的，其方法为在六端口系统的射频源端口和待测元件端口分别加入两频率略有不同的连续高频信号，这样就可获得反射系数幅值恒定相位位于0到360度的样品，再多次适当调节两频信号的幅值，我们就可得到分布在整个史密斯原图上的合成样品。此方法能快速获得大量分布合理的样品，对于需多个样品的优化校准特别方便。一旦a,b,c,ξ,ρ被求出，W面的反射系数w就可得到，设w＝u+jv，u和v可以通过下面方程求得：

$u=(P_4-{\mathrm{\ξP}}_5+{\mathrm{cP}}_3)/\left(2P_3\sqrt{c}\right)---\left(4\right)$

v＝(P₄-ρP₆+(b-2uu₂)P₃)/(2P₃v₂) (5)

其中，

2.误差盒校准

从W平面的放射系数w变换到Γ_L，这个过程称为误差盒校正，我们可以推得它们的关系为：

${\mathrm{\Γ}}_L=\frac{w-Y_1}{Y_2-Y_{3}w}---\left(6\right)$

此处Y₁,Y₂和Y₃为常数。

对式(6)，任何三个已知的校准件都可用来求解误差盒的参数而第四个只需粗略知道其参数的负载可用来确定v₂中的符号。

3.二级管检波器的校准

为了和前面所述的六端口双频校正方法相结合，我们提出了一种电路板上二级管检波器的双频校正方法，具体原理如下：

假如从六端口系统的射频源端口及待测元件端口输入的两个连续波信号的频率ω₁,ω₂很接近且它们的电压幅值及功率分别为A₁,A₂,k₁,k₂，此二信号可表示为：

这里为此两个信号的初始相位。那么工作于平方律区域内的二级管检波器的电压波形为：

V₀和V_D1能容易从测量数据得到，此时二级管检波器的输出功率为时间的函数，设为P₁(t)。如同时等比例地改变此二输入信号的功率，那么此时二级管检波器的输出功率P₂(t)和P₁(t)有如下关系：P₂(t)＝C·P₁(t)，C为变化比率。此时二级管检波器的输出电压为：

从以上几式我们可容易得到测量电压和其对应的功率，例如在图1中，A，B，C，D，E点的功率分别为(k₁+k₂)/c²,(k₁+k₂)/c,(k₁+k₂),(k₁+k₂)·c,(k₁+k₂)·c²。在这些电压点之间的电压与功率的关系可以用曲线插值的方法求得。多次改变此二输入信号的功率级别则可获得较宽功率范围的电压与功率关系。当然这里所得到的电压与功率关系为相对意义上的关系，其忽略了系统端口之间的功率传输系数。但在六端口系统的校准及测量中只需知道P_i/P₃的相对变化关系，所以此方法是完全可行的。

关于微波信号参数(功率、频率、相位)的校准方法可参考相关文献。

本发明的有益效果是，采用不同支路阻抗及隔离电阻的结构，有利于各检波器功率的均匀分配，提高六端口系统的测量精度。采用Pi型或T型相位转换级联网络结构，可以展宽六端口系统的工作频段实现超宽带测量。功率检波器的匹配阻抗不限制于50欧，有利于更好地实现宽频段六端口系统性能。采用无耗集总参数元件构成六端口系统，有利于实现单片微波集成电路。本发明有效解决了现有微波功率、频率及负载实时监测仪器价格昂贵，运行成本高的问题，提供了一种结构简单、功能强、造价低廉，宽频段、智能化及测量准确度高的实时测量微波参量和负载的装置。适用于低成本微波参量在线测量、实时监测及低成本通讯系统中的数字接收机等方面的应用。

附图说明

图1是六端口系统原理示意图；

图2是实施例1的示意图；

图3是实测的散射参量图；

图4是实测的q参量相位分布图；

图5是实测的q参量幅值分布图；

图6是HP8510A网络分析仪与六端口系统的测量结果

具体实施方式

下面结合附图及实施例，详细描述本发明的技术方案。

实施例1

本实施例以一个工作于3GHZ到11GHZ的超宽带六端口系统为例进行说明。

如图2所示，本例宽频段微波参量和负载测量装置，包括微波源1、功率分配器2、隔离电阻3、第一功率检波器5(参考端)、第二功率检波器4、第三功率检波器6、第四功率检波器9、第一Pi型相位转换网络7、第二Pi型相 位转换网络8及测量端口10。本例微波源1与功率分配器2输入端相连，功率分配器2两输出端与隔离电阻3相连，所述隔离电阻3两端分别与第一功率检波器5和第二功率检波器4相连，第一Pi型相位转换网络7的输入端与隔离电阻3并联，测量端口10与第二Pi型相位转换网络8输出端相连，第一Pi型相位转换网络7与第二Pi型相位转换网络8级联，第三功率检波器6的两端分别与Pi型相位转换级联网络(7、8)的输入和输出端相连，第四功率检波器9与Pi型相位转换级联网络(7、8)中部相连。本例功率分配器2、第一Pi型相位转换网络7及第二Pi型相位转换网络8采用无耗集总参数元件构成。为了使微波源能量均匀分配到各检测端口，功率分配器2的两支路电感取不一样的值，分别为12.7nH和0.43nH。为了使参考端(第一功率检波器5)与测试端(第二功率检波器4、第三功率检波器6、第四功率检波器9)有足够大的隔离度，隔离电阻应足够大，本例取值为48千欧。为了满足3GHZ到11GHZ的超宽带工作，本例采用两个Pi型相位转换网络(7、8)相级联的结构，以实现超宽带工作。为了提高测量精度，本例采用了大样品数据结合优化方法求解校准系数。

通过测量，本例六端口系统的散射参量如图3所示，S14,S15,S16在整个频带内的分布情况很好，且随着频率的提高，差距越来越小，这说明4,5,6三个端口的能量分配还比较均匀，最大的差值在3GHZ的时候取得，为14.327dB，而功率计的动态范围一般是60dB，即使是效果最差的频带区域也完全可以满足要求，而最小差距只有3dB，这是非常好的，因为它降低了对功率计的动态要求；S13总体比较平缓，在4GHZ的时候取得最大值为-12.381dB,在11GHZ的时候取得最小值-15.173dB，差距不是很大，满足系统要求。此外此系统q值得相位如图4所示，从图中看到，在中心频率附近，相位分布比较理想，例如， 在频率6.7GHZ的时候，q4,q5,q6的相角分别为-22.191°,80.30°和175.83°，相位相差比较接近；从整个频带来看，q参数的相位分布一开始是随着频率的升高逐渐变好，在中频附近达到最优值之后，随着频率的升高又逐渐变差，不过在工作频段内其最小相位差为50°左右，远大于系统的最低相位差为25°的要求

图5显示的是q点的幅度分布的情况，整体来看还是比较接近，虽然没能达到优化目标1.5的要求，但是都大于1，完全能够满足要求。综上所述本例的六端口系统的各项指标良好，可以正常运行。

在实测过程中，待测负载及校准件事先用HP8510A网络分析仪进行测量校准。在测量前先进行二级管检波器及六端口系统的校准，并将校准结果存入程序中。图6为用HP8510A网络分析仪与六端口系统对待测负载反射系数的测量结果。可以看到其最大的误差为0.7dB/3°且对大多数情形，其误差范围在0.2dB/2°的范围内。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种宽频段微波参量和负载测量装置，其特征在于，包括微波源(1)、功率分配器(2)、隔离电阻(3)、第一功率检波器(5)、第二功率检波(4)、第三功率检波器(6)、第四功率检波器(9)、第一Pi型相位转换网络(7)、第二Pi型相位转换网络(8)及测量端口(10)；微波源(1)与功率分配器(2)输入端相连，隔离电阻(3)跨接在功率分配器(2)两输出端；隔离电阻(3)两端分别与第一功率检波器(5)和第二功率检波器(4)相连；第一Pi型相位转换网络(7)的输入端与隔离电阻(3)并联，测量端口(10)与第二Pi型相位转换网络(8)输出端相连，第一Pi型相位转换网络(7)与第二Pi型相位转换网络(8)级联，第三功率检波器(6)的两端分别与Pi型相位转换级联网络(7和8)的输入和输出端相连；第四功率检波器(9)与Pi型相位转换级联网络(7和8)中部相连。

2.根据权利要求1所述的一种宽频段微波参量和负载测量装置，其特征在于，所述第一Pi型相位转换网络(7)及第二Pi型相位转换网络(8)采用无耗集总参数元件构成。

3.根据权利要求1所述的一种宽频段微波参量和负载测量装置，其特征在于，所述功率分配器、Pi型或T型相位转换级联网络构由微带结构或集总参数元件组成，以保证小型化和集成电路的要求。

4.根据权利要求1所述的一种宽频段微波参量和负载测量装置，其特征在于，所述功率分配器的两支路阻抗不同，通过调整两支路的阻抗来调节六端口系统的功率分配，提高六端口系统的性能。

5.根据权利要求1所述的一种宽频段微波参量和负载测量装置，其特征在于，所述隔离电阻应足够大有利于增加功率分配器的两支路的隔离度，以稳定参考功率端口的功率，有利于系统校准。

6.根据权利要求1所述的一种宽频段微波参量和负载测量装置，其特征在于，所述Pi型或T型相位转换级联网络为一耦合滤波结构，其采用级联结构有利于展宽六端口系统的工作频段。

7.根据权利要求1所述的一种宽频段微波参量和负载测量装置，其特征在于，所述功率检波器为检波二极管和匹配电路构成，其匹配阻抗不限制于50欧，有利于更好地实现宽频段六端口系统性能。