CN108151776B - 用于物联网的自供电高性能光频传感器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种用于物联网的自供电高性能光频传感器；其特征在于：包括能量采集系统、电源管理电路以及光频传感器核心电路；本发明针对传统的光频传感器功耗高，不适用于物联网的问题，特别是在低光照以及高温度条件下，性能明显退化的缺点，创造性的提出了能用于物联网的自供电低功耗高性能光频传感器，在保证高性能的同时实现了用于物联网的需求，解决了电池供电光频传感器用于物联网的瓶颈问题。
Description
技术领域
本发明涉及集成电路设计领域，具体来讲是一种用于物联网的自供电低功耗、高动态范围光频传感器。
背景技术
光频传感器广泛用于数据采集，工业控制，环境监测等应用中，但是目前能用于物联网中的光频传感器非常少，因为要用于物联网中，必须对传感器有低功耗，小体积严苛要求。加上电池寿命有限，更换电池成本较高，传统的电池供电成为光频传感器用于物联网的一个瓶颈。而收集环境光能量并转化为电能为光频传感器节点供电成为一种有效的方式，可以让光频传感器更适用于物联网中。
传统的光频传感器有一些不足之处，使之难以用于物联网中；
第一个问题是在低光照高温时，性能表现不佳，主要由于高温和低光照时，光电二极管的暗电流急剧扩大，严重影响了光频传感器的动态线性响应范围。
第二个不足是为了提高性能，往往电路结构复杂，功耗过高，不适合低功耗物联网使用。比如为了减小暗电流，不少光频传感器采用图1中结构，做为光电流采集前端电路，虽然在理想情况下，可以将光电二极管的反偏电压限制为0，从而降低暗电流，但是实际上由于运放的失调电压影响，还是会存在暗电流，除非采用先进技术，比如斩波稳零技术或者共模反馈技术来设计一个非常低失调电压的运放，但是增加电路的复杂性，增大了功耗，不适合自供电的低功耗应用场景。
第三个缺点是面积过大，导致成本升高。工业界许多产品采用暗电流抵消技术，如图2中的结构，它的工作原理如下：采用两组光电二极管PD_1和PD_2，PD_2用来检测环境光产生电流I1，I1中其实包含两部分电流一个是与光照成正比的电流Ilight，另一部分就是自身的暗电流I’dark。被金属覆盖的PD_1用于产生暗电流Idark，暗电流Idark被PMOS管M1和M2镜像生成Idark_r，在A点根据基尔霍夫电流定律可以得到：
I1-Idark_r＝I2_r (公式1)
Ilight+I’dark-Idark_r＝I2_r (公式2)
如果两组光电二极管的面积一样，它们的暗电流大小理想情况下也是一样，当M1与M2的宽长比是一致的，则I’dark＝Idark_r
因此，公式2可以改写为：
Ilight＝I2_r (公式3)
这样光电二极管PD_2自身存在的暗电流I’dark就被抵消掉了。再把I2_r复制成I2提供给后面的电流频率转化电路，这样检测到的电流I2中就可以消除暗电流的影响。但是它的缺点就是多采用了一组光电二极管PD_1，严重增大了面积。而且在低光照，高温时，性能也会受到很大影响。
发明内容
因此，为了解决上述不足，本发明在此提供一种用于物联网的自供电高性能光频传感器；本发明针对传统的光频传感器功耗高，不适用于物联网的问题，特别是在低光照以及高温度条件下，性能明显退化的缺点，创造性的提出了能用于物联网的自供电低功耗高性能光频传感器，在保证高性能的同时实现了用于物联网的需求，解决了电池供电光频传感器用于物联网的瓶颈问题。
本发明是这样实现的，构造一种用于物联网的自供电高性能光频传感器，包括能量采集系统、电源管理电路以及光频传感器核心电路；
所述能量采集系统是利用光电二极管阵列来收集光能，利用最大功率点追踪MPPT技术，提高光能转换效率；经过后续直流转换直流电路DCDC升压和低压差线性稳压器LDO稳压后为光频传感器核心电路供电；
所述电源管理电路主要包括MPPT模块、LDO、DCDC和四个电容；其作用是为光频核心电路提供电源；
所述光频传感器核心电路包括两大部分，第一部分是光电流检测电路，第二部分是电流转频率电路I/F，将检测到的电流转化为成正比的频率信号；
光电流检测电路包括光电二极管PD_1、PD_2、MOS管M1、M2、M3、M4、M5、M6、运放A1、运放Ar1；
光电流检测电路运行时利用被金属遮盖的光电二极管PD_1来产生暗电流，来抵消掉正常接收光照的PD_2中的暗电流；
由MOS管M5和运放A1构成负反馈结构，运放A1的“+”端接地，那么光电二极管PD_1的反偏电压就只剩下运放的失调电压VOS，再镜像复制出一个和A1一样的运放Ar1用于钳位光电二极管PD_2的电压，两个MOS管M5和M6也是同样的宽长比，这样两组光电二极管产生的暗电流都非常小，而且由于两个运放电路A1和Ar1一样，它们的失调电压随工艺-电压-温度的变化也是一样，这样失调电压偏差造成的暗电流也会被抵消掉，所以两组光电二极管在温度和反偏电压一致的情况下，产生的暗电流是一样的，尽管也会存在失配等非理想因素，但是因为暗电流本来已经很小了，抵消掉光电流中的暗电流后，检测到的电流I2中存在的暗电流成分就非常低了，几乎可以忽略了；
电流转频率电路包括充电电容C、比较器comp、施密特触发器(schmitt)和反相器链(inv chain)；
其中，比较器comp采用低功耗的两级运放结构，M7为PMOS管开关，施密特触发器(schmitt)和反相器链(inv chain)构成延迟电路；
工作时，由电流镜得到的镜像电流I2为电容C充电，当达到比较器门限Vref时，将产生控制信 号VP，经过施密特触发器波形整形反相器链延迟后得到频率输出信号Vout，当充电后，电压VC>Vref，比较器输出低电平信号VP，Vout和VP极性一致，也是低反馈回来控制PMOS管M7导通放电，当电容C的电放完之后，VP变为高电平，Vout也为高，控制M7关断，让电容再次充电，电流大，充电快，频率就高，电流小，充电慢，频率就低这样就实现了电流信号转换频率信号。
作为上述技术方案的改进，所述用于物联网的自供电高性能光频传感器，电源管理电路的实现过程如下；由电容CDD给MPPT和DCDC供电，而CST做为超级电容用于能量存储和为LDO供电，这就允许CDD选用容值小的电容来确保电源管理电路更快的激活；
电容Cbuf用作MPPT的能量缓冲器，CREG为LDO提供环路稳定性补偿和滤波；因为环境光能比较微弱，能量采集系统提供的电压VDC一般小于300mV，达不到MPPT和DCDC的工作电压，需要一个启动电路，启动电路里集成了电荷泵和欠压保护电路，电荷泵的作用是将CDD预充电到VDDmin，当欠压保护电路检测到VDD>VDDmin后，发出使能信号，让DCDC正常工作，否则关闭 DCDC；
一旦DCDC正常工作，就关闭启动电路，降低功耗；关闭启动电路后，CDD由DCDC继续充电充电到VDDtypical，这个值高于VDDmin，当DCDC里面的内部控制逻辑单元检测到电压VDD>VDDtypical，切换输出通道让DCDC给超级电容CST充电，当电压VDD<VDDmin时，输出通道再切换回来给CDD充电；这时光能都储存于超级电容CST中，LDO的作用是得到一个稳定并且合适的电压值VREG，为光频核心电路提供电源。
作为上述技术方案的改进，所述用于物联网的自供电高性能光频传感器，光电二极管PD_1的面积降为PD_2的1/N，使其光电二极管PD_1产生的Idark的值也只有PD_2产生的暗电流I’dark的1/N；
让MOS管M2的宽长比(W/L)是MOS管M1宽长比(W/L)的N倍，使其镜像后的电流Idark_r依然和PD_2产生的暗电流一样大。
本发明具有如下优点：本发明通过改进在此提供一种用于物联网的自供电高性能光频传感器；包括能量采集系统、电源管理单元、和光频传感器核心电路。
主要针对传统的光频传感器功耗高，不适用于物联网的问题，特别是在低光照以及高温度条件下，性能明显退化的缺点；本发明的实施能够保证高性能的同时实现了用于物联网的需求，使其解决了电池供电光频传感器用于物联网的瓶颈问题。其优点主要体现在：
第一个是具有高效的快速启动的电源管理电路提供自供电功能，让光频传感器更好用于物联网中。
第二个是提高光频芯片在低光照高温条件下的性能，整体动态范围得到扩展，同时还减小了芯片面积。
第三个是，采用了简单的运放电路和电流转频率电路，间接降低了电路整体功耗。
另一方面，本发明在结合两种传统电路优点的同时，大大降低它们各自缺点对整体电路影响，提高了光频传感器抵抗PVT变化的能力，使之保证高性能的同时，更适合低功耗的物联网场景应用。
附图说明
图1传统光频传感器中使用的光电流检测电路结构；
图2传统采用暗电流抵消技术光频传感器部分电路；
图3光电二极管反偏电压与暗电流的关系；
图4自供电光频传感器系统架构；
图5光频传感器核心电路；
图6电流转频率电路(I/F)。
具体实施方式
下面将结合附图1-图6对本发明进行详细说明，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明通过改进在此提供一种用于物联网的自供电高性能光频传感器；如图4是自供电光频芯片的整体系统结构，包括能量采集系统、电源管理单元、和光频传感器核心电路。
能量采集是利用光电二极管阵列来收集光能，利用最大功率点追踪(MPPT)技术,提高光能转换效率。经过后续直流转换直流电路(DCDC)升压和低压差线性稳压器(LDO)稳压后为光频传感器核心电路供电。
如图4所示，电源管理电路主要包括MPPT、LDO、DCDC和四个电容。工作原理是由电容CDD给MPPT和DCDC供电，而CST做为超级电容用于能量存储和为LDO供电，这就允许CDD选用容值小的电容来确保电源管理电路更快的激活。电容Cbuf用作MPPT的能量缓冲器，CREG为LDO提供环路稳定性补偿和滤波。因为环境光能比较微弱，能量采集系统提供的电压VDC一般小于300mV，达不到MPPT和DCDC的工作电压，需要一个启动电路，启动电路里集成了电荷泵和欠压保护电路，电荷泵的作用是将CDD预充电到VDDmin，当欠压保护电路检测到VDD>VDDmin后，发出使能信号，让DCDC正常工作，否则关闭DCDC。一旦DCDC正常工作，就关闭启动电路，降低功耗。关闭启动电路后，CDD由DCDC继续充电充电到VDDtypical，这个值高于VDDmin，当DCDC里面的内部控制逻辑单元检测到电压VDD>VDDtypical，切换输出通道让DCDC给超级电容CST充电，当电压VDD<VDDmin时，输出通道再切换回来给CDD充电。这时光能都储存于超级电容CST中，LDO的作用是得到一个稳定并且合适的电压值VREG，为光频核心电路提供电源。
另一方面，光频传感器核心电路包括两大部分，第一部分是光电流检测电路，第二部分是电流转频率电路(I/F)，将检测到的电流转化为成正比的频率信号。
光电流检测电路里采用暗电流抵消技术，基本工作原理和图2中结构一样，也是利用被金属遮盖的光电二极管PD_1来产生暗电流，来抵消掉正常接收光照的PD_2中的暗电流。但是，从图3中，可以发现光电二极管的暗电流随温度升高急剧增大，尤其在低光照，高温时，光照产生的光电流非常小，虽然理想情况下，可以完全抵消暗电流，但是如果是传统的图2中的结构，会由于工艺偏差，两组光电二极管和电流镜都存在失配情况，尽管失配非小，但是也会导致电流I2中加入一些暗电流，尤其是在高温，低光照时，光电流非常微弱，以至于失配造成的残留暗电流都比光电流大，严重影响整个光频芯片的动态范围。
从图3中，发现可以通过限制光电二极管的反偏电为0来限制暗电流的大小为0。本发明创新性提出了如图5所示的光电流检测电路，M5和运放A1构成负反馈结构，A1的“+”端接地，那么光电二极管PD_1的反偏电压就只剩下运放的失调电压VOS，再镜像复制出一个和A1一样的运放Ar1用于钳位光电二极管PD_2的电压，两个管子M5和M6也是同样的宽长比，这样两组光电二极管产生的暗电流都非常小，而且由于两个运放电路A1和Ar1一样，它们的失调电压随(工艺-电压-温度)PVT的变化也是一样，这样失调电压偏差造成的暗电流也会被抵消掉，所以两组光电二极管在温度和反偏电压一致的情况下，产生的暗电流是一样的，尽管也会存在失配等非理想因素，但是因为暗电流本来已经很小了，抵消掉光电流中的暗电流后，检测到的电流I2中存在的暗电流成分就非常低了，几乎可以忽略了。这种结构的一大优点就是大大降低电路复杂性，从而降低功耗，因为不需要设计一个很复杂的低失调运放，失调电压的非理想因素造成的暗电流也会被抵消掉。
从图4中可以发现，在较小反偏电压范围内，比如从-10mV到10mV，暗电流与反偏电压是线性关系。但在较大的反偏电压范围内，比如从-50mV到50mV，暗电流与反偏电 压不是线性关系，这就使得在图2中的结构，被金属覆盖产生暗电流的光电二极管PD_1面积必须要和PD_2大小要一样大，产生的暗电流才可以刚好抵消。这就大大增加了芯片的面积，提高了成本，使之难以用于物联网应用中。但是采用本发明提出的这种结构之后，光电二极管的反偏电压被钳位至运放的失调电压，普通运放的失调电压控制在-10mV到10mV以内是比较容易的，这就使得我们可以降低光电二极管PD_1的面积，比如PD_1的面积降为PD_2的1/N，那PD_1产生的Idark的值也只有PD_2产生的暗电流I’dark的1/N,如果让MOS管M2的宽长比 (W/L)是MOS管M1宽长比(W/L)的N倍，这样镜像后的电流Idark_r依然和PD_2产生的暗电流一样大，这样还是可以几乎完全抵消掉PD_2自身的暗电流。这是本发明的另一个优点，可以减小光电二极管面积，降低成本。
本发明在结合两种传统电路优点的同时，大大降低它们各自缺点对整体电路影响，提高了光频传感器抵抗PVT变化的能力，使之保证高性能的同时，更适合低功耗的物联网场景应用。
如图6所示，电流转频率电路(I/F)是电流频率转换电路；图中，C为充电电容，比较器comp可以采用低功耗的两级运放结构，M7为PMOS管开关，施密特触发器(schmitt)和反相器链(inv chain)构成延迟电路，工作时，由电流镜得到的镜像电流I2为电容C充电，当达到比较器门限Vref时，将产生控制信号VP，经过施密特触发器波形整形反相器链延迟后得到频率输出信号Vout，当充电后，电压VC>Vref，比较器输出低电平信号VP，Vout和VP极性一致，也是低反馈回来控制PMOS管M7导通放电，当电容C的电放完之后，VP变为高电平，Vout也为高，控制M7关断，让电容再次充电，电流大，充电快，频率就高，电流小，充电慢，频率就低这样就实现了电流信号转换频率信号。
如上所述，本发明所述的用于物联网的自供电高性能光频传感器，其改进之后主要优点有三个：第一个是具有高效的快速启动的电源管理电路提供自供电功能，让光频传感器更 好用于物联网中。
第二个是提高光频芯片在低光照高温条件下的性能，整体动态范围得到扩展，同时还减小了芯片面积。
第三个是，采用了简单的运放电路和电流转频率电路，间接降低了电路整体功耗。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (3)
1.一种用于物联网的自供电高性能光频传感器，其特征在于：包括能量采集系统、电源管理电路以及光频传感器核心电路；
所述能量采集系统是利用光电二极管阵列来收集光能，利用最大功率点追踪MPPT技术,提高光能转换效率；经过后续直流转换直流电路DCDC升压和低压差线性稳压器LDO稳压后为光频传感器核心电路供电；
所述电源管理电路主要包括MPPT模块、LDO、DCDC和四个电容；其作用是为光频核心电路提供电源；
所述光频传感器核心电路包括两大部分，第一部分是光电流检测电路，第二部分是电流转频率电路I/F，将检测到的电流转化为成正比的频率信号；
光电流检测电路包括光电二极管PD_1、PD_2、MOS管M1、M2、M3、M4、M5、M6、运放A1、运放Ar1；
光电流检测电路运行时利用被金属遮盖的光电二极管PD_1来产生暗电流，来抵消掉正常接收光照的PD_2中的暗电流；
由MOS管M5和运放A1构成负反馈结构，运放A1的“+”端接地，那么光电二极管PD_1的反偏电压就只剩下运放的失调电压VOS，再镜像复制出一个和A1一样的运放Ar1用于钳位光电二极管PD_2的电压，两个MOS管M5和M6也是同样的宽长比，这样两组光电二极管产生的暗电流都非常小，而且由于两个运放电路A1和Ar1一样，它们的失调电压随工艺-电压-温度的变化也是一样，这样失调电压偏差造成的暗电流也会被抵消掉，所以两组光电二极管在温度 和反偏电压一致的情况下，产生的暗电流是一样的；
电流转频率电路包括充电电容C、比较器comp、施密特触发器(schmitt)和反相器链(inv chain)；
其中，比较器comp采用低功耗的两级运放结构，M7为PMOS管开关，施密特触发器(schmitt)和反相器链(inv chain)构成延迟电路；
工作时，由电流镜得到的镜像电流I2为电容C充电，当达到比较器门限Vref时，将产生控制信 号VP，经过施密特触发器波形整形反相器链延迟后得到频率输出信号Vout，当充电后，电压VC >Vref，比较器输出低电平信号VP，Vout和VP极性一致，也是低反馈回来控制PMOS管M7导通放电，当电容C的电放完之后，VP变为高电平，Vout也为高，控制M7关断，让电容再次充电，电流大，充电快，频率就高，电流小，充电慢，频率就低这样就实现了电流信号转换频率信号。
2.根据权利要求1所述用于物联网的自供电高性能光频传感器，其特征在于：电源管理电路的实现过程如下；由电容CDD给MPPT和DCDC供电，而CST做为超级电容用于能量存储和为LDO供电，这就允许CDD选用容值小的电容来确保电源管理电路更快的激活；
电容Cbuf用作MPPT的能量缓冲器，CREG为LDO提供环路稳定性补偿和滤波；因为环境光能比较微弱，能量采集系统提供的电压VDC小于300mV，达不到MPPT和DCDC的工作电压，需要一个启动电路，启动电路里集成了电荷泵和欠压保护电路，电荷泵的作用是将CDD预充电到VDDmin，当欠压保护电路检测到VDD>VDDmin后，发出使能信号，让DCDC正常工作，否则关闭DCDC；
一旦DCDC正常工作，就关闭启动电路，降低功耗；关闭启动电路后，CDD由DCDC继续充电充电到VDDtypical，这个值高于VDDmin，当DCDC里面的内部控制逻辑单元检测到电压VDD>VDDtypical，切换输出通道让DCDC给超级电容CST充电，当电压VDD<VDDmin时，输出通道再切换回来给CDD充电；这时光能都储存于超级电容CST中，LDO的作用是得到一个稳定并且合适的电压值VREG，为光频核心电路提供电源。
3.根据权利要求1所述用于物联网的自供电高性能光频传感器，其特征在于：光电二极管PD_1的面积降为PD_2的1/N，使其光电二极管PD_1产生的Idark的值也只有PD_2产生的暗电流I’dark的1/N；
让MOS管M2的宽长比(W/L)是MOS管M1宽长比(W/L)的N倍，使其镜像后的电流Idark_r依然和PD_2产生的暗电流一样大。
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