CN108112106A - 一种感应加热高周波电源智能控制系统 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种感应加热高周波电源智能控制系统，包括整流系统、DSP芯片和PWM逆变系统，其中整流系统采用三相全控整流的方式进行电源调功，PWM逆变系统包括数字锁相环模块、PWM信号输出模块和脉冲整形与驱动模块。本感应加热高周波电源智能控制系统以DSP芯片为控制系统的核心，在尽可能利用DSP芯片内资源的基础上，实现控制系统主要控制环节的数字化，并且通过整流系统、DSP芯片和PWM逆变系统之间的配合实现了逆变器开关管驱动信号的自动产生、全控整流脉冲的自动生成和反馈、保护信号的自动采集及计算和控制时序的自动选择，解决了感应加热高周波电源在大容量化和高频化过程中负载匹配及控制困难的问题。
Description
技术领域
本发明涉及电源控制技术领域，具体涉及一种感应加热高周波电源智能控制系统。
背景技术
感应加热技术是一种先进的加热技术,它具有传统加热方法所不具备的优点因而在国民经济和社会生活中获得了广泛的应用。随着电力电子器件制造技术及其控制技术的逐步成熟,以电力半导体器件为主要元件的固态电源的制造成本正在迅速下降,不断提升其性能水平是这种新技术获得最大限度推广的重要条件。
我国感应加热技术从50年代开始就被广泛应用于工业生产当中，60年代末开始研制晶闸管中频电源，80年代之后在中频(150Hz～20kHz)范围内，晶闸管感应加热装置己经完全取代了传统的中频发电机和电磁倍频器，国外的装置容量己经达到数十兆瓦。在超音频(20kHz～100kHz)范围内，IGBT的应用占主导地位。1994年日本采用IGBT研制出了1200kW/50kHz的电流型感应加热高周波电源，逆变器工作于零电压开关状态，实现了微机控制。
感应加热高周波电源技术的发展与电力电子器件的发展以及数字化电子控制密不可分，随着电力电子器件的大容量化、高频化发展，必将带动感应加热高周波电源的大容量化、高频化。但是目前感应加热高周波电源的大容量化和高频化过程中主要存在如下技术难题：(1)负载匹配困难，由于感应加热高周波电源多应用于工业现场，其运行工况比较复杂，它与钢铁、冶金和金属热处理行业具有十分密切的联系，它的负载对象各式各样，而电源逆变器与负载是一有机的整体，负载直接影响到电源的运行效率和可靠性，对焊接、表面热处理等负载，一般采用匹配变压器连接电源和负载感应器，对高频、超音频电源用的匹配变压器要求漏抗很小，如何实现匹配变压器的高能输入效率，从磁性材料选择到绕组结构的设计己成为一个技术难点，另外，如何从电路拓扑上负载结构以三个无源元件代替原来的两个无源元件以取消匹配变压器，实现高效、低成本隔离匹配，也是目前急需解决的问题；(2)成套装置及智能化控制问题，随着感应热处理生产线自动化控制程度及对电源可靠性要求的提高，感应加热高周波电源正向智能化控制方向发展，如何实现具有计算机智能接口、远程控制、故障自动诊断等控制性能正成为当下阻碍感应加热高周波电源发展的一个技术难点。
针对感应加热高周波电源技术国内外也做过大量的研究，例如公开号为CN102545660A的中国专利申请公开了“一种三相全控整流感应加热电源的相序自适应触发电路”，公开的三相全控整流感应加热电源的相序自适应触发电路串接在三相交流电与三相全桥晶闸管驱动桥之间，主要包括相序判断电路、三相同步信号附加相移及相序选通电路、晶闸管三相触发脉冲移相电路和三相触发脉冲选通及输出电路；由相序判断电路判断感应加热电源的三相接入相序后，由三相同步信号附加相移及相序选通电路产生合适的三相整流触发脉冲，将三相整流触发脉冲送入晶闸管三相触发脉冲移相电路中产生移相；经移相后的三相整流触发脉冲送至三相触发脉冲选通及输出电路，驱动三相全桥晶闸管驱动桥的晶闸管。本发明实现了感应加热电源三相线序的任意接入，并具有结构简单、成本低廉的特点。该专利申请虽然实现了感应加热电源三相线序的任意接入，但是依旧无法解决感应加热电源后续的负载匹配及智能控制的问题。
公开号为CN104322142A的中国专利申请公开了“一种感应加热电源的输出控制系统及方法”，利用控制环和限制环共同控制感应加热电源的输出值，控制环用于在非限制状态下，控制感应加热电源的输出值随着控制环的输入给定值的增大而增大；限制环用于在限制状态下，控制感应加热电源的输出值稳定在限制环输出的限制值。本发明通过针对一个限制条件设置一个限制环，限制状态下通过该限制条件相应的限制环控制电源输出为限制值，解决了目前直接控制控制环输出值的方式下存在的输出抖动的问题，使得感应加热电源能够在全负载范围内平滑调节输出。但是，该专利申请依旧无法实现感应加热电源的智能控制。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明提供了一种基于DSP芯片的数字锁相环和数字移相PWM控制方式的感应加热高周波电源智能控制系统，由DSP芯片对捕获得到的负载信号进行处理实现频率跟踪，并将这个频率信号作为数字PWM控制方式的载波时基，在DSP芯片内实现数字锁相环与PWM的有机结合，实现了控制系统主体部分的数字化。
为实现上述技术方案，本发明提供了一种感应加热高周波电源智能控制系统，包括整流系统、DSP芯片和PWM逆变系统，其中整流系统采用三相全控整流的方式进行电源调功，三相同步信号A、B、C直接由晶闸管的门极引线从主回路的三相进线上取得，经过低通滤波之后，利用6只线性光电耦合器首尾搭接进行电位隔离，获得6个相位互差60度的脉冲同步信号，输入到DSP芯片的CAP1～3引脚中，并且根据脉冲传递过来的时序来决定当前进线相序，同时生成三相矩形状态的检测信号输入到DSP芯片GPIO引脚中，通过DSP芯片来判断当前工作相序，并且通过上述的同步信号直接通过DSP芯片判断是否缺相，其中6路整流移相触发脉冲均由DSP芯片中的定时器0中断计算产生，6路整流移相触发脉冲经晶体管阵列放大后，根据不同的整流管，驱动整流脉冲变压器输出；所述PWM逆变系统包括数字锁相环模块、PWM信号输出模块和脉冲整形与驱动模块，其中数字锁相环模块用于实现环路输出信号与输入信号无误差的频率跟踪，环路输出信号与输入信号频率的差值通过DSP的模拟量输入管脚引入DSP芯片，并将通过数字锁相环模块运算得出的周期加载到通用计时器周期的寄存器中，然后开始产生由此周期决定的PWM脉冲；PWM信号输出模块根据并联负载中逆变的原则，设定PWM信号的输出模式以及启动时所适应的频率，并在保证PWM的占空比不变的情况下结合跟踪反馈的频率进行自动调整；脉冲整形与驱动模块利用SN75453输入来驱动光纤收发器，完成对逆变脉冲的传递，并且将两路桥臂信号通过光纤收发器进行分解产生多路逆变脉冲。
优选的，所述DSP芯片采用TM320F28335DSP芯片，所述TM320F28335DSP芯片中加载有相序自适应算法，并且设置有多路AD端口，通过TM320F28335DSP芯片上设置的多路AD端口引入输入输出的电压、电流跟踪信号以及功率调整信号，获取需要调整功率的信息，然后在内部进行计算后输出全控整流触发脉冲。如此一来，可以精确获取多路电流和电压，并经过处理后精确并输出全控整流触发脉冲，提高整个控制系统运行的稳定性和精确性。
优选的，所述整流系统中包括三相相序采集模块和三相相序缺失分析模块，所述三相相序采集模块使用线性光耦按照ABC的顺序首尾连接方式获取每一项与接近相的自然换相点的脉冲信号，并以脉宽信号的1号信号作为相序状态信号，通过1号信号判断相序，然后控制1号和2号信号组合产生处于自然换相点的同步脉冲信号，并以此脉冲作为整流脉冲的起步点来使用；所述三相相序缺失分析模块通过时钟脉冲的办法来实现脉冲移相，从而获得准确可靠的触发脉冲，然后经过DSP分析相序之后，依据各个同步脉冲点，计算出各个整流脉冲的输出情况，从而为整个控制系统的智能化控制提供有力保障。
优选的，所述三相相序采集模块中的三相进线信号从整流模块上获取，并通过相序信号采集电路引入DSP的CAP和GPIO中，交直流的电压、电流信号、调功信号通过AD端口接入DSP中，电流信号的接受通过互感器引入，经过调整后的电压接入DSP后，在TM320F28335DSP芯片中进行计算，并根据选择的运转模式进行移相计算。
优选的，整流系统中的脉冲输出是利用定时器方式建立整流脉冲的输出，脉冲的移相时间和脉冲宽度都在定时器中进行计算，在输出的后端利用驱动阵列生成驱动脉冲，然后利用脉冲变压器驱动整流模块，完成驱动过程。
优选的，所述PWM逆变系统包括补偿电容侧限压检测电路、补偿电容侧频率检测电路和逆变输出侧过压检测电路，所述补偿电容侧限压检测电路通过电压互感器连接到负载两侧，获取负载的交流实时电压值，然后通过AD通道采集到DSP芯片中，然后通过DSP芯片计算采样数据的有效值；所述补偿电容侧频率检测电路通过过零检测电路获取过零脉冲，输入到DSP的eCAP端进行频率捕获，同时连接DSP的中断触发器，在中断服务程序中启动定时器来计算脉冲频率；所述逆变输出侧过压检测电路通过电压互感器采用交流采样、峰值检测的方式来获取逆变侧的电压作为过压保护来使用。
优选的，所述逆变输出侧过压检测电路利用过零触发电路的输出接TM320F28335DSP芯片外部不可屏蔽中断引脚NMI，确保了中断的实时响应，同时过零触发电路的输出还接到捕获器的输入端eCAP，使用定时器作捕获器的时基，捕获器可以捕获2个脉冲间隔的时间，计算出逆变侧电压的周期和频率。
优选的，所述PWM逆变系统的启动采用并联谐振的运行模式，采用扫频方式起动，并与数字锁相环模块配合，利用DSP芯片的eCAP对过零信号进行捕获，计算负载频率，然后通知ePWM调整逆变脉冲频率。
优选的，本控制系统采用并联谐振的运行模式，利用DSP的eCAP对过零信号进行捕获，计算负载频率，然后通知ePWM调整逆变脉冲频率，并采取高频到低频的扫描过程来决定谐振频率的位置。
优选的，本控制系统在系统启动的时候首先判断当前进线的相序方向，利用两个周期的时间确定，并利用捕获脉冲的下降沿作为同步采样起始点，同时在读取状态时需要延迟0.5ms以获得最稳定的状态值；初始化结束后，进入启动过程，如果启动进行整流控制，则在每次采样同步脉冲进入的时候，将判断当前处于何种状态，然后查表得出应该驱动那一路GPIO端口，同时结合移相角度来定时完成对晶闸管的触发，如果一切正常则将不需要进行比较，而是直接通过查表和索引就可以找到输出位置，如此一来，可以保障系统的快速稳定启动。
本发明提供的一种感应加热高周波电源智能控制系统有益效果在于：
(1)本感应加热高周波电源智能控制系统以DSP芯片为控制系统的核心，在尽可能利用DSP芯片内资源的基础上，实现控制系统主要控制环节的数字化，并且通过整流系统、DSP芯片和PWM逆变系统之间的配合实现了逆变器开关管驱动信号的自动产生、全控整流脉冲的自动生成和反馈、保护信号的自动采集及计算和控制时序的自动选择，解决了感应加热高周波电源在大容量化和高频化过程中负载匹配困难的问题；
(2)本感应加热高周波电源智能控制系统根据感应加热高周波电源因其负载固有特性，通过设置的补偿电容侧限压检测电路、补偿电容侧频率检测电路和逆变输出侧过压检测电路之间的配合实现了逆变器工作频率与负载频率同步的频率跟踪功能，并通过基于DSP芯片的数字锁相环和数字移相PWM控制方式，由DSP芯片对捕获得到的负载信号进行处理实现频率跟踪，并以此频率信号作为数字PWM控制方式的载波时基，在DSP内实现数字锁相环与PWM的有机结合，实现了控制系统主体部分的数字化，提高了感应加热高周波电源控制的智能化程度。
附图说明
图1为本发明的控制系统总体设计图；
图2为本发明中DSP芯片核心控制框图；
图3为本发明中全控整流功能框图；
图4为本发明中相序采集电路图；
图5为本发明中PWM逆变模块功能示意图；
图6为本发明中锁相环原理示意图；
图7为本发明中基于DspPLL的数字锁相环电路系统图；
图8为本发明中系统控制与保护功能框图；
图9为本发明中ADC模块功能框图；
图10为本发明中进线相序的结构、器件布局示意图；
图11为本发明中结构、器件布局、IGBT器件连接电路图；
图12为本发明中结构、器件布局、IGBT器件开关时间示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。本领域普通人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，均属于本发明的保护范围。
实施例：一种感应加热高周波电源智能控制系统。
参照图1所示，一种感应加热高周波电源智能控制系统，包括整流系统、DSP芯片1和PWM逆变系统，其中DSP芯片1采用TM320F28335DSP芯片，所述TM320F28335DSP芯片中加载有相序自适应算法，并且设置有多路AD端口，三相信号2经过交流过流检测电路3后直接输入至DSP芯片1中，同时三相信号2经过三相同步脉冲产生及状态信号检测电路6处理后与DSP芯片1连接，DSP芯片1通过自适应计算后通过三相全控整流驱动隔离电路7将处理后的信号传输至三相全控整流电路4，三相全控整流电路4将三相信号通过互感器5传输至全桥逆变器10中，DSP芯片1通过隔离驱动电路9直接驱动全桥逆变器10，并且互感器5输出侧还通过直流侧过流检测电路直接与DSP芯片1连接，以防止互感器5输出侧电流过大对系统造成损害，全桥逆变器10的一侧并联有一个补偿电容11，补偿电容11的一侧设置有三个并行设置的补偿电容侧频率检测电路12、补偿电容侧限压检测电路13和逆变输出侧过压检测电路14，补偿电容侧限压检测电路13通过电压互感器连接到补偿电容11两侧，获取负载的交流实时电压值，然后通过AD通道采集到DSP芯片中，然后通过DSP芯片1计算采样数据的有效值；补偿电容侧频率检测电路12通过过零检测电路获取过零脉冲，输入到DSP芯片1的eCAP端进行频率捕获，同时连接DSP的中断触发器，在中断服务程序中启动定时器来计算脉冲频率，逆变输出侧过压检测电路14通过电压互感器采用交流采样、峰值检测的方式来获取逆变侧的电压并输入至DSP芯片1中作为过压保护来使用，外部的故障检测电路16和人机界面15分别与DSP芯片1上对应的端口连接。
图2为本发明中DSP芯片核心控制框图，参照图2所示，本控制系统的核心部分由TM320F28335DSP芯片1进行控制，直流电压采样电路21、直流电流采样电路22、逆变输出电压采样电路23以及补偿电容电压采样电路24分别与TM320F28335DSP芯片1上的AD输入端口连接，过流过压、缺水保护电路25与TM320F28335DSP芯片1上的INT输入端口连接，逆变频率、进线同步信号捕获电路26与TM320F28335DSP芯片1上的CAP输入端口连接，TM320F28335DSP芯片1上的SCI输出端口与屏幕显示27连接，外设输入输出控制电路28与TM320F28335DSP芯片1上的GPIO输出端口连接，显示仪表29的输入端与TM320F28335DSP芯片1上的PWM5-6输出端口连接，TM320F28335DSP芯片1上的PWM4输出端口通过逆变驱动电路30与逆变桥路31连接，TM320F28335DSP芯片1上的PWM0-5输出端口分别通过整流驱动电路32与整流桥路33连接。
图3为本实施例的全控整流功能框图，参照图3所示，三相同步信号A、B、C通过相序信号采集模块41采集后直接输入至DSP芯片1中，而外部的其他调整信号42直接输入至DSP芯片1中，通过DSP芯片1的比对来判断当前工作相序，并且根据处理的结果通过整流脉冲驱动板43(变压器隔离)控制可控硅整流模块44。
相序采集的方式如图4所示，使用线性光耦按照ABC的顺序首尾连接方式获取每一项与接近相的自然换相点的脉冲信号，并以脉宽信号的1号信号作为相序状态信号，通过1号信号判断相序，然后控制1号和2号信号组合产生处于自然换相点的同步脉冲信号，并以此脉冲作为整流脉冲的起步点来使用。DSP芯片1分析相序之后，依据各个同步脉冲点，就可以计算出各个整流脉冲的输出情况，其中正常的整流脉冲输出要求的20ms的范围内(即一个周期)，依照三个相位互差60度的同步脉冲，(这个同步脉冲已经实现，需要的是对其进行验证，以避免出现相位缺失或偏相问题)生成整流触发信号，依次触发三相桥式中的六个晶闸管。同时要求触发脉冲的宽度要小于60度(即3.333ms)，需要触发两次；而移相角度的建立是基于同步信号的捕捉上，因为同步信号的捕捉是建立的三相交流的自然换相点上，而这个换相点也正是移相角度的起始位置，即是ABC三相过零点后的30度开始，从三相整流原理得知，可以将整流移相角度定义为(0～150度)即实际各个相的30～180的位置，当整流移相角度为0～90度时，直流输出为正向电压，当超过90度时，原则上整流输出后经过逆变桥路之后将形成有源逆变模式，此时直流的输出为负值，然后利用隔离变压器将脉冲信号输送到整流模块中，最后根据反馈部分的各种反馈信号，来决定输出整流脉冲的移相角度，从而得到直流电压的控制，控制的范围如前面所述：角度在同步脉冲下降沿产生后启动0～150度，即延迟0～8.3333ms，采用此种相序采集的方式可以创建相序自适应整流脉冲触发信号，两路的脉宽信号以及其产生的原理决定了整流触发的起始位置，可以通过硬件电路的方式直接解决相序自适应问题。
本实施例中，三相进线是从整流模块上获取，通过相序信号采集电路引入DSP芯片1的CAP和GPIO中，而其他控制信号是利用AD采样将交直流的电压、电流信号、调功信号通过ADC接入DSP中，关于电流信号的接受需要通过互感器的方式引入，经过调整后的电压接入DSP后，在DSP芯片1中进行计算，根据当前选择的运转模式(恒压、恒流、恒功率)进行移相计算。外围的保护信号通过中断的方式引入到过程模块中，并通过外围的保护信号决定整流脉冲的移相角度，当有保护信号介入时，原则上将移相角度释放到最大，并且缓慢释放，以避免直接关断的方法引起瞬间的冲击。
本实施例中，利用定时器方式建立整流脉冲的输出，在CAP中断中根据计算好的相序步骤来决定向那一路GPIO中输出脉冲，脉冲的移相时间和脉冲宽度都在定时器中进行计算。在输出的后端利用驱动阵列生成驱动脉冲，然后利用脉冲变压器驱动整流模块，完成驱动过程。输出信号的驱动，需要根据使用的可控硅整流模块的要求设计驱动，普通的可控硅使用ULN系列的驱动脉冲变压器即可。
本控制系统中的整流系统采用三相全控整流的方式进行电源调功，整流系统包括三相自然换相点和状态生成电路、自然换相点捕获电路、相序状态捕获电路、相序自适应电路、整流脉冲输出电路和末级驱动电路，三相同步信号A、B、C直接由晶闸管的门极引线从主回路的三相进线上取得，经过低通滤波之后，利用6只线性光电耦合器首尾搭接进行电位隔离，获得6个相位互差60度的脉冲同步信号，输入到DSP芯片的CAP1～3引脚中，并且根据脉冲传递过来的时序来决定当前进线相序，同时生成三相矩形状态的检测信号输入到DSP芯片GPIO引脚中，通过DSP芯片来判断当前工作相序，并且通过上述的同步信号直接通过DSP芯片判断是否缺相，其中6路整流移相触发脉冲均由DSP芯片种的定时器0中断计算产生，6路整流移相触发脉冲经晶体管阵列放大后，根据不同的整流管，驱动整流脉冲变压器输出。如此一来，可以在省去零序电流互感器的同时保证系统的稳定运行。
本实施例中，TM320F28335DSP芯片1的内部装载有相序自适应算法，确保了中频电源的三相交流输入可以不分相序，在TM320F28335DSP芯片1中选择多路AD端口，引入输入输出的电压、电流跟踪信号以及功率调整信号，获取需要调整功率的信息，然后在内部进行计算，输出全控整流触发脉冲。数字触发的特征是用内部计数(时钟脉冲)的办法来实现脉冲移相，从而获得更为准确可靠的触发脉冲，6路整流移相触发脉冲均由TM320F28335DSP芯片1的定时器0中断计算产生，6路整流移相触发脉冲经晶体管阵列(类似ULN2003)放大后，根据不同的整流管，并结合驱动的能力，驱动整流脉冲变压器输出，以确保脉冲信号稳定输出。
PWM逆变系统需要完成对逆变脉冲的生成以及启动的过程，同时需要关注逆变脉冲的驱动要求，PWM逆变系统包括数字锁相环模块、PWM信号输出模块和脉冲整形与驱动模块，其中数字锁相环模块采用数字的方法来建立锁相环节，用于实现环路输出信号与输入信号无误差的频率跟踪，环路输出信号与输入信号频率的差值通过DSP的模拟量输入管脚引入DSP芯片，并将通过数字锁相环模块运算得出的周期加载到通用计时器周期的寄存器中，然后开始产生由此周期决定的PWM脉冲；在并联负载的逆变过程中，两个桥臂的逆变脉冲必须有重叠时间，但是DSP芯片只是内部设定了死区时间，而没有重叠时间的设计，需要选择一种工作方式进行定义，为此本控制系统中PWM信号输出模块根据并联负载中逆变的原则，设定PWM信号的输出模式以及启动时所适应的频率，并在保证PWM的占空比不变的情况下结合跟踪反馈的频率进行自动调整，从而解决了DSP芯片无法实现在并联负载中产生自适应逆变脉冲的难题；脉冲整形与驱动模块利用SN754XX输入来驱动光纤收发器，完成对逆变脉冲的传递，并且将两路桥臂信号通过光纤收发器进行分解产生多路逆变脉冲，从而解决了PWM信号整形过程中，PWM的设计只是具备死区时间，而没有重叠时间的设计，而在并联负载中需要使脉冲重叠来保证电流源负载不能处于开路状态，需要将具备死区控制时间的脉冲信号进行反向处理后输出的问题。本控制系统采用频率扫描的方式来决定负载的谐振频率为多少，进入谐振频率之后再通知系统可以提高直流输入电压。
图5为本发明中PWM逆变模块功能示意图，参照图5所示，重叠区域调整信号51和频率跟踪信号采集、跟踪处理信号52同时输入至DSP芯片1中，数字锁相环模块55和PWM脉冲生成模块56对DSP芯片1中的信号进行处理后通过逆变脉冲整形与驱动电路53驱动光纤收发器，完成对逆变脉冲的传递，并且将两路桥臂信号通过光纤收发器进行分解产生多路逆变脉冲。
锁相环(PhaseLockedLoop.PLL)是一种相位自动跟踪系统，其作用是实现环路输出信号与输入信号无误差的频率跟踪。基于PWM控制的逆变电源为了能够实现PWM控制，同时实现对负载的良好匹配，必须要能够很好地实现频率跟踪。图6为本发明中锁相环原理示意图，参照图6所示，本系统中锁相环主要由鉴相器(PD)61，低通滤波器(LPF)62和压控振荡器(VCO)63组成，锁相环的工作过程是一个循环校正的过程，当压控振荡器63输出的信号T0和鉴相器61输出的信号T之间有相位差时，鉴相器61输出与相位差大小成比例的脉冲作用在低通滤波器62上，滤波后的电压使压控振荡器63的输出频率发生变化，直至两者相位差为零，达到同频同相为止。
图7为本发明中基于DspPLL的数字锁相环电路系统图，参照图7所示，逆变输出信号通过逆变输出侧过压检测电路14使用电压互感器采用交流采样、峰值检测的方式来获取逆变侧的电压并通过第一分压保护电路71引入DSP芯片1的AD接口，补偿电容11一侧的补偿电容侧频率检测电路12通过第三分压保护电路73连接至相位检测电路74，信号经过相位检测后通过定时器75输入至DSP芯片1中，补偿电容侧限压检测电路13通过第二分压保护电路72直接引入DSP芯片1的AD接口。如此一来，根据锁相环的工作原理，可以用DSP芯片来实现数字锁相环DspPLL，对于并联谐振逆变器，其输出电流和谐振电容端的输出电流的相角差φ＝90°时，锁相成功，以此原理，在PLL系统中，与φ成比例的RC滤波器输出电流与一个相当于90°的值比较，差值为零时，开关频率与负载频率相匹配，该差值通过DSP的模拟量输入管脚引入DSP，通过PLL运算得出的周期被加载到通用计时器周期寄存器中，然后开始产生由这个周期决定的PWM脉冲。
本实施例中系统采用并联谐振的运行模式，并联谐振的运行模式决定了其起动难于串联谐振，因此本系统采用扫频方式起动，这种方式是与PLL配合使用，利用DSP的eCAP对过零信号进行捕获，计算负载频率，然后通知ePWM调整逆变脉冲频率，这个过程是PLL的过程，但是在实际的应用中，控制系统将采取高频到低频的扫描过程来决定谐振频率的位置，由于在感应加热的逆变过程中希望将负载运转到容性负载状态下，即电压的换零点将滞后于电流的换零点，所以在谐振状态下，对补偿电容两端的电压进行取样的时候，其过零点的相位将滞后逆变脉冲输出过零点，并且保持在一定的范围，则系统认为此时的状态为系统谐振状态。也就是说启动采取频率扫描的方式，由高到低运转(容性负载特性决定)，扫描的过程中，当反馈频率与输出频率的相位差达到一定的角度后即认为系统处于谐振状态，同时在系统中可以增加频率自动保存功能，用来在系统重复启动的时候可以直接使用这个频率进行启动，而不需要重头开始，如果启动不正常再重新扫描；扫频如果不成功的话系统将输出报警信息，并且控制实际的逆变以及整流的过程(即启动保护过程)，如此一来，可以确保控制系统可以适应不同负载下实现稳定启动，解决了目前行业中普遍存在的：由于感应加热高周波电源多应用于工业现场，其运行工况比较复杂，它的负载对象各式各样而导致的启动困难的问题。
图8为本发明中系统控制与保护功能框图，参照图8所示，进线电流互感器81通过进线电流信号调理电路84与DSP芯片1的信号输入端口连接，逆变输出侧电压互感器82通过逆变输出电压信号调理电路85与DSP芯片1的信号输入端口连接，补偿电容侧电压互感器83分别通过负载电压信号获取电路86和负载电流信号获取电路87与DSP芯片1的信号输入端口连接，外部信号中的外设水温保护电路88、外设循环压力保护电路89及零序电流保护电路90分别与DSP芯片1的信号输入端口连接，DSP芯片1的信号输出端口分别与全控整流电路91、逆变输出电路92和旁路可控硅电路93连接，DSP芯片1的信号输出端口还分别与电压表103、电流表104、功率表105和频率表106连接，自动功率调整信号94、自动控制启停信号95、手动功率调整信号96、手动启停信号97、限压值98、限流值101、重叠时间99、启动电流102以及它激信号频率100等参数可通过人机界面15输入至DSP芯片1中。其中，负载电流信号获取电路87在中频电压测量方面，需要对负载侧的输出电压进行直接交流测量，测量的手段是通过电压互感器连接到负载两侧，获取负载的交流实时电压值，然后通过AD通道采集到DSP中，然后计算采样数据的有效值，这样就会获取实际的中频电压施加的电压值；进线电流检测采用直流方式检测，过流保护检测时使用；负载频率检测采用在负载端获取负载电压，通过过零检测电路获取过零脉冲，输入到DSP的eCAP端进行频率捕获。同时连接DSP的中断触发中，在中断服务程序中启动定时器来计算脉冲频；逆变输出电压信号调理电路85是通过电压互感器获取的电压作为过压保护来使用；属于交流采样，峰值检测，在算法中应该增加滤波处理。
本控制系统中采用的TM320F28335DSP芯片1包括多个AD采样接口，AD采样是依据DSP的AD转换原则对输入的模拟信号进行转换和处理，以下是AD采样过程中的技术指标：
1)分辩率(Resolution)指数字量变化一个最小量时模拟信号的变化量，定义为满刻度与2n的比值。分辩率又称精度，通常以数字信号的位数来表示；
2)转换速率(Conversion Rate)是指完成一次从模拟转换到数字的AD转换所需的时间的倒数。积分型AD的转换时间是毫秒级属低速AD，逐次比较型AD是微秒级属中速AD，全并行/串并行型AD可达到纳秒级。采样时间则是另外一个概念，是指两次转换的间隔。为了保证转换的正确完成，采样速率(Sample Rate)必须小于或等于转换速率。因此有人习惯上将转换速率在数值上等同于采样速率也是可以接受的。常用单位是ksps和Msps，表示每秒采样千/百万次(kilo/Million Samples per Second)；
3)量化误差(Quantizing Error)由于AD的有限分辩率而引起的误差，即有限分辩率AD的阶梯状转移特性曲线与无限分辩率AD(理想AD)的转移特性曲线(直线)之间的最大偏差。通常是1个或半个最小数字量的模拟变化量，表示为1LSB、1/2LSB；
4)偏移误差(Offset Error)输入信号为零时输出信号不为零的值，可外接电位器调至最小；
5)满刻度误差(Full Scale Error)满度输出时对应的输入信号与理想输入信号值之差；
6)线性度(Linearity)实际转换器的转移函数与理想直线的最大偏移，不包括以上三种误差；
AD转换的过程尽量依托于DSP内部的计算优势进行处理，而外围的电路只是涉及到保护条件的输入即可。
本控制系统中采用的TM320F28335DSP芯片1还具备ADC功能，图9为本发明中ADC模块功能框图，参照图9所示，ADC功能具备的能力为：
a)12位分辨率带流水线功能；
b)在ADC时钟为25M时，其数值转换时间为80ns，允许反馈环路和多通道的编程转换以获取更高的采样速率，最大具备12.5MSPS能力。
c)外部和事件触发的A/D转换要求，可以避免CPU的参与；
d)2个双缓冲的数据寄存器可以缩短提取结果的所需要的时间。同时支持DMA方式；
e)一共有16个多路复用模拟输入通道；
f)通过转换自动序列发生器来切换输入通道，免CPU参与，从而提高吞吐量；支持16个通道独立“自动转换”，每次转换的通道可以通过软件编程选择；
g)一共有2个排序器，1个转换器
h)2个采样和保持(S/H)器；
i)具备同时或顺序采样模式；
j)模拟输入电压范围为0～3V；
k)有多个触发源可以启动ADC转换(SOC)：
S/W-软启动；
ePWM启动转换；
XINT2ADC启动转换；
l)灵活的中断控制，允许每个或每隔一个序列转换结束产生中断请求；
m)排序器可工作在启动/停止模式，允许“多个排序触发”同步转换；
n)SOCA和SOCB在双排序模式下可以独立触发；
o)采样保持(S/H)采集时间窗口有独立的预定标控制。
本控制系统中的逆变负载侧交流电压有效值测量方法如下：交流采样是对被测信号的瞬时值进行采样，然后对采样值进行分析计算获取被测量的信息，交流采样的采样速率要求高，程序计算量相对较大，但是它的采样值中所含信息量大，可通过不同的算法获取所需的多种信息(如有效值、相位、谐波分量等)，其实时性好，正适合于DSP技术应用。
对周期为T的被测电气信号在t0,t1,…,ti,…,tN(i＝0,1,…,N；下同)时刻进行交流采样，不失一般性，令t0＝0，如果有
Δt＝tN-T＝0 (1)
Δti＝ti+1-ti＝Ts (2)
式(1)(2)成立，则称采样为理想同步采样，其中Ts为采样周期。可见，理想同步须满足2个条件；
a.信号周期和采样周期存在整数倍的关系；
b.采样点间的时间间隔应严格保持一致；
这时,第i采样点的采样时刻为
ti＝i×T/N (3)
但是在实际的应用中，同步总是相对的，绝对同步只是理想情况。在实际同步采样中，要严格满足式(3)很困难。为便于讨论，定义第i个采样点同步误差为Δti′＝ti′-iT/N，表示第i个采样点的实际采样时刻ti′与其理想同步采样时刻ti之间的偏差。
对于检测精度要求高的场合，一般交流采样技术有硬件同步采样和软件同步采样2种方式。硬件同步采样用得相对较少，其用专门的硬件电路产生同步于被测信号的采样信号，精度高，但硬件复杂、成本较高、不灵活，例如目前用得较多的锁相环同步电路。而软件同步由定时器中断实现，它首先测量信号周期T，然后根据周期T和每周期内的采样点数N确定定时器的定时值T/N。软件同步不需要专用的同步电路，与硬件同步相比其硬件结构简单，只需在采样装置中设置逆变频率跟踪测量环节即可，这种方法正是在整个控制系统中需要实现的环节(即PLL)，可以直接利用。
本控制系统中的逆变交流电压频率测量方法如下：根据上面关于电压的测量的频率跟踪方式即可以进行电压频率的检测，其过程如下：采样时的周期值总是根据在此之前测定的逆变电源周期确定的，由于加工工程中，逆变周期是一个变化量，但在一个较短的时间内(如近几个周期)，可以将其看作一个常量，即可将其看作一个短时平稳信号。利用过零触发电路的输出接TMS320F28335外部不可屏蔽中断引脚NMI，确保了中断的实时响应；同时过零触发电路的输出还接到捕获器的输入端eCAP4，使用T2定时器作捕获器的时基，捕获器可以捕获2个脉冲间隔的时间(用T2计数器的变化量表示)，这样可以计算出周期/频率。
本控制系统中逆变负载交流电压电流相位差测量方法如下：参照电压和电流的相位来进行，由于关于负载侧的电流检测没有真正执行，可以通过逆变输出脉冲的相位来进行计算，也可以计算其相位差，当得知电压与电流的相位差，则可以计算电源系统的功率因数等数据。
本控制系统中DA数据输出方法如下：由于采用数字化的设计方法，所以许多电源参数都是利用算法进行计算出来的，当需要将其在相关的仪表中显示的时候，需要将其进行转化输出，虽然现在市场上有各种各样的数字化仪表，但是模拟量的输出也是必不可少的，而本控制系统中DA数据输出采用ePWM信号进行模拟量的输出。
本控制系统中电源性能监测方法如下：监测交流电量一般包括(U、I、P、Q、cosф、F)，其中频率F的测量通过上面所述将很容易实现。功率因数cosф＝P/Q,只要算出有功功率(P)、无功功率(Q)，cosф很快便可得到，而功率的计算将依托实际电流的数值才能够完成，所以将在第二次的升级设计中增加对电源实际效率的检测，即逆变负载侧交流电流有效值测量。
本控制系统中DSP芯片是整个控制的核心部件，需要解决DSP芯片中各个外设控制功能的定义方法以及采用的手段之后，再建立输入输出信号的定义，然后进入系统的进行系统功能设计，所有的设计过程将以设计对比表格、软件流程图和电路图的方式进行描述，同时对各个功能块进行分类编号，编号规则如下：
·输入输出：IO
■自动采样信号：IO-In-S-？为系统通过各种传感器采集的模拟和开关信号；
■手动输入信号：IO-In-M-？在电源系统的外壳上设置的输入按钮及断路器信号；
■自动(第三方)输入信号：IO-In-A-？通过内部接线板引入的第三方设备控制信息；
■操作界面输入参数：IO-In-OP-？在OP操作界面上输入的各种系统配置参数，主要通过串口进入；
■输出面板指示信号：IO-Out-L-？在电源系统的外壳上设置的运行状态指示灯，内部的状态指示将在电路设计的过程中直接定义，将在电路板的背面或侧面直接显示。
■输出仪表信号：IO-OUT-I-？将经过精密采样的值通过PWM口进行模拟量的直接传送，输出仪表直流部分、进线交流和逆变直流部分电压。
■输出电源内部组件控制信号：IO-OUT-IC-？为内部组件控制部分，包括整流脉冲、逆变脉冲、旁路可控硅控制等等。
●控制软件组件：SOFT
■主控制流程：SOFT-MAIN，此过程为控制整个系统的启动、复位、初始化、运转的流程，中间引用了各个其他组件的中间变量。
■PID信号调理：SOFT-PID，针对输入的信号进行的信号调理过程。
■整流脉冲生成：SOFT-RECTIFIER-PLUS，生成整流脉冲的计算过程。
■逆变脉冲生成：SOFT-INVERTER-PLUS,生成逆变脉冲的计算过程。
本控制系统在实际的应用中，采取进线相序自动识别的功能，为全控整流脉冲的输出顺序提供保证，并且跟踪各个同步信号的相位来判别缺相和相位不平衡的状态，其中自然换相点、换相点同步信号、移相角度、相序方向、同步方波信号以及相序方向状态序列表的定义如下：
●自然换相点：三相电源中，根据各个相的电源出现的互相交汇而产生的交叉点为整流后直流电压的自然换相点，此点的位置为各个相的后移30度+？度的位置，？代表了电路的延迟角度。
●换相点同步信号：根据自然换相点而产生的同步信号，此信号分为正向换相点同步和负向换相点同步。每个同步信号间隔60度，一个周期一共会有6个，每个相在一个周期共有2个。而全控整流的可调整移相角度就在这2个脉冲之间变化，从而达到调整直流电压的目的。定义同步信号的名称分别为：1+、1-、2+、2-、3+、3-
●移相角度：用来调整全控整流相位来产生直流电压变化的数值，该数值结合同步脉冲的产生，来决定整流触发脉冲的输出位置，其取值的方法是根据内部PID的数据调节生成0～150度的移相角度。实际中将输出0～140左右，因为同步脉冲检测电路将会引起一定相位移动，不可能一定会在自然换相点的位置准确输出。这样正好也起到了保护目的，以免超过了自然换相点。
●相序方向：根据不同相序的引入，会出现不同的相序方向，根据相位的原理，证明在系统中只会存在正序和逆序两种状态。
●同步方波信号：是产生同步脉冲的前级信号，是每个相的临近两个自然换相点之间的方波信号，同样存在着正方波和负方波信号，在这里只是用正方波。它是由采样电路生成的信号，代表了任意两相的压差关系，一共三路的信号会交替出现。在每60度的间隔上观测三路同步方波信号，都会有不同的状态，这些状态在360度的范围内循环出现，并且不同的相序方向会产生不同的循环序列，所以可以根据方波状态序列来判断相序的方向。同样根据不同的状态结合同步脉冲可以决定驱动那两只晶闸管(双脉冲序列)。
●相序方向状态序列表：此表的生成是结合采样电路来决定的，各个状态部分前后，在系统决定相序后，任意的同步脉冲引入后，都可以通过状态表的状态来决定向那一路晶闸管输出脉冲。
图10为本发明中进线相序的结构、器件布局示意图，三相进线信号2通过相序采集电路41采集后生成状态方波和同步信号，其中状态方波输入至DSP芯片1中的GPIO端口，同步信号输入至DSP芯片1中的eCAP端口，经过DSP芯片1处理后输出驱动脉冲。
本控制系统中DSP管脚布局如表1所示：
表1 DSP管脚布局对应表
本控制系统中DSP状态、同步、触发对应表如表2所示：
表2 DSP状态、同步、触发对应表
本控制系统在系统启动的时候首先判断当前进线的相序方向，可以利用两个周期(2×20ms)的时间确定，即利用捕获脉冲的下降沿作为同步采样起始点，同时在读取状态时需要延迟0.5ms以获得最稳定的状态值；初始化结束后，进入启动过程，如果启动进行整流控制，则在每次采样同步脉冲进入的时候，将判断当前处于何种状态(如果一切正常则将不需要进行比较，而是直接通过查表和索引就可以找到输出位置)，然后查表得出应该驱动那一路GPIO端口，同时结合移相角度来定时完成对晶闸管的触发。
本控制系统中，逆变脉冲的PWM可控输出过程是依据并联负载的逆变理论来完成的，重点是关注逆变频率的跟踪、重叠时间的控制及计算，启动和关闭的顺序等等。定义内容如下：参照图11和图12所示的结构、器件布局、IGBT器件开关时间示意图；
图中：A ---开通起始点 B---关闭起始点
C ---开通和关断交叉点
td(ON)---开通延时时间 tr---上升时间
td(OFF)---关断延迟时间 tf---下降时间
■关于重叠时间的计算采用如下方式：所谓的重叠区域就是tAB＝tAC-tBC。为了避免换相期间的电流断续，逆变器要求在VG1、VG4关断以前，必须使VG3、VG2开通(反之亦同)，为了可靠达到这一效果，在到达C的时候，希望开通器件能够可靠开通，但是需要关断的器件在C点以前不一定能够可靠关断。基于这个道理，对于开通器件将C点选择在(2/3)tr处，而对于关断器件将C点选择在(1/3)
tf处，即重叠区域大小tAB＝td(ON)+(2/3)tr–tD(OFF)-(1/3)tf。此时某些器件的tD(OFF)远大于tD(ON)，那么可以然为重叠时间近似于0，给一个很小的重叠即可。
■关于保证小容性负载工作的条件计算：首先要保证逆变电压过零点位于重叠区域之外；其次不应该靠过零点太近。如果靠的太近，如果有应关断的器件并没有可靠关断，电压过零换相也会引起电流的二次换相产生。因此可以将电压过零点选取在器件的可靠关断点处，即电压过零点滞后于电流过零点的时间为tVD＝(2/3)tr+(2/3)tf
●PWM的时基频率(TBCLK)：经过SYSCLK(外设)分频后获取；
●分别使用PWM1和PWM2控制两个桥臂：1->VG1、VG4；2->VG2、VG3
●计数周期TBPRD：即计数到多少后翻转归零；这个值是可变化的，每一路都会有相同的计数周期。
●同步模式：利用PWM的同步模式来决定两个PWM端口的输出处于同步可控状态。SYNCOSEL＝EPWMxSYNC
●比较寄存器：此寄存器的使用决定了每个同步脉冲起步后应该在什么时候输出脉冲。
●计数模式和动作限定：一共三种计数模式，选择连续增减计数模式，该模式的选择决定了脉冲的输出为对称方式。
●动作限定：决定了的处于比较和周期满的时候是输出何种类型的脉冲。
利用DSP的PWM1～2一共4路PWM信号输出逆变脉冲，脉冲频率将依托硬件系统进行定义，具体的设定过程如表3所示：
表3脉冲频率设定步骤表
本控制系统外围控制信号的输入输出对整个系统的运行起到重要的影响，在这部分设计中需要重点对各个输入信号进行描述，同时规定其输入输出要求以及电路或器件的规格等等。其中自动采样信号：IO-In-S-？为系统通过各种传感器采集的模拟和开关信号，(A通道：0，3，4，7正常；1，2，5，6只能采样到0.78V)，(B通道：0，3，4，7正常；1，2，5，6只能采样到0.78V)。系统自动采样按照表4进行：
表4系统自动采样对照表
其中一些主要信号的采集情况如下：
●调功电位器信号：在调功电位器的操作中，如果选择外控的状态，需要电路上设计电压信号或电流信号输入为好；
●中频电压信号：由补偿电容侧通过电压互感器采集，经过限压整流之后引入DSP的AD中，用来作为调整直流电压和逆变脉冲控制输出使用。这路信号需要利用电压的有效值进行判别。
●进线电流信号：通过电流互感器采集三相电流信号，经过全桥整流之后转变为电压信号，作为电源系统的电流检测信号，引入DSP的AD中，用来作为过流保护参考和调整直流电压使用。
●负载频率信号：由补偿电容侧通过电压互感器采集，经过限压整流、零点跟踪电路之后引入DSP的eCAP端，进行频率采样，用来做PLL和中频电压有效值计算。
●逆变器电压信号：由逆变输出侧通过电压互感器，经过限压整流滤波之后引入DSP的AD中，用来作为系统的过压保护参考。这路信号利用电压的峰值直接判断是否超过限制电压。(有可能不需要)如果引入AD采样的话需要有一个可靠的标定。
本控制系统中手动输入信号：IO-In-M-？在电源系统外壳上设置的输入按钮，具体安排如表5所示，
表5手动输入信号对照表
本地手动控制按钮将设计手动控制按钮来控制电源的启动、停止、复位等功能。所有的按钮的控制都需要考虑系统本身的状态，当启动的状态的时候，其操作将是处于受限制状态。
本控制系统中，自动(第三方)输入信号：IO-In-A-？通过内部接线板引入第三方设备控制信息，具体接入方式如表6所示：
表6第三方信息自动输入信号对接表
其中第三方控制设备连接时电源设备可以按照一定的控制时序利用第三方设备对其进行控制。远程控制连接时通过串行总线或者Can总线进行远程控制。
本控制系统的输出部分是利用指示灯、触摸屏和仪表对整个控制系统的运行状态进行显示、参数设置。其中串口通信协议的约定用来保证产品设计中各个功能的测试，串口的通信包括了测试串口和人机界面连接过程。
测试用串口(9600，n，8，1)时包括如下规则：
a)上位机协议规则：共8位，AA起头，BB截至。中间六位数据，第一位代表功能符号(00～FF)，后五位为具体信息。16进制形式发送。
b)下位机协议规则：共12位，BB起头，AA截至。中间10位数据，第一位代表功能符号(00～FF)，16进制形式发送。
c)发送信息中，除去必须的信息，其他的信息进行补零操作。
其中上位机到下位机的串口协议如表7所示：
表7上位机到下位机的串口协议表
下位机到上位机的串口协议如表8所示：
表8下位机到上位机的串口协议表
以上所述为本发明的较佳实施例而已，但本发明不应局限于该实施例和附图所公开的内容，所以凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。
Claims (10)
1.一种感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于包括：整流系统、DSP芯片和PWM逆变系统，其中整流系统采用三相全控整流的方式进行电源调功，三相同步信号A、B、C直接由晶闸管的门极引线从主回路的三相进线上取得，经过低通滤波之后，利用6只线性光电耦合器首尾搭接进行电位隔离，获得6个相位互差60度的脉冲同步信号，输入到DSP芯片的CAP1～3引脚中，并且根据脉冲传递过来的时序来决定当前进线相序，同时生成三相矩形状态的检测信号输入到DSP芯片GPIO引脚中，通过DSP芯片来判断当前工作相序，并且通过上述的同步信号直接通过DSP芯片判断是否缺相，其中6路整流移相触发脉冲均由DSP芯片中的定时器0中断计算产生，6路整流移相触发脉冲经晶体管阵列放大后，根据不同的整流管，驱动整流脉冲变压器输出；所述PWM逆变系统包括数字锁相环模块、PWM信号输出模块和脉冲整形与驱动模块，其中数字锁相环模块用于实现环路输出信号与输入信号无误差的频率跟踪，环路输出信号与输入信号频率的差值通过DSP的模拟量输入管脚引入DSP芯片，并将通过数字锁相环模块运算得出的周期加载到通用计时器周期的寄存器中，然后开始产生由此周期决定的PWM脉冲；PWM信号输出模块根据并联负载中逆变的原则，设定PWM信号的输出模式以及启动时所适应的频率，并在保证PWM的占空比不变的情况下结合跟踪反馈的频率进行自动调整；脉冲整形与驱动模块利用SN75453输入来驱动光纤收发器，完成对逆变脉冲的传递，并且将两路桥臂信号通过光纤收发器进行分解产生多路逆变脉冲。
2.根据权利要求1所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：所述DSP芯片采用TM320F28335DSP芯片，所述TM320F28335DSP芯片中加载有相序自适应算法，并且设置有多路AD端口，通过TM320F28335DSP芯片上设置的多路AD端口引入输入输出的电压、电流跟踪信号以及功率调整信号，获取需要调整功率的信息，然后在内部进行计算后输出全控整流触发脉冲。
3.根据权利要求1或2所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：所述整流系统中包括三相相序采集模块和三相相序缺失分析模块，所述三相相序采集模块使用线性光耦按照ABC的顺序首尾连接方式获取每一项与接近相的自然换相点的脉冲信号，并以脉宽信号的1号信号作为相序状态信号，通过1号信号判断相序，然后控制1号和2号信号组合产生处于自然换相点的同步脉冲信号，并以此脉冲作为整流脉冲的起步点来使用；所述三相相序缺失分析模块通过时钟脉冲的办法来实现脉冲移相，从而获得准确可靠的触发脉冲，然后经过DSP分析相序之后，依据各个同步脉冲点，计算出各个整流脉冲的输出情况。
4.根据权利要求2或3所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：所述三相相序采集模块中的三相进线信号从整流模块上获取，并通过相序信号采集电路引入DSP的CAP和GPIO中，交直流的电压、电流信号、调功信号通过AD端口接入DSP中，电流信号的接受通过互感器引入，经过调整后的电压接入DSP后，在TM320F28335DSP芯片中进行计算，并根据选择的运转模式进行移相计算。
5.根据权利要求4所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：整流系统中的脉冲输出是利用定时器方式建立整流脉冲的输出，脉冲的移相时间和脉冲宽度都在定时器中进行计算，在输出的后端利用驱动阵列生成驱动脉冲，然后利用脉冲变压器驱动整流模块，完成驱动过程。
6.根据权利要求1所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：所述PWM逆变系统包括补偿电容侧限压检测电路、补偿电容侧频率检测电路和逆变输出侧过压检测电路，所述补偿电容侧限压检测电路通过电压互感器连接到负载两侧，获取负载的交流实时电压值，然后通过AD通道采集到DSP芯片中，然后通过DSP芯片计算采样数据的有效值；所述补偿电容侧频率检测电路通过过零检测电路获取过零脉冲，输入到DSP的eCAP端进行频率捕获，同时连接DSP的中断触发器，在中断服务程序中启动定时器来计算脉冲频率；所述逆变输出侧过压检测电路通过电压互感器采用交流采样、峰值检测的方式来获取逆变侧的电压作为过压保护来使用。
7.根据权利要求6所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：所述逆变输出侧过压检测电路利用过零触发电路的输出接TM320F28335DSP芯片外部不可屏蔽中断引脚NMI，确保了中断的实时响应，同时过零触发电路的输出还接到捕获器的输入端eCAP，使用定时器作捕获器的时基，捕获器可以捕获2个脉冲间隔的时间，计算出逆变侧电压的周期和频率。
8.根据权利要求7所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：所述PWM逆变系统的启动采用并联谐振的运行模式，采用扫频方式起动，并与数字锁相环模块配合，利用DSP芯片的eCAP对过零信号进行捕获，计算负载频率，然后通知ePWM调整逆变脉冲频率。
9.根据权利要求8所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：本控制系统采用并联谐振的运行模式，利用DSP的eCAP对过零信号进行捕获，计算负载频率，然后通知ePWM调整逆变脉冲频率，并采取高频到低频的扫描过程来决定谐振频率的位置。
10.根据权利要求9所述的感应加热高周波电源智能控制系统，其特征在于：本控制系统在系统启动的时候首先判断当前进线的相序方向，利用两个周期的时间确定，并利用捕获脉冲的下降沿作为同步采样起始点，同时在读取状态时需要延迟0.5ms以获得最稳定的状态值；初始化结束后，进入启动过程，如果启动进行整流控制，则在每次采样同步脉冲进入的时候，将判断当前处于何种状态，然后查表得出应该驱动那一路GPIO端口，同时结合移相角度来定时完成对晶闸管的触发，如果一切正常则将不需要进行比较，而是直接通过查表和索引就可以找到输出位置。
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