CN102832639A - 基于dsp的能馈型电子负载并网逆变系统及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统及控制方法，包括：主电路和控制电路。所述主电路包括顺次连接的并网逆变模块、输出滤波模块；所述并网逆变模块与升压系统400V DC输出端相连接，所述输出滤波模块与公用电网相连接；所述控制电路包括故障保护电路模块、电流电压采样及信号处理模块、人机交互模块、DSP嵌入式系统模块和高频驱动模块。本发明在国内首次针对低压直流电源输出特性的可靠性测试，基于高频PWM技术，采用工业级高性能数字信号处理器DSP芯片实现并网逆变系统的全数字化控制，将能量回馈型电子负载升压系统输出的400V高压直流电逆变成220V单相工频电，输出侧并入电网。

Description

基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统及控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统及控制方法。

背景技术

为了确保电源产品的质量过关，满足性能指标符合出厂要求，电源在出厂前必须进行24～72h甚至更长时间的检测，包括：电源可靠性实验、电源带载试验与输出特性试验等。由于实际电源所接负载的形式较为复杂，传统负载不能完全进行模拟电源在各种普通状态和极限状态下的表现，而且传统负载由不同材质的金属材料制成，在试验过程中它100%的消耗了电能，造成大量的能量损耗，因此亟待提高输出负载的可调节能力和解决能耗问题。

随着大功率全控功率器件的发展以及数字控制在电力电子技术领域的成功应用，出现了传统的电子负载，它广泛用于电源能源的测量设备中作为等效负载。电子负载是一种可以模拟实际阻抗负载特性的电力电子装置，其功能在于控制电源放电时的输出电流，实现以特定的电流值进行工作，在电源侧可以认为其等效于实际负载。但是这种等效为纯电阻的电子负载是由晶体管工作在放大状态，并由控制极控制晶体管的等效输出电阻，其结果电能依然被完全浪费，与纯电阻负载相比只是其等效电阻连续可调，二者共同存在的问题是：耗能、发热及体积庞大。

能量回馈型电子负载，是以高频电能变换理论为基础，运用能量反馈的方法将各种待测试或进入试运行阶段的独立交、直流供电设备所输出的能量循环使用。它既完成了特定负载的功能，实现对输出电流大范围的调节，模拟各种阻抗的负载，可使被测电源工作在纯阻性、阻感性或阻容性负载的模式下；同时又把无谓消耗在传统静态负载和一般电子负载中的能量，通过一系列变换，以标准工频正弦波的形式将被测电源的输出电能回馈至电网，负载能量的循环使用率可达80%以上，从而大大节约了能源的无谓消耗和电费的支出，具有广阔的应用前景。

经对现有技术文献的检索发现，“馈能型电子负载的并网控制”（郑连清，王青峰.馈能型电子负载的并网控制.电网技术，2008，32（7）：40-45），系统是由DC-DC升压变换器和DC-AC逆变器两部分构成，基于软开关技术实现电子负载的能量回馈，减少了系统损耗。但是，所述馈能式电子负载的输入电压为直流50V～70V，不适合低压大电流直流电源的老化试验，同时，系统仍处于仿真阶段，未有实现样机。

另经检索发现，中国专利申请号为：200710099161.0，名称为：多输入通道模块化高频隔离单相电能回馈型电子负载，该申请案采用高性能DSP和PWM控制驱动方式实现对直流输入和交流输出的数字控制，将输入的直流电转换为可送入电网的交流电。但该电子负载是针对传统通信电源的老化试验而设计的，同样不适合低压大电流直流电源的老化试验。

发明内容

本发明的目的是为了解决上述现有技术中存在的不足之处，提供一种基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统及控制方法。该系统以16位工业级DSP嵌入式处理器为核心，把数字化控制技术应用到由并网逆变模块和输出滤波模块组成的并网逆变系统中，将能量回馈型电子负载升压系统输出的400V高压直流电逆变成220V单相工频电回馈到电网中，最终使直流电源老化测试过程中80%以上的电能循环利用，同时使系统输出谐波含量和功率因数等参数符合并网技术标准要求。本发明实现的能量回馈型电子负载具有节约能源、高效环保、性能可靠、自动化程度高、易于编程控制等优点，特别适用于低压直流电源的老化试验。

为实现上述目的，本发明通过以下技术方案实现：

一种基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，包括主电路和控制电路，所述主电路包括顺次连接的并网逆变模块、输出滤波模块；

所述并网逆变模块与升压系统400V DC输出端相连接，所述输出滤波模块与公用电网相连接；

所述控制电路包括故障保护电路模块、电流电压采样及信号处理模块、人机交互模块、DSP嵌入式系统模块和高频驱动模块；

所述DSP嵌入式系统模块分别与电流电压采样及信号处理模块的输出端、故障保护电路模块的输出端和高频驱动模块的输入端相连接，所述高频驱动模块的输出端与并网逆变模块连接，所述电流电压采样及信号处理模块的输入端与公用电网相连接。

所述故障保护电路模块包括相互连接的过流故障保护电路、过压欠压故障保护电路、过热故障保护电路；

所述过流故障保护电路有两组，分别用于检测并网逆变模块直流侧电流和输出滤波模块输出端电流；

所述过压和欠压故障保护电路与电网连接，用于检测电网单相交流电压；

所述过热故障保护电路，用于检测并网逆变模块散热器上的温度。

所述电流电压采样及信号处理模块包括电流采样及信号处理电路、电压采样及信号处理电路、输出滤波模块输出电流相位采样电路及电网电压相位采样电路。

所述DSP嵌入式系统模块包括DSP数字信号处理器；所述DSP数字信号处理器采用16位的TMS320LF2407A。

所述DSP数字信号处理器内嵌事件管理器，所述事件管理器包括脉冲宽度调制单元，所述脉冲宽度调制单元以全软件方式分别产生两路脉冲宽度调制信号，控制并网逆变模块开关管的开通和关断。

所述高频驱动模块包括TLP250，所述TLP250为4个，用于将脉冲宽度调制信号放大后输入到并网逆变模块，作为MOSFET场效应管的开关信号。

所述DSP嵌入式系统模块与人机交互模块连接，并控制人机交互模块。所述人机交互模块用于显示电子负载工作模式、实际电压值、实际电流值、功率值、等效电阻值、设定值、内部温度值、累计运行时间值和累计电量值。

基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统的控制方法，采用数字锁相环方法使系统的输出电流与电网电压同频同相，实现输出的功率因数近似为1；

所述数字锁相环方法具体包括如下步骤：

S1、采样市电电网电压信号，通过电网电压相位采样电路得到与其同步的0~3.3V TTL方波信号；

S2、将0~3.3V TTL方波信号送入DSP数字信号处理器的EVA/B模块捕获单元的CAP引脚，为CAP分配一个通用定时器作为时基计数器，并设定该时基为递增计数模式；

S3、当检测到0~3.3V TTL方波信号上升沿时，DSP数字信号处理器的EVA/B模块捕获单元会将当前计数器的计数值CNT_n保存在寄存器中，并产生相应的CAP中断；

S4、获取电网电压的相位信号：将当前计数值和前一次计数值比较求差值，从而得到前后两次上升沿的时间差，并计算相应的周期值T和频率值f，从而通过数字锁相环得到电网电压的频率信号和相位信号；

S5、如果捕获到的电网电压频率f在49Hz~51Hz范围内，则执行S6到S7，否则继续采样；

S6、频率跟踪：若系统输出电流频率小于电网电压频率，则根据DSP嵌入式系统模块的防积分饱和数字PI调节器的运算结果减小发生SPWM信号的定时器周期寄存器的值，通过提高载波频率来实现系统输出电流频率与电网电压频率相同；

若系统输出电流频率大于电网电压频率，则根据DSP嵌入式系统模块的防积分饱和数字PI调节器的运算结果增大发生SPWM信号的定时器周期寄存器的值，通过减小载波频率来实现系统输出电流频率与电网电压频率相同；

S7、相位跟踪：若系统输出电流相位与电网电压相位不同步时，当捕获到电网电压的过零点时，则调整定时器相应比较寄存器中正弦波离散值的指针，将正弦基准信号生成模块中的查表指针归零，同时复位作为时基计数器的定时器重新开始计数，并作时间补偿实现系统输出电流与电网电压同相。

在锁相过程中，数字锁相环需要保证并网逆变器输出电流周期在一定范围内波动，以防止锁相环失锁；同时，同步锁相过程不需太快，跟踪太快反而会使输出电压的畸变情况严重，影响输出的稳定性。

本发明具有如下的优点和有益效果：

1、本发明以工业级高性能数字信号处理器TMS320LF2407A作为控制核心，利用DSP内部丰富的硬件资源、ns级的运算速度和实时控制能力，采用模块化、可移植的设计方法，通过软件编程实现系统的并网逆变、输出特性控制以及人机交互系统。主电路所需的两路PWM驱动信号、电流电压采样及信号处理、故障保护全部都是通过DSP软件编程控制，最终实现并网逆变系统的全数字化控制，这使得能量回馈型电子负载具有更好的一致性和可扩展性，系统易于标准化、具有良好的可移植性、自动化程度高、升级方便、维护简单；

2、本发明采用数字锁相环（DPLL）技术使逆变系统输出电流跟踪电网电压的频率或相位变化，使并网逆变系统输出电流与电网电压同频同相，输出的功率因数≥0.99；并网逆变系统输出的电压电流的谐波含量满足技术指标的要求，稳定时总谐波含量≤3%；同时，系统采用了电压电流反馈的数字化控制技术，使系统有较好的瞬时响应和优异的动态性能；

3、本发明将能量回馈型电子负载升压系统输出的400V高压直流电逆变成220V单相工频电，并将直流电源老化测试过程中消耗的电能回馈到电网中，解决了传统电子负载耗能、发热及体积庞大的问题，电子负载能量的循环使用率可达80%以上，从而大大节约了能源的无谓消耗和电费的支出，具有广阔的应用前景。

配合前级升压系统，实现的能量回馈型电子负载具有节约能源、高效环保、性能可靠、自动化程度高、易于编程控制等优点，本实施例所述能量回馈型电子负载特别适用于低压直流电源的可靠性实验、带载试验与输出特性试验。

附图说明

图1是本发明的结构框图；

图2是本发明的主电路的电路原理图；

图3（a）是本发明的电流采样及信号处理电路图；（b）是电压采样及信号处理电路图；

图4（a）是本发明的输出滤波模块输出电流相位采样电路原理图；(b)是电网电压相位采样电路原理图；

图5（a）是本发明的故障保护模块电路原理图；（b）是故障保护模块电路的高精度参考电压电路原理图；

图6是本发明的高频驱动模块电路原理图；

图7是本发明的DSP嵌入式系统模块控制电路原理图；

图8是本发明的数字锁相环方法流程示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，本发明所述基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，系统包括主电路和控制电路，所述主电路包括顺次连接的并网逆变模块101和输出滤波模块102，所述并网逆变模块101与升压系统400VDC输出端相连接，所述输出滤波模块102与公用电网相连接；

所述控制电路包括故障保护电路模块、电流电压采样及信号处理模块107、人机交互模块108、DSP嵌入式系统模块103和高频驱动模块109。

所述DSP嵌入式系统模块103与人机交互模块108连接，并控制人机交互模块108，所述人机交互模块108包括LCD显示屏，用于显示电子负载工作模式、实际电压值、实际电流值、功率值、等效电阻值、设定值、内部温度值、累计运行时间值和累计电量值。

所述DSP嵌入式系统模块103分别与电流电压采样及信号处理模块107的输出端、故障保护电路模块的输出端和高频驱动模块109的输入端相连接，所述高频驱动模块109的输出端与并网逆变模块101连接，所述电流电压采样及信号处理模块107的输入端与公用电网相连接。

所述故障保护电路模块包括相互连接的过压欠压故障保护电路104、过流故障保护电路105和过热故障保护电路106；

所述过压欠压故障保护电路104输入端还与电网单相交流电相连接，

所述过流故障保护电路模块105有两组，分别用于检测并网逆变模块101直流侧霍尔电流传感器以及输出滤波模块102输出端电流，

所述过热故障保护电路模块106的输入端与并网逆变模块101散热器上的温度继电器相连接。

所述电流电压采样及信号处理模块107包括电流电压采样电路、输出电流和电网电压相位采样电路。

图2是本发明的主电路的电路原理图。主电路包括顺次连接的并网逆变模块101和输出滤波模块102，升压系统输出的400VDC高压直流电经过并网逆变模块101和输出滤波模块102逆变成220V单相工频电，最后并入电网。

作为优选实施方式，并网逆变模块101采用电压型全桥逆变器的拓补结构，电压型全桥逆变器由直流侧并联储能电容和全桥结构电路组成，其中Q6～Q9为4个MOSFET开关管，每个开关管上带有寄生二极管和寄生电容。它共有4个桥臂，桥臂Q6和Q9作为一对，桥臂Q7和Q8作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通180°。电压型全桥逆变器能有效提高系统的动态响应性能和直流电压利用率，且可以工作于单极性倍频方式，可以用较小的滤波器获得较好的输出纹波性能，对提高系统性能有较大的作用。

作为优选实施方式，为获得质量较好的滤波效果，输出滤波模块102采用LC结构，滤波器由电感和电容组成，其结构简单，并且控制容易实现。

作为优选实施方式，升压系统400V输出端和并网逆变模块101之间接有电流保险丝，保护主电路的安全工作。

作为优选实施方式，所述并网逆变模块101的MOSFET开关管的型号是FQA9N90C。

所述电流电压采样及信号处理模块107主要起到交流电流电压的采样和反馈作用，以实现闭环控制。如图3（a）电流采样及信号处理电路采用霍尔电流传感器CT3对输出滤波模块102输出端交流电流进行测量，霍尔电流传感器CT3采样到-0.5A~+0.5A的电流信号If，通过测量电阻R20将其转化成-2.5V~+2.5V的输出电压，得到与输出电流成线性关系的微弱电压信号，经过滤波后得到较为干净、平滑的信号。然后将采样结果经过运算放大器U5B加上+1.5V的高精度电压偏置信号变成0.2V~2.8V的电压信号，满足DSP片内ADC采样（电平范围0~3.3V）的要求，最后通过电压跟随器U5A的缓冲、隔离送到DSP的ADC模块ADCIN0通道。

如图3（b）电压采样及信号处理电路采用LEM交直两用霍尔电压传感器CT4对输出滤波模块102输出端交流电压进行测量，霍尔电压传感器CT4的输出电压Uf经过由运算放大器U5C和电压跟随器U5D组成的信号采样和调理电路，加上+1.5V的高精度电压偏置信号变成0.2V~2.8V的电压信号，再送到DSP的ADC模块ADCIN1通道，再通过相应软件实现A/D转换。

作为优选实施方式，电流电压采样及信号处理模块107中的+1.5V电压偏置信号是由供电电源VCC经过低电压可调节精密并联稳压器U10和电压跟随器U11B变成的+1.5V高精度参考电压。

图4（a）、（b）分别是本发明的输出滤波模块输出电流相位、电网电压相位采样电路原理图。如图4（a）所示，输出电流相位采样电路采用霍尔电流传感器CT3对滤波器输出端交流电流进行测量，霍尔电流传感器CT3采样到-0.5A~+0.5A的电流信号If，通过测量电阻R20将其转化成-2.5V~+2.5V的输出电压，得到与输出电流成线性关系的微弱电压信号，经过滤波后得到较为干净、平滑的信号，再经由U4A组成的过零比较电路形成0~+15V的方波电压信号。比较器U4A输出端连接RC低通滤波电路和U6A整形电路，可滤除方波信号过零处的高频振荡，防止DSP捕获单元CAP口的误触发，对高频干扰有很好的滤除作用。整形后方波电压信号最后经过由R45和R47组成的分压电路，转换成0~3.3V的方波信号送入DSP的CAP2口。

如图4（b）所示电网电压相位采样电路采用LEM交直两用霍尔电压传感器CT4对电网电压进行测量，霍尔电压传感器CT4将±311V的交流电网电压转换成±1.3V的的微弱电压信号Uf，经过滤波后得到较为干净、平滑的信号，再经由U4B组成的过零比较电路形成0~+15V的方波电压信号。比较器U4B输出端连接RC低通滤波电路和U6B整形电路，可滤除方波信号过零处的高频振荡，防止DSP捕获单元CAP口的误触发。整形后方波电压信号最后经过由R53和R55组成的分压电路，转换成0~3.3V的方波信号送入DSP的CAP1口。

图5（a）是本发明的故障保护模块电路原理图。所述故障保护电路模块包括相互连接的过流故障保护电路105、过压欠压故障保护电路104、过热故障保护电路106；

作为优选实施方式，所述过压和欠压故障保护电路104检测电网单相交流电电压，主要起到在电网电压波动时保护主电路安全工作的作用。单相交流电压经过变压器降压和整流后变成直流电压信号VC，VC与电网电压成正比例。VC经过由R1、R2、R3和R4组成的电阻分压网络，作为比较器U1A和U1B的输入信号。输出电压VC经过R1和R3之间的分压，进入比较器U1A的同相输入端，与参考电压VREF比较，当单相交流电欠压时，比较器产生低电平欠压信号；输出电压VC经过R2和R4之间的分压，进入比较器U1B的反相输入端，与参考电压VREF比较，当单相交流电过压时，比较器产生低电平过压信号。通过调整R1、R2、R3和R4的电阻值可以改变欠压和过压的阈值。

作为优选实施方式，所述过流故障保护电路105检测并网逆变模块101直流侧电流和输出滤波模块102输出端并网电流，为常用的霍尔电流传感器。并网逆变模块101直流侧霍尔电流传感器CT1输出电流信号经过R6、R7测量电阻后变成电压信号作为比较器U2B的反相输入端输入信号，与VCC经过R8和电位器RP1得到的参考电压进行比较，当反相输入端输入电压大于参考电压时，比较器U2B即输出低电平过流故障信号。输出滤波模块102输出端并网电流经过电流采样及信号处理电路得到电流信号If，与VCC经过R9和R12得到的参考电压进行比较，当反相输入端输入电压大于参考电压时，比较器U3A即输出低电平过流故障信号。

作为优选实施方式，所述过热故障保护电路106检测并网逆变模块101散热器上的温度，为常用的温度继电器。过热故障保护电路106通过检测散热器上的温度继电器的断开来实现过热保护，CN1上的①和②之间的断开和闭合状态信号作为比较器U2A的反相输入端输入信号，参考电压VREF作为U2A的同相输入端输入信号，当散热器的温度高于温度继电器阈值温度时，温度继电器断开，比较器U2A反相输入端为高电平，比较器输出低电平过热故障信号；当散热器的温度低于温度继电器阈值温度时，温度继电器常闭，比较器U2A反相输入端为低电平，比较器输出高电平，主电路正常工作。

作为优选实施方式，所述过压欠压、过流、过热故障保护电路比较器的输出作为与门U7A、U7B和U7C的输入信号，然后再经过高速光电耦合器U8与DSP的功率驱动保护中断引脚PDPINTA/B相连。当系统发生过压欠压、过流、过热故障时，与门组合输出低电平信号，出发DSP的PDPINTA/B产生中断，系统进入故障保护中断服务子程序，实现故障保护，确保系统的安全运行。

作为优选实施方式，如图5（b）所示，过压欠压、过流、过热故障保护电路中的VREF电压偏置信号是由供电电源VCC经过低电压可调节精密并联稳压器U9和电压跟随器U11A变成的+5.00V高精度参考电压。

图6是本发明的高频驱动模块电路原理图。高频驱动模块109由交流供电电源、整流桥B1~B4、三端集成稳压器U6~U9、高速光电耦合器U1~U4、稳压二极管Z1~Z4及电阻电容组成，它是主电路和控制电路的接口，其作用就是将DSP输出的PWM脉冲放大到足以驱动开关功率管，主要起到数模隔离以及功率放大作用。DSP数字信号处理器输出两路PWM信号PWM1和PWM2连接高速光电耦合器U1～U4，当DSP输出的PWM信号为高电平信号时，通过高频驱动模块109，MOSFET开关功率管栅极G和源极S之间得到一个+15V的驱动信号，MOSFET处于导通状态；当DSP数字信号处理器输出的PWM信号为低电平信号时，通过高频驱动模块109，MOSFET开关功率管栅极G和源极S之间得到一个-7V的关断信号，MOSFET关断。由于该高频驱动电路的PWM输出波形的上升和下降速度都在微秒以内，因此它能很好地满足快速开关功率管的要求。

作为优选实施方式，高频驱动模块109所用高速光电耦合器U1~U4的型号是TLP250。

图7是本发明DSP嵌入式系统模块的控制电路原理图。作为优选实施方式，DSP嵌入式系统模块103包括DSP数字信号处理器，其型号为TMS320LF2407A、AC220D15DC直流电源模块、LM2576S-5降压稳压器、TPS7333Q电压调整器、IS61LV12816 SRAM存储芯片、MAX232串口电平转换芯片、30MHz有源晶振及其外围电路组成。由于系统是多电源系统混合供电，故采用多级降压的方式来实现。AC220D15DC直流电源模块提供±15V电源、LM2576S-5降压稳压器提供+5V稳压电源、TPS7333Q电压调整器提供+3.3V高精度稳压电源。30MHz有源晶振为DSP提供输入时钟信号，通过软件设置PLL倍频系数为1.33，得到40MHz的CPU时钟信号。IS61LV12816 SRAM存储芯片主要用于人机交互模块数据存储功能，DSP的/DS为数据选通引脚，/PS为程序选通引脚，控制电路通过将/DS和/PS高低电平的逻辑组合，将128K的IS61LV12816分为2部分，64K数据储存（主要是汉字模块的数据存储）和64K的程序储存（方便程序的调试）。MAX232串口电平转换芯片用于多系统之间的串行信号传输。DSP以全软件方式分别产生两路PWM信号，实现脉冲宽度调制的数字化。

作为优选实施方式，控制电路通过IDE标准接口CN7与人机界面模块相连接，IDE接口传输A/D转换信号和数字I/O信号。人机交互模块用于显示电子负载工作模式、实际电压值、实际电流值、功率值、等效电阻值、设定值、内部温度值、累计运行时间值和累计电量值。

作为优选实施方式，本发明采用美国德州仪器半导体有限公司的软件平台CCStudio V3.3集成开发环境的RTDX模块进行控制参数的调整。

如图8所示本发明的数字锁相环方法流程示意图。系统采用数字锁相环技术使逆变系统输出电流跟踪电网电压的频率或相位变化，使并网逆变系统输出电流与电网电压同频同相，输出的功率因数近似为1。本发明依靠DSP强大的运算能力，ns级的运算速度，实现数字锁相功能。锁相过程为：

S1，采样市电电网电压信号，通过电网电压相位采样电路电路得到与其同步的0~3.3V TTL方波信号；

S2，将0~3.3V TTL方波信号送入DSP数字信号处理器的EVA/B模块捕获单元的CAP引脚，为CAP分配一个通用定时器作为时基计数器，并设定该时基为递增计数模式，它从0x0000H递增计数到最大值0xFFFFH，定时器计数器复位到0后又开始新的计数周期；

S3，当DSP数字信号处理器检测到0~3.3V TTL方波信号的上升沿时，EVA/B模块捕获单元会将当前计数器的计数值CNT N保存在寄存器中，并产生相应的CAP中断；

S4，获取电网电压的相位信号：将当前计数值和前一次计数值即上一次锁相时保存的计数值比较求差值，从而得到前后两次上升沿的时间差，并计算相应的周期值T和频率值f，从而通过数字锁相环得到电网电压的频率信号和相位信号；

S5，如果捕获到的电网电压频率f在49Hz~51Hz范围内，则执行S6到S7，否则继续采样；

S6，频率跟踪：若系统输出电流频率小于电网电压频率，则根据DSP嵌入式系统模块103的防积分饱和数字PI调节器的运算结果减小发生SPWM信号的相关定时器周期寄存器的值，从而通过提高载波频率来实现并网电流频率与电网电压频率相同；若系统输出电流频率大于电网电压频率，则根据DSP嵌入式系统模块103的防积分饱和数字PI调节器的运算结果增大发生SPWM信号的相关定时器周期寄存器的值，从而通过减小载波频率来实现系统输出电流频率与电网电压频率相同；

S7，相位跟踪：若系统输出电流相位与电网电压相位不同步时，当捕获到电网电压的过零点时，则立即调整定时器相应比较寄存器中正弦波离散值的指针，将正弦基准信号生成模块中的查表指针归零，同时复位作为时基计数器的定时器重新开始计数，并作时间补偿，实现系统输出电流与电网电压同相；

通过先实现频率跟踪，再实现相位跟踪，最终使并网逆变器输出电流与电网电压同频同相。

在锁相过程中，数字锁相环需要保证并网逆变系统输出电流周期在一定范围内波动，以防止锁相环失锁；同时，同步锁相过程不需太快，跟踪太快反而会使输出电压的畸变情况严重，影响输出的稳定性。

本发明的工作过程：基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统及控制方法包括主电路和控制电路两大组成部分，所述主电路包括并网逆变模块101和输出滤波模块102，所述控制电路包括故障保护电路模块、电流电压采样及信号处理模块107、人机交互模块108、DSP嵌入式系统模块103和高频驱动模块109。能量回馈型电子负载升压系统输出的400V直流高压电经过并网逆变模块101和输出滤波模块102后被逆变成220V单相工频电，同时直接并入电网侧。

与此同时，由DSP嵌入式系统模块103组成的嵌入式控制系统实现能量回馈型电子负载并网逆变系统的闭环自动控制过程。并网逆变系统的控制方法采用单电流环SPWM控制，以达到控制馈网电流的目的。通过DSP数字信号处理器的捕获单元检测电网同步信号，在DSP数字信号处理器内产生和电网电压完全同步的正弦信号，该信号与给定的幅值信号I_g相乘，生成电流给定信号I_ref。输出滤波模块102输出电流瞬时信号I_f经过电流采样及信号处理模块后进入DSP的ADC口，与电流给定信号I_ref比较求差，产生的误差信号经过嵌入式系统模块的防积分饱和数字PI调节器进行运算，DSP根据运算的结果实时改变自带的事件管理器PWM模块寄存器参数。比较单元以全软件方式分别产生两路PWM信号用于并网逆变模块101。DSP数字信号处理器输出的PWM信号通过高频驱动模块109变成放大的PWM驱动信号，控制并网逆变模块101的开关管的开通和关断，从而得到220V单相交流电，这也就是电压数字PI闭环控制过程。最终，使直流电源老化测试过程中80%以上的电能循环利用，同时使系统输出谐波含量和功率因数等参数符合并网技术标准要求，谐波含量≤3%，功率因数≥0.99，系统输出具有优异的动态响应性能。

另外，在系统工作过程中，过压和欠压故障保护电路104检测电网单相交流电电压，过流故障保护电路105检测并网逆变模块101桥臂电流和输出滤波模块102输出电流，过热故障保护电路106检测并网逆变模块主电路开关管连接的散热器上的温度，霍尔电压传感器、霍尔电流传感器和温度继电器输出的信号送到故障保护模块处理，如出现过压欠压、过流和过热现象，故障保护电路模块将产生一个低电平的故障保护信号，送到DSP嵌入式系统模块103的功率驱动保护引脚中断模块，DSP嵌入式系统模块103立即响应中断，在中断服务子程序中产生低电平PWM信号，通过高频驱动模块109快速关断并网逆变模块101的MOSFET场效应管，从而保护系统的安全工作。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，其特征在于，包括主电路和控制电路，所述主电路包括顺次连接的并网逆变模块、输出滤波模块；

所述并网逆变模块与升压系统400V DC输出端相连接，所述输出滤波模块与公用电网相连接；

所述控制电路包括故障保护电路模块、电流电压采样及信号处理模块、人机交互模块、DSP嵌入式系统模块和高频驱动模块；

所述DSP嵌入式系统模块分别与电流电压采样及信号处理模块的输出端、故障保护电路模块的输出端和高频驱动模块的输入端相连接，所述高频驱动模块的输出端与并网逆变模块连接，所述电流电压采样及信号处理模块的输入端与公用电网相连接。

2.根据权利要求1所述的基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，其特征在于，所述故障保护电路模块包括相互连接的过流故障保护电路、过压欠压故障保护电路、过热故障保护电路；

所述过流故障保护电路有两组，分别用于检测并网逆变模块直流侧电流和输出滤波模块输出端电流；

所述过压和欠压故障保护电路与电网连接，用于检测电网单相交流电压；

所述过热故障保护电路，用于检测并网逆变模块散热器上的温度。

3.根据权利要求1所述的基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，其特征在于，所述电流电压采样及信号处理模块包括电流采样及信号处理电路、电压采样及信号处理电路、输出滤波模块输出电流相位采样电路及电网电压相位采样电路。

4.根据权利要求1所述的基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，其特征在于，所述DSP嵌入式系统模块包括DSP数字信号处理器；所述DSP数字信号处理器采用16位的TMS320LF2407A。

5.根据权利要求4所述的基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，其特征在于，所述DSP数字信号处理器内嵌事件管理器，所述事件管理器包括脉冲宽度调制单元，所述脉冲宽度调制单元以全软件方式分别产生两路脉冲宽度调制信号，控制并网逆变模块开关管的开通和关断。

6.根据权利要求1所述的基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，其特征在于，所述高频驱动模块包括TLP250，所述TLP250为4个，用于将脉冲宽度调制信号放大后输入到并网逆变模块，作为MOSFET场效应管的开关信号。

7.根据权利要求1所述的基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统，其特征在于：所述DSP嵌入式系统模块与人机交互模块连接，并控制人机交互模块。

8.如权利要求1-7任一项所述的基于DSP的能馈型电子负载并网逆变系统的控制方法，其特征在于，采用数字锁相环方法使系统的输出电流与电网电压同频同相，实现输出的功率因数近似为1；

所述数字锁相环方法具体包括如下步骤：

S1、采样市电电网电压信号，通过电网电压相位采样电路得到与其同步的0~3.3V TTL方波信号；

S2、将0~3.3V TTL方波信号送入DSP数字信号处理器的EVA/B模块捕获单元的CAP引脚，为CAP分配一个通用定时器作为时基计数器，并设定该时基为递增计数模式；

S3、当检测到0~3.3V TTL方波信号上升沿时，DSP数字信号处理器的EVA/B模块捕获单元会将当前计数器的计数值CNT_n保存在寄存器中，并产生相应的CAP中断；

S4、获取电网电压的相位信号：将当前计数值和前一次计数值比较求差值，从而得到前后两次上升沿的时间差，并计算相应的周期值T和频率值f，从而通过数字锁相环得到电网电压的频率信号和相位信号；

S5、如果捕获到的电网电压频率f在49Hz~51Hz范围内，则执行S6到S7，否则继续采样；

S6、频率跟踪：若系统输出电流频率小于电网电压频率，则根据DSP嵌入式系统模块的防积分饱和数字PI调节器的运算结果减小发生SPWM信号的定时器周期寄存器的值，通过提高载波频率来实现系统输出电流频率与电网电压频率相同；

若系统输出电流频率大于电网电压频率，则根据DSP嵌入式系统模块的防积分饱和数字PI调节器的运算结果增大发生SPWM信号的定时器周期寄存器的值，通过减小载波频率来实现系统输出电流频率与电网电压频率相同；

S7、相位跟踪：若系统输出电流相位与电网电压相位不同步时，当捕获到电网电压的过零点时，则调整定时器相应比较寄存器中正弦波离散值的指针，将正弦基准信号生成模块中的查表指针归零，同时复位作为时基计数器的定时器重新开始计数，并作时间补偿实现系统输出电流与电网电压同相。

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