CN108028599B - 控制三相电力转换器 - Google Patents

Abstract

一种用于控制三相电力转换器(12)的方法，包括：基于基准磁通(ψ_αβ,ref)从预计算优化脉冲型式的表(22)选择三相优化脉冲型式(20)；根据优化脉冲型式(20)确定双分量最佳磁通

且确定单分量最佳第三变量(ζ^*)；根据最佳磁通

和基于电力转换器中的测量值估计的估计磁通(ψ_αβ)的差，确定双分量磁通误差；根据最佳第三变量(ζ^*)和估计第三变量(ζ)的差，确定单分量第三变量误差；通过使优化脉冲型式(20)的开关时刻(28)进行时间移位使得最大程度地减小取决于时间移位的成本函数，而修改优化脉冲型式(20)，其中成本函数包括磁通误差项和第三变量误差项，其中磁通误差项基于磁通误差和基于时间移位提供磁通校正的磁通校正函数的差，且第三变量误差项基于第三变量误差和基于时间移位提供第三变量校正的第三变量校正函数的差；以及对电力转换器(12)应用经修改的优化脉冲型式(26)。

Description

控制三相电力转换器

技术领域

本发明涉及高功率转换器的控制领域。特别地，本发明涉及一种用于控制三相电力转换器的方法和控制器。此外，本发明涉及具有这种控制器的转换器系统。

背景技术

优化脉冲型式(优化脉冲型式)可为电力转换器的输出电压电平的预计算型式，其关于频谱特性被优化。用于计算优化脉冲型式的优化标准可适于具体应用。对于连接机器的转换器，目标典型地是减小电流或磁通的总谐波失真(THD)，这实现马达友好的运行且延长机器的运行寿命。对于连接电网的转换器，输出电流频谱典型地需要确定形状，以便满足电网规定。

用于优化脉冲型式的计算方法允许通过对不同的频谱分量采用不同的成本权重或约束来确定频谱形状。对应于不同的调制指数的优化脉冲型式被离线计算且存储在控制器内存中。在转换器的运行期间，即，在线地，它们被选择来基于调制指数基准产生开关命令，调制指数基准可根据转换器的基准磁通、基准电压或基准电流确定。

使用优化脉冲型式是用于多电平转换器调制的惯例方法，但是，使用优化脉冲型式的传统控制系统通常在性能和灵活性方面受到限制。典型的控制系统包括慢PI回路，其确定调制指数基准，基于此，从内存读取不同的优化脉冲型式，且将其应用于系统。

最近，提出一种用于基于优化脉冲型式进行转换器控制的方法，其基于模型预测控制。例如，EP2469692A1涉及一种用于控制转换器的方法，其中，利用模型预测控制修改优化脉冲型式。方法基于优化脉冲型式的开关时刻的在线调节。开关时刻的调节在模型预测控制的概念之后进行。在EP 2469692A1中，在线控制的目标是跟踪设置在αβ坐标中的转换器磁通基准(即，其在二维克拉克变换之后被提供)。外部控制回路确定所需αβ磁通基准，且模型预测控制确保，通过适当地转移开关时刻，跟踪误差被减小。该方法展示非常良好的动态性能且因而使得预计算脉冲型式能够用于在动态方面有挑战性的应用中。

在αβ坐标系中跟踪转换器磁通的目标在转换器控制中是典型的。对于连接到感应机器的转换器，转换器磁通对应于机器的定子磁通。通过控制αβ坐标中的定子磁通，可控制机器扭矩和磁化。对于连接电网的转换器，跟踪转换器磁通可实现与电网的有功和无功功率交换的控制。

但是，在αβ坐标中控制转换器磁通不是转换器控制的唯一目标。典型地，存在与转换器的能量平衡相关的额外的目标。对于处于三角形构造的模块化多电平转换器(其用于静止同步补偿器(STATCOM)和HVDC应用中)额外的目标通常为转换器分支的能量平衡，这通过控制循环电流实现。对于中性点箝位转换器，典型的目标为平衡DC链路的上和下电容电压，即，控制中性点电位。

但是，除了αβ磁通控制，另外的量的控制典型地使用外部回路和后处理进行。例如包括另外的开关脉冲的这种解决方案典型地增大开关频率，这是非常不合需要的。

例如，在WO2013053399A1中，循环电流被控制，以对处于三角形连接的模块化多电平转换器进行能量平衡。

而且EP2667279A1描述一种控制方法，其用于静止同步补偿器应用中的模块化多电平，其中控制循环电流。

KOURO S等人的：“模型预测控制-简单且强大的控制功率转换器的方法”(美国的新泽西州的皮斯卡塔韦的IEEE服务中心的IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIALELECTRONICS，2009年6月1日，第56卷，第6号，第1826-1838页)涉及一种PCS-MPC(有限控制集模型预测控制)，其中，确定可能的未来开关状态，且对各个可能的开关状态评价成本函数，以确定具有最小成本函数的开关状态，然后将其用作应用于转换器的下一个状态。这里提到，不同的变量可包括到成本函数中。

JOSE RODRIGUEZ等人的：“电力电子器件中的有限控制集模型预测控制的现已技术”(美国的纽约州的纽约市的IEEE服务中心的IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIALINFORMATICS，2013年5月1日，第9卷，第2号)也涉及PCS-MPC，且还提到成本函数可基于一组不同的目标。

FARD RAZIEH NEJATI等人的：“在基于有限控制集策略的预测电流控制下的模块化多电平变极器的分析”(2013年10月2日的IEEE2013年第三次电功率和能量转换系统国际会议，第1-6页)为涉及PCS-MPC的另一个文章，其提出基于转换器系统中的测量和估计电压和电流的成本函数。

发明内容

本发明的目标是在基于优化脉冲型式的控制方法中包括另一个控制目标，优化脉冲型式以模型预测控制进行在线修改，控制目标以简单且计算量不大的方式包括进来且不产生额外的总谐波失真。

这个目标通过独立权利要求的主题实现。另外的示例性实施例根据从属权利要求和以下描述是显而易见的。

本发明的方面涉及一种用于控制三相电力转换器的方法。

根据本发明的实施例，方法包括：基于基准磁通(轨迹)从预计算优化脉冲型式的表在线选择三相优化脉冲型式；根据优化脉冲型式和单分量最佳第三变量(轨迹)确定双分量(经克拉克变换的)最佳磁通(轨迹)；根据最佳磁通(轨迹)和基于电力转换器中的测量值估计的估计磁通(轨迹)的差确定双分量磁通误差(轨迹)；根据最佳第三变量(轨迹)和估计第三变量(轨迹)的差确定单分量第三变量误差(轨迹)；通过使优化脉冲型式的开关时刻进行时间移位，使得最大程度地减小取决于进行时间移位的成本函数，而修改优化脉冲型式，其中成本函数包括磁通误差项和第三变量误差项，其中磁通误差项基于磁通误差(轨迹)和基于时间移位提供磁通校正的磁通校正函数的差，且第三变量误差项基于第三变量误差(轨迹)和基于时间移位提供第三变量校正的第三变量校正函数的差。

如上面所表明，基准磁通、最佳磁通、估计磁通和磁通误差可为轨迹，即，它们可提供在多个不同的未来时间点且/或时刻的值。而且，最佳第三变量、估计第三变量和第三变量误差可为轨迹。

此外，基准磁通、最佳磁通、估计磁通和磁通误差可看作双分量向量。特别地，它们可在αβ坐标系中被提供，即，可通过双分量克拉克变换确定。因而，与磁通相关的变量可看作第一和第二变量。

还应当注意，最佳磁通、最佳第三变量以及下面提到的“最佳”量称为“最佳”，不是因为它们对于转换器是最佳。它们以这个方式命名，是因为它们获得自优化脉冲型式。

大体上，方法以具有三个自由度的控制目标在线优化离线优化脉冲型式。前两个自由度涉及经克拉克变换的转换器磁通，其例如可通过对转换器电压的各个相积分且对结果应用二维克拉克变换来确定。第三自由度涉及第三变量，其直接或间接可涉及三维克拉克变换的第三分量。当三相平衡时，这个第三分量可为零。否则，它可提供可控制的另一个自由度。

可为可行的是，最佳第三变量根据优化脉冲型式而确定，例如作为转换器磁通的第三分量。还可为可行的是，在不使用优化脉冲型式的情况下确定第三变量。例如，其可直接根据外部控制回路提供的基准(诸如电流和/或电压基准)确定。

在磁通(或可确定磁通的电压)不平衡的情况下，存在第三自由度，其可由方法用来优化另一个第三变量。这个第三变量可为共模电压、转换器的另一个内部状态变量或涉及共模电压的量，诸如中性点电压。而且循环电流可基于第三变量来控制。

通常，当三相系统平衡时，双分量克拉克变换的可用来将现有的自由度投射到双分量变量上，诸如双分量磁通。在不平衡的情况下，克拉克变换可扩展成至三分量变量的变换。在磁通的情况下，这个三分量变量可包括双分量磁通和第三磁通分量。大体上，方法可看作也基于与这个第三磁通分量有关的量控制转换器的方法。

在一个实施例中，方法从表选择未修改的优化脉冲型式，例如，这可基于转换器的基准电压幅度和基准频率进行。根据未修改的优化脉冲型式，可确定三相最佳电压且因此确定αβ坐标系中的双分量最佳基准磁通。此外，最佳第三变量可根据未修改的优化脉冲型式确定，例如作为克拉克变换的第三分量。

另外，根据转换器系统中的测量值，可确定估计量，诸如估计磁通和估计第三变量。最佳量和估计量之间的差提供误差，诸如磁通误差和第三变量误差。

误差可用作模型预测控制的输入，模型预测控制尝试通过使优化脉冲型式的开关时刻进行时间移位而补偿这些误差。在模型预测控制中，基于误差和取决于时间移位的校正函数的成本函数被最大程度地减小，例如这可通过在线求解二次规划执行。特别地，成本函数包括基于磁通误差和磁通校正函数的差的二次范数的项和基于第三变量误差和第三变量校正函数的差的二次范数的项。

方法可此外包括：将经修改的优化脉冲型式应用于电力转换器。方法的输出可为具有经时间移位的开关时刻的优化脉冲型式，其表明在各个相中哪个电压电平必须通过电力转换器产生。这些电压电平可转变成电力转换器的半导体开关的开关命令，其在特定开关时刻应用于电力转换器。

根据本发明的实施例，磁通误差项和第三变量项具有不同的权重因数。利用这种权重因数，可控制哪个误差比另一个误差补偿得更多，如果两个误差不同时被完全补偿的话。

根据本发明的实施例，成本函数包括第三项，其为时间移位的二次项。这个项惩罚大的时间移位，使得可尽可能保持离线计算优化脉冲型式的优化目标。

根据本发明的实施例，在预先限定预测范围上计算最佳磁通、估计磁通、磁通误差、最佳第三变量、估计第三变量和/或第三变量误差。这种范围可包括在各个相中的两个或更多个开关时刻。优化脉冲型式的开关时刻可在预测范围内进行时间移位。

根据本发明的实施例，预先限定预测范围长于两个或更多个未来时间步长，且在下一个时间步长期间，仅经修改的优化脉冲型式的开关时刻被应用于电力转换器。后退范围方针可通过控制器执行。方法可对于控制器的每个时间步长执行，且可针对两个或更多个未来时间步长计算经修改的脉冲型式的未来轨迹。但是，仅针对下一个未来时间步长确定的开关时刻被应用于转换器。在下一个时间步长中，可再次执行方法。例如，时间步长可为控制器考虑的最小时间间隔。

根据本发明的实施例，在每个相中的仅下一个未来开关时刻被进行时间移位。因而，方法可看作速示控制方法，其可非常快速地执行。

根据本发明的实施例，磁通校正函数和/或第三变量校正函数为时间移位的线性函数。这样，成本函数为进行时间的至少二次函数，这可有利于求解优化问题。

根据本发明的实施例，通过在线求解二次规划而最大程度地减小成本函数。备选地，二次规划/规划可离线求解，且可在线评价得到的解。这个二次规划还可在各个相中包括约束，诸如开关时刻可不转移超过彼此(即，不可改变其顺序)的约束。

根据本发明的实施例，第三变量基于中性点箝位转换器的DC链路的中性点电位。当不被控制时，分离式DC链路的中性点电位通常围绕正和负DC链路电位之间的中间值浮动。以本方法控制的第三变量可为中性点电位或据此获得的量，诸如中性点电位的移动平均值。

根据本发明的实施例，最佳第三变量为根据优化脉冲型式确定的最佳中性点电位且估计第三变量为根据转换器中的测量值确定的估计中性点电位。类似于最佳基准磁通，最佳中性点电位可根据优化脉冲型式的形状(开关时刻和电压电平)和模型转换器的模型来确定。此外，实际和未来中性点电位可根据系统中的测量值来估计。这两个数量的差可用作通过对开关时刻进行转移来补偿的误差。

根据本发明的实施例，低通滤波器应用于估计中性点电位，且/或估计中性点电位被取平均，以控制中性点电位的漂移。中性点电位通常不被控制成始终为零，而是由于转换器拓扑结构且因为脉冲宽度调制产生的谐波，具有围绕零点的自然变化。但是，控制目标可为将中性点电位的平均值控制为零，即，控制漂移。这例如可通过对中性点电位误差取平均或通过过滤掉中性点电位误差的谐波含量的高阶贡献来进行。

根据本发明的实施例，针对表中的额各个优化脉冲型式而离线预计算对中性点电位的高阶贡献，且将其添加到估计中性点电位，以控制中性点电位的漂移。还可为可行的是，不在线计算最佳中性点电位中的高阶贡献，而是对其进行离线计算且将它们与对应的优化脉冲型式存储在一起。

根据本发明的实施例，最佳第三变量为根据最佳中性点电位对时间的积分确定的中性点磁通，且估计第三变量为根据转换器中的测量值确定的对应的估计中性点磁通。另一个可能是，控制对中性点电位的积分，即，与中性点电位相关的磁通。

根据本发明的实施例，第三变量基于模块化多电平转换器的循环电流。在模块化多电平转换器中，连接在传导回路中的不同的转换器分支之间的循环电流可由于转换器电池的不对称开关而产生。例如，第三变量可为根据循环电流确定的磁通。

根据本发明的实施例，优化脉冲型式被预计算，使得它们不产生(或几乎不产生)共模电压，且直接根据循环电流基准确定最佳第三变量。在此情况下，未修改的优化脉冲型式本身不产生循环电流，且经克拉克变换的三分量最佳磁通的第三分量可假设为零。第三变量可直接根据外部控制回路提供的循环电流基准确定，而不使用优化脉冲型式。基于系统中的测量值，第三变量磁通可基于转换器的模型和循环电流基准而确定。

根据本发明的实施例，经克拉克变换的三分量最佳磁通根据优化脉冲型式确定，且分成双分量最佳磁通和单分量磁通，作为最佳第三变量。在优化脉冲型式被优化以产生共模电压(或至少有限量的共模电压)的情况下，最佳第三变量可为根据选择的优化脉冲型式确定的转换器磁通的第三分量。

本发明的另一个方面涉及用于电力转换器的控制器，其适于执行上面和下面描述的方法。方法可至少部分地在软件和/或硬件中执行。例如，控制器可包括处理器，执行方法的计算机规划在该处理器上执行。控制器还可基于FPGA或DSP。

本发明的另一个方面涉及转换器系统，其包括与电网互连的电力转换器和这种控制器。必须理解，上面和下面描述的方法的特征可为上面和下面描述的控制器和转换器系统的特征，且反之亦然。

根据本发明的实施例，电力转换器为在分离式DC链路中的中性点箝位转换器，其适于将三相AC电流转换成DC电流。分离式DC链路可包括两个串连电容，其互连DC链路的正点、中性点和负点。DC链路的正点和负点可经由两个串连半导体开关的转换器臂与转换器的AC侧的各个相连接。中性点可经由各个转换器臂的半导体开关之间的二极管连接。在这种情况下，控制方法可控制作为第三变量的链路中性点电位。

根据本发明的实施例，电力转换器为模块化多电平转换器，其包括至少两个转换器分支，且各个转换器分支包括多个转换器电池，其具有自己的电池容量。例如，电力转换器可包括三个分支，其对电网的三个相进行三角形连接或星形连接。这种转换器可用于静止同步补偿器应用中。转换器分支的转换器电池可为串连双极转换器电池。各个转换器电池可包括四个半导体开关，其适于将转换器电池的电池电容连接到分支或脱开电池电容与分支。在这种情况下，控制方法可控制通过三角形连接的分支的循环电流，作为第三变量。

根据下文描述的实施例，本发明的这些和其它方面将显而易见，且参照下文描述的实施例，阐述本发明的这些和其它方面。

附图说明

将在下文参照附图中示出的示例性实施例更详细地阐述本发明的主题。

图1示意性地显示根据本发明的实施例的转换器系统。

图2显示流程图，其示出根据本发明的实施例的用于控制电力转换器的方法。

图3显示流程图，其具有图2的方法中使用的优化脉冲型式。

图4显示流程图，其示出图2的方法中使用的转移时刻。

图5示意性地显示用于根据本发明的实施例的系统的中性点箝位转换器。

图6示意性地显示用于根据本发明的实施例的系统的模块化多电平转换器。

图7示意性地显示图6的转换器的转换器电池。

图8显示流程图，其具有可用于图6的转换器的优化脉冲型式。

图9示意性地显示根据本发明的实施例的控制器。

图10示意性地显示根据本发明的另一个实施例的控制器。

在图中使用的参考符号和它们的含义在参考符号列表中以总结的形式列出。原则上，相同部件在图中设有相同参考符号。

具体实施方式

图1显示转换器系统10，它包括连接到三相电网14上的电力转换器12。例如，电力转换器12可适于将来自电网14的AC电压转换成DC电流，或者电力转换器可对电网供应来自另一个电网的电能。

转换器系统10以及特别是电力转换器12由控制器16控制，控制器16接收系统10中获得的测量值，并且产生用于使转换器12开关的开关命令。特别地，型式选择器框18中的控制器16接收基准磁通ψ_αβ,ref，并且基于基准磁通ψ_αβ，ref来从表22中选择优化脉冲型式20。此外，型式选择器18根据优化脉冲型式确定最佳磁通

并且通过用最佳磁通

减去已经根据系统10中的测量值确定的估计磁通ψ_αβ来计算磁通误差。

型式优化器框24接收优化脉冲型式20和磁通误差，并且此外接收基于最佳第三变量ζ^*和第三变量的估计ζ(也基于系统10中的测量值)的差的第三变量误差。根据这些输入，型式优化器26关于最大程度地减少/补偿误差的优化目标而修改优化脉冲型式20的时刻，且产生经修改的优化脉冲型式26。

方法的总体概述

图2显示了示出用于控制转换器12的可由控制器16执行的方法的流程图。

在步骤S10中，基于转换器基准磁通ψ_αβ，ref，确定基准磁通角θ^*、调制指数m^*和脉冲数量d*，并且基于调制指数和脉冲数量来选择合适的优化脉冲型式20。基于磁通角θ^*，读出优化脉冲型式20，使得它对应于转换器12的电压相的基本循环/周期的当前时刻。表22可提供处于所有三相u_abc的最佳磁通

和最佳开关位置。基于最佳开关位置，还可计算最佳第三变量ζ^*。

图3显示优化脉冲型式20的示例。已经离线计算了表22中的对应于不同调制指数的优化脉冲型式20。优化脉冲型式20可由开关时刻[θ_sw，1…θ_sw，d]^T(参考标号28指示示例)描述和在开关时刻时的开关位置变化[Δu₁…Δu_d]。这里，d*表示脉冲数量，它等于在四分之一波长中发生的开关事件的数量，并且Δu_i被定义为Δu_i＝u(t_i)-u(t_i-dt)，其中dt表示无穷小时间步长。

优化脉冲型式20可限定在基本周期的四分之一上，同时可通过应用四分之一波长对称法则来获得优化脉冲型式20的其余部分。

三相系统10的调制型式的特征在于开关时刻

通过使优化脉冲型式20相对于彼此转移基本周期的三分之一来获得调制型式。

通过对优化脉冲型式20求积分和将获得的磁通变换成αβ坐标，来获得最佳磁通

可预存储这个图(例如与表22中的优化脉冲型式20一起)，或者在线计算这个图。

任何三相向量数量ξ_abc＝[ξ_aξ_bξ_c]^T都可在固定直角αβ坐标中用二维克拉克变换来变换成ξ_αβ＝[ξ_αξ_β]^T，如下所示：

ξ_αβ＝Pξ_abc (1)

其中矩阵

特别地，将转换器磁通(在机器/变极器侧或电网/整流器侧处)定义为转换器12的AC连接件处的三相电压的积分，v_abc：

由此可见，将αβ坐标中的转换器磁通定义为：

ψ_αβ＝Pψ_abc (3)。

另外，转换器的γ磁通(由ψ_γ表示)可定义为共模转换器电压的积分：

最佳第三变量ζ是脉冲型式开关时间和(很可能)其它转换器和调制变量的函数。

回到图2，在步骤S12中，αβ系统中的磁通误差

由下者确定，

其中，

是最佳磁通，并且ψ_αβ是估计磁通。

在步骤S14中，第三变量误差

由下者确定

其中，ζ表示第三变量测量值/估计值，并且ζ^*表示最佳第三变量。

在步骤S16中，通过使转换时刻28进行时间移位而修改优化脉冲型式20。图4显示了已经在具体预测范围30上确定的优化脉冲型式22的示例。图4的流程图描绘了时间t上的三相a、b、c的转换时刻28和电压电平u_a、u_b、u_c。

转换时刻28在时间t中移动(转移)，使得目标函数J(在下面解释)最大程度地减小。

目标函数J可使用对角线权重矩阵R来惩罚控制变量的未校正误差

和转换时刻28的变化(受控变量)，该矩阵的分量可能非常小。明确地，优化问题可用以下公式表达

约束

这里，

λ≥0和

R≥0是权重因数。转换时刻28的校正在向量中加总

对于相a，例如，第i个过渡时间的校正由下者给出

其中，

表示第i个过渡Δu_ai的名义转换时刻。再次，后者被定义为

dt是无穷小的时间步长。此外，n_a表示在预测范围30内的区域中的相a中的转换时刻28的数量，并且

指的是超出范围30的第一名义转换时刻28。因此限定相b和c的数量。

转换时刻28不可任意地修改。对于三相来说，可实行成组的约束(7b)-(7d)，它在两方面约束转换时刻28。首先，当前时刻kT_s，即，过渡不可移动到过去。基次，相同相中的相邻转换时刻不可移动超出彼此，从而确保转换时刻28的正确序列得到保持。

例如，在图4中，相b中的第一转换时刻28受约束而位于kT_s和相b,

中的第二过渡的名义转换时刻之间。相b中的第二转换时刻仅可延迟到相同相

中的第三过渡的名义转换时刻。在这个示例中，落在预测范围30内的过渡的数量为n_a＝2,n_b＝3且n_c＝1。注意，在给定相中的转换时刻28可独立于其它相中的那些被修改。

范围长度T_p是设计参数。如果需要，使T_p增大，以便确保至少两个相中的转换时刻落在范围30内。例如，在图4中，在T_p小于

的情况下，T_p增大到这个值。

回到图2，在步骤S18中，从经修改的脉冲型式26中移除将在相同取样间隔内发生的转换时刻28。这一点通过使指示器相对于存储优化脉冲型式22和相应的三相电位值的开关角的表22得到更新来实现。

在步骤S20中，转换器12的半导体开关的开关命令源自取样间隔(即，转换时刻28和相关联开关位置)中的经修改的脉冲型式26。可通过将开关命令发送给转换器12中的半导体开关的门单元来对转换器12应用开关命令。

转换器磁通向量的校正

磁通误差项

惩罚在时间t处的转换器磁通误差(由(5)给出)和在时间间隔[tt+T_p]中对定子磁通应用的磁通校正函数之间的差。这两个量之间的差是t+T_p处的未校正的定子磁通误差。使用(10)中的二次惩罚来惩罚这个量，其中对于任何向量

αβ中的作为对开关时刻Δt的修改的函数的转换器磁通校正函数可写成

其中，v_dc对应于转换器的一个步骤的电压电平。这可扩展成

ψ_αβ,corr(Δt)＝-V₁Δt， (12)

其中

不等式约束

不等式约束(7b)-(7d)可写成矩阵形式。关于定义(9)，直接的做法是将相a的转换时刻的约束(7b)重新写成以下

G_aΔt≤g_a， (13)

其中

类似地，与相b和c、(7c)和(7d)相关联的约束可由下者表达

G_bΔt≤g_b (15a)

G_cΔt≤g_c (15b)

根据(14)来定义矩阵G_b、G_c和向量g_b、g_c。

单相约束(13)和(15)可加总成

GΔt≤g (16)

其中

其中，0表示合适维度的零矩阵。

控制第三变量

第三变量误差项为

其中，可假设第三变量校正函数ζ_corr是时间移位的线性函数。

ζ_corr(Δt)＝-V₂Δt (19)

将在下面关于中性点电位控制和循环电流控制来给出第三变量ζ的示例，以及矩阵V₂。

优化问题

收集所有前面的推导，成本函数J可写成

其中，

和Q＝diag([1 1 λ])。通过将(12)和(19)插入到(20b)中，后面的公式可重新写成

其中

扩展成本函数(21)得到

通过求平方可将它进一步简化成

从而定义

H＝V^TQV+R且

并且忽略(23)中的常数抵销项

成本函数J可写成标准形式J(Δt)＝Δt^THΔt+2c^TΔt。 (25)

因而，最大程度地减小成本函数(25)会使不等式约束(16)产生二次规划(QP)

受限于GΔt≤g (26b)

这个二次规划等同于公式(7)，如果第三变量校正函数是时间移位的线性函数的话。

可在控制器16中在线求解二次规划，或者可离线求解，并且可在控制器16中评价代数离线解，以获得二次规划的解。

速示控制

还存在对计算要求不那么高的版本的优化问题(7)，可将它看作是速示控制方法。

在速示控制方法中，将权重矩阵R在成本函数J中设定为零，并且将优化范围设定成在当前时刻处开始的最小时间间隔，使得三相展现转换时刻。

如果用公式将优化问题表达成二次规划(诸如上面的(26a)和(26b))，则速示控制方法的解可还原为简单的射影算子。

在下面，描述了控制方法的两个应用，并且提供关于第三变量的明确公式。

控制中性点电位

图5示意性地显示了中性点箝位转换器12a，它可为系统10的一部分。中性点箝位转换器12a包括DC链路32，它对于三个转换器移相电路34是公共的。分离式DC链路32包括正点36、负点38和中性点40，在正DC电压

和负DC电压

之间提供中性点40。电压

和

在电路34中经由功率电子半导体开关来开关。

各个电路34包括四个串连半导体开关40，它们并联连接到正点36和负点38上，并且在它们中间提供一个输出相。在两个上和两个下串连半导体开关40之间，连接成对的串连二极管42，成对的串连二极管在它们中间连接到中性点40上。

在这个布局中可产生问题，即，任何运行不平衡都可在对电容C_dc充电的电流

和

之间产生差，这可导致两个电容不均匀地充电/放电。不平衡可由下者引起：开关不完全、由于制造容差、老化而导致DC电容特性中有差异、开关装置特性不一致，或者三相之间的运行不平衡。结果是上和下DC链路电压之间有差别，从而引起非零中性点电位。中性点电位被定义为

即，作为上和下DC链路电容的电压之间的差C_dc。

中性点电位中的波动和漂移可在转换器的敏感构件中产生过电压，而且可引起不合需要的谐波。因此，中性点电位的控制器可为高性能驱动器的一个重要部分。

中性点电位的动态由下者给出

其中，i_np表示中性点电流。当这个相中的开关位置为零时，相有助于中性点电流，允许将它写成

i_np＝(1-|u_a|)i_a+(1-|u_b|)i_b+(1-|u_c|)i_c。 (29)

在各个相x∈{a,b,c}中，我们定义新变量

关于这一点，中性电流可写成紧凑形式

i_np＝s_ai_a+s_bi_b+s_ci_c。 (31)

控制目标是控制中性点电位中的漂移或DC分量，而非谐波或AC分量。在下面，描述中性点控制的两个版本。

控制瞬间中性点电位

在这个实施例中，第三受控变量ζ是瞬间中性点电位v_np。

可通过在时间窗[tt₁]内操纵转换时刻的时刻来控制在未来时刻t₁＞t处的中性点电位。更特别地，在相x中，考虑第i个转换时刻Δu_xi(t_xi)。其过渡时间可由

修改，其中，

表示这个转换时刻的名义转换时刻，并且t_xi指的是经修改的转换时刻。

可通过将(31)插入到(28)中且从t到t₁从两边求积分来计算在t₁处的中性点电位。

考虑在时间间隔[t t₁]中来自相a的贡献

假设在这个时间间隔中在相a中发生一个转换时刻。用Δu_a＝u_a1-u_a0表示转换时刻，其中Δu_a为非零整数。相应地，

Δs_a＝s_a1-s_a0。 (34)

名义开关时间为

而实际或经修改的开关时间为

按照在[tt₁]内在相a中发生一个转换时刻的假设，(33)可重新写成

其中，假设相a电流i_a在时间间隔[tt₁]中是常数。由于(34)和(35)的帮助，(36)可重新用公式表达成

如可看到的那样，可通过(37)中的最后一项，使用开关时间修改Δt_a来操纵相a在时间t₁处对中性点电位的贡献。我们将(37)中的这个最后一项项解释为对中性点电位的校正，并且一个时间移位的中性点电位校正函数为

更特别地，对转换时刻进行Δt_a修改会改变相a对中性点电位的贡献，该变化为v_np,corr,a(Δt_a)。

在下一个步骤中，使校正一般化为三相的中性点电位和任意数量的转换时刻。考虑时间间隔[tt+T_p]中的中性点电位校正。假设n_x转换时刻在相x中位于时间间隔[tt+T_p]内。如前面那样，假设相电流在[tt+T_p]内是常数。则这使得中性点电位按照相电流、转换时刻和对开关时刻的修改而得到校正

同样，(39)可表示为标量积

其中，为了简化标记，已经丢弃了对相电流的时间依赖性。

为了获得使得能够控制瞬间中性点电位的三维公式，使用中性点电位作为第三变量(ζ＝v_np)，它在成本函数J中产生以下第三变量校正项：

其中，

指的是时间t,v_np,corr(Δt)处的中性点电位中的误差是从t+T_p所应用的中性点电位的校正函数，并且λ是非负标量积权重。然后用公式将三维问题表达为：

约束

这里，

λ≥0和

R≥0是权重因数。转换时刻的校正在向量中加总

由于(40)中的校正函数v_np,corr的模型在(19)中具有相同形式，所以三维问题可投射在形式(26)中。输出误差被定义为

并且矩阵V被定义为

定义(24)、(14)和(17)也适用于这个公式。

可用公式将瞬间中性点电位控制的三维控制问题表达成上面描述的速示控制方法或全二次规划。

防止中性点电位漂移

当中性点箝位转换器12a中的控制目标是要控制中性点电位的漂移和大波动时，可过滤中性点电位，或者可在评价成本函数之前，以别的方式从基准中移除较高的谐波贡献。

例如，可过滤估计中性点电位。用

表示中性点电位的DC分量的基准，它典型地为零。相应地，在时间t处的中性点电位的DC分量由

给出。为了仅包括DC分量作为第三变量，可对估计中性点电位

进行低通过滤，或者在诸如第六个基本周期的合适时间窗里对估计中性点电位

求平均数。

此外，可基于优化脉冲型式来预计算中性点脉动，即，对中性点电位的较高阶的贡献。基于整体系统模型和预计算的优化脉冲型式，可确定由于按照电压相角开关所引起的中性点电位脉动。然后可将这个预计算中性点电位添加到中性点电位基准的DC分量(典型地为零)，以形成完整的中性点电位基准：

在这种公式中，仅可控制由于除了名义开关之外的原因而出现的中性点电位的不必要的部分。

控制平均中性点电位

在这个实施例中，第三变量ζ是第三轴线γ磁通，即，ζ＝ψ_γ。

已知瞬间中性点电位v_np(t)随基本频率3ω₁振荡。因此，瞬间值v_np(t)可独自提供很少关于我们想要控制的平均中性点电位的信息。

控制中性点箝位转换器12a中的平均中性点电位可包括以下三个步骤：

在第一步骤中，可确定必要的

校正，以将平均中性点电位成为期望值。

在这个步骤中，在基本周期中对中性点电位取平均数，其中，T是基本频率的周期。用v_np(t)表示在当前时间t处的中性点电位，并且

是在时间t+T处的期望中性点电位。实现这点的ψ_γ由下者给出

其中，C_dc是DC链路电容，是ω₁电力角速度，v_dc是总DC链路电压，I是在转换器终端处的高峰电流，cos(θ)是功率因数，L是电平的数量，并且σ是由所使用的优化脉冲型式给出的常数。更特别地，对于在第一90度中具有N个开关的优化脉冲型式，以及名义开关时间t_n，n＝1，2，…，N来说

为了获得(46)，假设

引起的角校正由下者给出

这个假设满足速示控制。对于二次规划来说，这个假设引起的误差是可忽略不计的。

在这个实施例中，最佳第三变量ζ^*由针对源自优化脉冲型式的中性点电位所评价的(46)提供，并且估计第三变量ζ是基于转换器12中的测量值所确定的对应的磁通。

在第二步骤中，可确定经调节的调制指数，因为引入

可改变转换器的输出电压的基本分量的量级。当使用非零ψ_γ时，基本相电压的幅度改变。可量化这个改变，所以在选择调制指数时可将这个改变考虑在内。

在第三步骤中，可使用上面描述的速示或二次规划控制方法来确定由α、β、γ中的磁通误差

引起的开关角校正。

不在基本周期里，而是在大小为W的时间窗中对中性点电位取平均数也是可行的，该时间窗可小于基本周期T的时间窗。然后这个平均中性点电位可用来计算所需ψ_γ。注意，通过使W<T，在不到一个基本周期里使中性点电位成为期望基准是可行的。

例如，在时间t–W和t之间的平均中性点电位可定义为

可在时间t＝0，W，2W，3W，…处对信号

取样。ψ_γ(t)在间隔

中也可保持为常数。

然后在时间窗W内使平均中性点电位为零的所需ψ_γ(t)由下者给出

控制循环电流

图6显示模块化多电平转换器12b，它包括分支44，各个分支包括多个串连的转换器电池46。分支44为三角形连接，并且使电网14的三相互连。

如图7中显示的那样，各个转换器电池46包括电池电容48。电池46的半导体开关40构造成H形桥，半导体开关40适于在两个方向上将电池电容连接到分支44上，以及适于使电池电容48与分支44断开。转换器电池46是双极电池。各个半导体开关40包括有效控制式功率半导体和空转二极管。

图6和7此外显示了在以下公式中使用的变量，诸如电流和电压。

作为示例，图8显示了转换器12b的转换器分支44的优化脉冲型式20。型式20是模块化多电平转换器12b的一个相的优化脉冲型式。可通过对应于所需调制指数使优化脉冲型式相位转移来获得其它相的优化脉冲型式20。

模块化多电平拓扑特别适合静止同步补偿器应用，因为不存在与电网12交换的永久有功功率。因此，可通过从电网12获取功率来对模块电容48预充电，而在静止同步补偿器名义运行的期间，它们的平均电荷保持相同。这是可行的，因为在名义静止同步补偿器运行期间，各个单独的分支的电流和电压的相位转移了90°。因此，如果脉冲型式是对称的，则模块电容处的平均电压在名义运行期间仍然是常数。

需要静止同步补偿器控制来产生由静止同步补偿器产生/吸收的正弦电流i_a、i_b和i_c。典型地，输出电流的基准由正序列三相电流给出。

但是，静止同步补偿器电流的基准也可包括负序列电流。这在连接到电网了的一些装置产生强大的负序列电流的情况下是需要的，然后可通过用静止同步补偿器注入相位相反的电流来补偿负序列电流。

在不平衡运行情况期间，分支44中的电压和电流(根据线路电流要求直接计算出的)在所有分支44中相位不转移90°。因此，有功功率与电网14交换。结果，电池电容48的平均电压开始漂移，这可导致模块化多电平转换器12b不恰当地运行。

可借助于额外的电流或电压控制来在转换器分支44之间实现能量平衡。通过控制模块化多电平转换器12b中的循环电流i_circ，可通过在转换器12b的分支44周围发送有功功率，而非与电网14交换有功功率，来补偿不平衡。这使得静止同步补偿器能够在不平衡期间进行基本运行。能量的载体是循环电流i_circ，将它定义为

其中i₁、i₂和i₃是分支电流。循环电流i_circ在转换器12b的三角形内部流动。

在静止同步补偿器应用中，可使用对循环电流i_circ的控制来在以下方面实现分支能量平衡：

在正常运行期间可消除循环电流i_circ，以防止电池电容电压有大脉动，而且特别是防止电池电容电压有漂移。从转换器12b所产生的任何共模电压中产生不必要的循环电流i_circ。由于转换器分支44中的电感L_b的原因，循环电流i_circ取决于共模电压的积分，这就是为什么循环电流尤其易受漂移的影响。

在不平衡运行期间，循环电流i_circ可用来在分支44之间重新建立能量平衡。循环电流基准在基本频率下是正弦形。

常常在所谓的空闲运行中使用静止同步补偿器，即，它连接到电网14，但电网14和转换器12b之间的电流流必须为零。在空闲运行期间，可注入循环电流i_circ，以便激活电池平衡算法，电池平衡算法将在一个分支44内的电容48之中重新分配电压且使它们平衡。为此，典型地在基本频率下注入正弦循环电流i_circ。

此外，控制循环电流i_circ可为在名义运行中使电压脉动减小，因此可能必须注入第二和第四电流谐波。

在下面，将基于关于图2所描述的方法的转换器12b的循环电流控制作为另一个实施例介绍。

电压v₁₂₃指的是转换器电压。为了简化说明，假设电池电容48的电压是常数。将通过基于优化脉冲型式20的调制而获得的转换器电压v₁₂₃描述成v₁₂₃＝u₁₂₃v_c，其中，u₁₂₃表示模块化多电平转换器12b的三相优化脉冲型式。变量u表示分支44中的转换器电池46的数量，其中，转换器电池输出连接到电容48上。电容48与具有相同极性的转换器电池v_m的输出的连接会产生正u，而以相反极性与其连接会产生负u。

电压v_g,abc表示在与电网14连接的点(通常在公共联接点处)处的电压且典型地被测量。转换器12b将电流i_g,abc注入到电网中。电流基准

从电网控制电平获得且必须被转换器12b跟踪。电网连接中的电感(包括变换器电感)被表示为L_g，并且模块化多电平转换器12b的分支44中的感应器被表示为L_b。分支电流被表示为i₁₂₃，而i_circ则表示循环电流。

可通过使用上面描述的控制方法，即，通过对转换时刻28应用根据优化脉冲型式20所确定的时间移位，来跟踪电网电流i_g，abc，以及特别是跟踪循环电流i_circ。

对基本转换器磁通基准建模

用由基尔霍夫定律产生的以下公式来描述图6中的电路：

i_g,abc＝D₂i₁₂₃， (53)

其中，

和

可在时间上对公式(52)求积分，以根据磁通(2)的定义，获得

ψ₁₂₃-D₁ψ_g,abc＝L_bi₁₂₃+L_gD₁i_abc， (54)

其中，ψ_g,abc是电网连接点处的磁通，并且ψ₁₂₃是转换器磁通。

现在考虑将三相系统变换成固定直角αβγ坐标(克拉克变换)。这个变换是双射的且因此是可颠倒的：

其中

注意，根据这个定义和(51)，分支电流i_γ的γ分量对应于循环电流i_circ：

在下面，可互换地使用循环电流和γ转换器电流的标记。

在(52)-(53)中引入替代

并且用左边的M_c乘以公式致使得到以下公式：

其中

这里，

是描述30°顺时针向量旋转的矩阵。注意，这个矩阵是正则的且其倒转由M^-1＝M^T给出在(57)-(58)中，ψ_αβγ表示经变换的转换器磁通ψ₁₂₃,i_αβγ是经变换的分支电流，而ψ_g,αβγ和i_g,αβγ则是经变换的电网磁通和输出电流。

公式(57)-(58)等同于以下在与αβ和γ有关的公式中分开的公式：

ψ_γ＝L_bi_γ (61)

i_g,γ＝0. (62)

从这些公式中，可得出以下结论：

可通过控制转换器磁通ψ_αβ的αβ分量来实现对输出电流静止同步补偿器i_abc的控制。αβ中的转换器磁通的基准为：

其中，ψ_g，αβ是对电网连接处的磁通的估计，并且i_g,αβ,ref是从电网控制器中获得的输出电流的基准。在连接到弱电网的情况下，其中电网磁通动态地取决于输出电流，或者在未知参数的情况下，转换器磁通基准的这个前馈确定可由反馈回路代替。

可通过仅仅控制转换器磁通的γ分量来实现对循环电流i_circ的控制。γ磁通的基准可确定为：

i_γ,ref＝L_bi_circ,ref， (64)

其中，从外部控制回路中获得循环电流基准i_circ,ref。

根据上面显示的内容，可通过控制转换器磁通的αβ和γ分量来实现对模块化多电平转换器12b的输出电流和循环电流i_circ的控制。特别地，最佳第三变量ζ^*可为根据外部控制回路所提供的循环电流基准i_circ，ref所确定的L_bi_circ，ref，并且估计第三变量ζ可为根据估计循环电流i_circ所确定的L_bi_circ。

对共模电压的考虑

由于关于模块化多电平转换器12b的控制方法，可能需要跟踪快速演进γ磁通基准。因此，考虑γ分量的脉动可能是必要的。γ分量的名义脉动由所使用的优化脉冲型式20限定，并且可根据优化脉冲型式20和名义系统模型来计算γ分量的名义脉动。

在下面描述用于循环电流跟踪的两种方法。注意，我们将γ磁通的基础表示为ψ_γ,ref，同时

表示包括了名义脉动的最佳γ磁通。这看上去可能同等于ψ_αβ,ref和

的公式。

图9显示控制器16a，它可用于不具有共模电压的设计优化脉冲型式20。由于这个方法，可简化在线控制器16a的编排。用于静止同步补偿器的电流控制器50接收经克拉克变换的电流基准

并且与来自系统10的测量值一起确定基准磁通ψ_αβ，ref，根据基准磁通ψ_αβ，ref来确定基准磁通角θ^*、调制指数m*和脉冲数量d*。从这些输入中，型式选择器18选择合适的优化脉冲型式20且确定最佳磁通

从最佳磁通

中减去估计磁通ψ_αβ，以确定磁通误差。

根据DC链路电压

和系统测量值52，用于分支能量的平衡控制器54估计最佳循环电流

循环电流控制器56使最佳循环电流

与最佳γ磁通基准中的系统测量值52一起转变。通过减去估计γ磁通ψ_γ来确定γ磁通误差。

然后型式优化器24从两个误差中确定经修改的优化脉冲型式20。如图9中指示的那样，型式优化24中的用来计算优化脉冲型式20的优化程序可仅仅受限于在三相系统中不展现共模的优化脉冲型式20，它不转变成零γ磁通基准。因而，可独立于优化脉冲型式20的选择来确定γ磁通。但是，在这种情况下，优化脉冲型式计算的可行设置可能小于名义情况，这可导致在频谱上经次最佳优化的脉冲型式20。

图10显示控制器16b，它可用于具有有限量的共模电压的设计优化脉冲型式20。共模电压的脉动不可暂时较大，因为它会导致电池电容48充电和放电过多。但是，可允许一定量的共模电压。

与图9相比，在图10中，循环电流控制器56的输出输入到控制逻辑58中，控制逻辑58也输出电流控制器50的接收且确定两个输出上的角θ^*、调制指数m*和脉冲数量d*。在那之后，型式选择器18确定三分量最佳磁通

根据三分量最佳磁通

来确定三分量误差，型式优化器24将三分量误差当作双分量磁通误差和第三变量误差。

在这种情况下，可降低计算的优化脉冲型式20的频谱次最佳性。但是，γ磁通的名义脉动可仍然存在，而且在得出磁通

的γ分量的基准时可能必须考虑γ磁通的名义脉动(如果它非常大的话)。

虽然已经在附图和前述描述中说明和描述了本发明，但应认为这种说明和描述是说明性或示例性而非约束性的；本发明不局限于公开的实施例。本领域技术人员通过研究附图、公开和所附权利要求，在实践本发明时可理解和实现公开的实施例的其它变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其它元件或步骤，而且不定冠词“一”或“一个”不排除复数。单个处理器或控制器或其它单元可实现权利要求中叙述的若干项目的功能。实际上互不相同的从属权利要求中叙述的某些措施不表示不可利用这些措施的组合。权利要求中的任何参考符号都不应理解为限制范围。

参考符号列表

10 转换器系统

12 电力转换器

14 电网

16 控制器

18 型式选择器

20 优化脉冲型式

22 具有优化脉冲型式的表

24 型式优化器

26 经修改的优化脉冲型式

ψ_αβ,ref 基准磁通

最佳磁通

ψ_αβ 估计磁通

ζ^* 最佳第三变量

ζ 估计第三变量

28 开关时刻

30 预测范围

12a 中性点箝位转换器

32DC 链路

34 相电路

36a 正点

36b 负点

38 中性点

40 半导体开关

42 二极管

12b 模块化多电平转换器

44 转换器分支

46 转换器电池

48 电池容量

50 电流控制器

52 系统测量值

54 平衡控制器

56 循环电流控制器

58 控制逻辑。

Claims (12)

1.一种用于控制三相电力转换器(12)的方法，所述方法包括：

基于基准磁通

，从预计算优化脉冲型式的表(22)选择三相优化脉冲型式(20)；

根据所述优化脉冲型式(20)确定双分量最佳磁通

且确定单分量最佳第三变量

；

根据所述最佳磁通

和基于所述电力转换器中的测量值估计的估计磁通

的差，确定双分量磁通误差；

根据所述最佳第三变量

和估计第三变量

的差，确定单分量第三变量误差；

通过使所述优化脉冲型式(20)的开关时刻(28)进行时间移位，使得最大程度地减小取决于所述时间移位的成本函数，而修改所述优化脉冲型式(20)，其中所述成本函数包括磁通误差项和第三变量误差项，

其中所述磁通误差项基于所述磁通误差和基于所述时间移位提供磁通校正的磁通校正函数的差，且所述第三变量误差项基于所述第三变量误差和基于所述时间移位提供第三变量校正的第三变量校正函数的差；

对所述电力转换器(12)应用经修改的优化脉冲型式(26) ，

其中所述最佳第三变量为根据最佳中性点电位对时间的积分确定的中性点磁通，且所述估计第三变量为根据所述转换器(12a)中的测量值确定的对应的估计中性点磁通，或

其中所述第三变量为根据模块化多电平转换器的循环电流确定的磁通，或

其中根据所述优化脉冲型式(20)而确定经克拉克变换的三分量最佳磁通，且将其分成所述双分量最佳磁通和单分量磁通，作为最佳第三变量。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

其中所述成本函数包括第三项，其为所述时间移位的二次项；且/或

其中在预先限定预测范围(30)上计算所述最佳磁通、所述估计磁通、所述磁通误差、所述最佳第三变量、所述估计第三变量和/或所述第三变量误差；且/或

其中所述预先限定预测范围(30)长于两个或更多个未来时间步长，且在下一个时间步长期间仅经修改的优化脉冲型式(26)的开关时刻被应用于所述电力转换器(12)；且/或

其中所述优化脉冲型式(20)的所述开关时刻(28)在所述预测范围(30)内进行时间移位；且/或

其中每个相中的仅下一个未来开关时刻进行时间移位。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

其中所述磁通校正函数和/或所述第三变量校正函数是所述进行时间移位的线性函数且/或

其中通过在线求解二次规划而最大程度地减小所述成本函数。

4.根据前述权利要求1-3中的任一项所述的方法，其特征在于，

其中所述最佳第三变量基于中性点箝位转换器(12a)的DC链路(32)的中性点电位。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，

其中所述最佳第三变量为根据所述优化脉冲型式(20)确定的最佳中性点电位，且所述估计第三变量为根据所述转换器(12a)中的测量值确定的估计中性点电位。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，

其中低通滤波器被应用于所述估计中性点电位，且/或所述估计中性点电位被取平均，以控制所述中性点电位的漂移；

其中针对所述表中的各个优化脉冲型式(20)离线预计算对所述中性点电位的高阶贡献，且将其添加到所述估计中性点电位，以控制所述中性点电位的漂移。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

其中所述优化脉冲型式(20)被预计算，使得它们不产生共模电压，且根据循环电流基准而直接确定最佳第三变量。

8.根据前述权利要求1-3中的任一项所述的方法，其特征在于，

其中所述磁通误差项和所述第三变量项具有不同的权重因数。

9.一种用于电力转换器的控制器(16)，包括处理器和存储有计算机程序的存储器，当在所述处理器上执行所述计算机程序时，所述计算机程序适于执行根据权利要求1至8中的任一项所述的方法。

10.一种转换器系统(10)，包括：

电力转换器(12)，其与电网(14)互连；

根据权利要求9所述的控制器(16)。

11.根据权利要求10所述的转换器系统(10)，其特征在于，

其中所述电力转换器(12a)为分离式DC链路(32)中的适于将三相AC电流转换成DC电流的中性点箝位转换器。

12.根据权利要求10所述的转换器系统(10)，其特征在于，

其中所述电力转换器(12b)为模块化多电平转换器，其包括至少两个转换器分支(44)，且其中各个转换器分支(44)包括具有自己的电池容量(48)的多个转换器电池(46)。

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