CN108027254A - 用于对测量变量进行测量的器件 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于测量被测变量的装置，其中，第一电感(LP，L1)具有添加至其以形成并联谐振电路(P)的电容(CP)并且由微控制器(MK)来激发。耦合至所述第一电感(LP，L1)的测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)由所述微控制器(MK)来测量。因此，可以推断出被测变量，在所述微控制器(MK)之外仅需要很少的部件。

Description

用于对测量变量进行测量的器件
技术领域
本发明涉及一种用于测量被测变量的装置。具体地，所述装置可以是感应式传感器。
背景技术
感应式传感器通常基于一个或多个感应式器件的系统的由于被测变量而导致的一个或多个特性值的变化。这种感应式器件可以指例如线圈、绕组或电感。
可能的特性值具体为：
-自电感L，也被简称为电感，
-电阻损耗R，所述电阻损耗由绕组的无电抗电阻及其他损耗贡献组成，
-复阻抗Z＝jωL+R，其中，j为虚数单位并且ω为角频率，
-损耗角δ＝arctan(Re{Z}/Im{Z})，
-以及尤其在多个器件之间具有磁耦合的情况下，互感M。互感M可以被间接测量作为一个导体中对尤其是另一个导体中的已知电流起反应的感应电压。
引起特性值变化的被测变量可以尤其是位置或长度、角度、力、压力或扭矩。可以通过举例引用的应用是用于汽车制动踏板的位置传感器。
对于感应式传感器，在现有技术中，具体存在两种用于电路系统的主要方法以便执行对特性值的电测量：
第一种情况下，这是一种谐振系统：具有其可变特性值(经常是电感L)的感应式传感器是振荡器的频率确定网络的一部分。振荡器总是以其自然频率进行振荡，其最重要的影响因素是L。因此，L的测量是致力于可以例如通过对振荡器振荡的周期或者零交叉进行计数来轻易执行的频率测量。
第二种情况下，这是一种锁相放大器(也是相敏整流器、同步解调器或者载频放大器)：感应式传感器设置有在固定频率下的激励(电流或者电压)。信号处理电路使用阻抗来测量对应的其他电变量(电流或电压)。信号处理与在所述激励的频率左右对此变量进行窄带滤波一致，随后利用所述激励来确定复振幅和商形成从而确定特性值。这些功能可以通过使用模拟电子学或者主要地使用数字信号处理的手段和软件来实现。
这两种方法具有不同的缺点。
谐振系统对感应式系统的概念具有限制性，因为每个振荡器仅一次振荡是可能的。多个信号仅可以使用多个独立的振荡器和感应式系统来获得，这显著地增大了传感器利用比率测量或差分测量的支出。另外，感应式系统总是具有频率相关性，即其仅可以针对一个频率以最优方式来进行设计；振荡器的频率范围总是折衷。借助振荡频率的改变，交叉灵敏性可能破坏测量结果，例如，因为电感L除了对被测变量的灵敏性之外还受到另外的频率相关变量的影响。最后，频率测量的最大计数结果与最小计数结果之差必须超过对满足测量精度和测量分辨率的对应要求的最小值。这需要取决于频率的最小测量时间，所述最小测量时间有时根本不可用。
相比之下，锁相放大器以恒定频率进行操作，但是也需要在此频率下的激励。这些强制振荡的频率是可自由选择的，但是感应式系统的频率相关性意味着这是针对以谐振进行操作的不一致性，即，利用处于自然频率下的振荡。因此不可能使用以下谐振的优点：作为谐振器进行操作的感应式系统已经是滤波器，因为它能够以其自然频率实现促进测量的特别高的振幅。频率显著不同于此频率的干扰受到滤波作用的抑制。另外，如果所有其他参数保持相同，则用于维持振荡的感应式系统的功率要求在谐振下处于其最低处。对于激励的给定功率，特别高的振幅因此是可能的。这两个优点自然是相同的实质性问题，一者是从测量的角度来看，一者是从激励的角度来看。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种用于测量被测变量的(与现有技术相比，可替代的、具体为经改进的)装置。
根据本发明，这是通过如权利要求1所述的装置来实现的。例如，有利的改进可以从从属权利要求中获得。权利要求书的内容通过明确的引用而并入说明书的内容中。
本发明涉及一种用于测量被测变量的装置。所述装置具有第一电感。所述装置具有被设置用于检测所述被测变量并且耦合至所述第一电感的测量电感。此外，所述装置具有与所述第一电感互连以形成并联谐振电路的电容。
此外，所述装置具有电子控制单元。所述电子控制单元直接连接至所述并联谐振电路并且被配置用于以从所述电子控制单元的时钟推导出的激发频率将所述并联谐振电路激发至振荡。此外，所述电子控制单元直接连接至所述测量电感，并且被配置用于使用所述测量电感来测量表明所述被测变量的值。
借助于根据本发明所述的装置，可以仅使用在谐振电路中的电子控制单元来测量测量电感。这节省了能量，因为谐振电路自动地进行振荡，并且通常，针对损耗的能量只能进行重新调整。强制振荡因此发生。这允许使用谐振的优点并且不受谐振系统的前述限制。使用电子控制单元来实现这些功能节省了成本并简化了系统。
谐振电路的激发也可以被称为激励。激发频率也可以被称为激励频率。时钟的推导可以具体地通过内部时钟、以及外部时钟的推导来实现。这具体意味着激发频率独立于并联谐振电路的谐振频率。
具体地，所述装置可以被设计为使得其不具有在电子控制单元外部的放大器。这同样节省了成本。通常，提供直接连接排除了电子控制单元与诸如电感或电容、或谐振电路等部件之间的对应放大器。对应放大器可以具体被集成在电子控制单元中。
谐振电路接近谐振频率的动作，甚至无需谐振振荡，带来了根据本发明所述的四个优点：
1.电压达到峰值并且因此对于端口引脚的危险消失。
2.通过电感的电流显著上升，因此在感应式系统中产生了与更强信号同义的更多磁通量。
3.通过电感的电流几乎变为正弦，这从电磁兼容性的角度来看是有利的并且对于下游信号处理是有利的。
4.供电线中到谐振电路的电流下降，因为谐振电路的阻抗特别高，接近谐振。这允许利用具有较低载流能力的较少端口引脚或输出级来产生激励。
为保护端口引脚免受在可容许范围之外电压的影响，互补激励是有利的，因为其引起电源电压平均值附近的振荡。在这种情况下，同样为电源电压一半的振幅是可能的或者可容许的；取决于微控制器的规格，还超出例如高达电源电压+0.5V的一半。由于输出级的内部电阻，端口引脚上的电压通常不再是方波电压。在端口引脚接近参考地电势或电源电压的情况下，在输入侧进行操作的激励通常不会提供任何可比较的选项，因为添加到这些电压的任何激励(AC电压)是在可容许范围之外，甚至在较低振幅上。
电子控制单元可以被理解为是指例如微处理器或者微控制器。在这种情况下，微控制器可以被理解为具体是指以下器件：所述器件不仅包括微处理器的功能，而且还包括集成在芯片上的读写存储器(RAM)、至少一种类型的只读存储器(ROM、EPROM、EEPROM、闪存等)、模数转换器(ADC)和/或定时器和端口部件。这种器件通常不需要外部存储器来进行操作，并且可以在没有外部电路系统的情况下执行程序，并且可以利用ADC来执行测量，并且可以经由端口引脚来输出由软件或者由定时器部件确定的数字信号。为此，微控制器通常仅设置有电压和时钟供应以及当接通时的复位脉冲。在现代器件的情况下，还可以并入时钟振荡器和一片复位逻辑，从而使得通常仅从外部供应电源电压。
然而，电子控制单元还可以是一种包括微处理器的安排，所述微处理器具有诸如存储器和时钟电源的外部电路的微处理器、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑控制器(PLC)或集成电路(IC)的外部电路的微处理器。
针对测量，通常使用电子控制单元或微控制器的模数转换器。在大多数微控制器中，ADC经由多路复用器连接至多个端口引脚，在所述端口引脚上可以对电压进行测量。用作输入的端口引脚的数量以及所述输入连接至ADC的顺序通常是可配置的。连接至多路复用器的端口引脚因此作为输入可用于执行多次独立测量。
假设测量结果在多数情况下不仅意味着保持在电子控制单元中或者微控制器中，而是例如通过串行接口被转发至其他系统。为此目的，可以存在合适的器件。
还可能的是将集成电路(IC)视为或者定义为包括以上所提及的电路功能的微控制器。这并不需要将IC也作为微控制器由制造商进行销售、或者作为标准芯片可自由地商购。从这种意义上来说，具体地，满足所有技术标准的ASIC(“专用集成电路”，具体是针对消费者应用而开发的IC)被认为是微控制器。
表明被测变量的可能值具体为：
-自电感L，也被简称为电感，
-电阻损耗R，所述电阻损耗由绕组的无电抗电阻及其他损耗贡献组成，
-复阻抗Z＝jωL+R，其中，j为虚数单位并且ω为角频率，
-损耗角δ＝arctan(Re{Z}/Im{Z})，
-以及，特别是在多个器件之间具有磁耦合的情况下，互感M。互感M可以被间接测量作为一个导体中对尤其是另一个导体中的已知电压起反应的感应电压。
根据表明被测变量的值，通常可能的是推断出被测变量，例如，可以计算或者在表中查找被测变量。
根据优选实施例，规定使所述并联谐振电路连接至所述电子控制单元的第一端口引脚和第二端口引脚。有利地，所述第二端口引脚然后被供应以关于所述第一端口引脚被反相的时钟。
由此可以实现的效果是：并联谐振电路的振荡不是在参考地电势(具体是地)左右或电源电压左右被实现的，而是电源电压的一半左右或者电源电压至少大约一半左右被实现的。这避免了使电子控制单元或者其端口引脚或电路系统受到危害。
具体可通过在端口引脚上对系统时钟进行分频或者采用所述系统时钟来达到激发频率。这允许在端口引脚上使用控制单元(例如，微控制器)的已确立功能来提供以激发频率定时的信号。
激励可以具体地从微控制器或者另一个电子控制单元的系统时钟中推导出。为此，可以使用定时器或者计数器。这通常以整数比率将时钟分频降至激励频率。在一些情况下，直接使用系统时钟也是可能的。经分频的时钟优选地连接至具有两个或更多个端口引脚的输出级，一个端口引脚或者一组端口引脚利用其自身的时钟而被致动，而第二端口引脚或者第二组端口引脚利用反相时钟而被致动。根据微控制器的架构，在这种情况下可能有必要针对每个端口引脚使用单独的定时器，因为，在没有分支定时器信号的机会的情况下，每个定时器可能仅连接至一个特定的端口引脚。这种情况在多数情况下不是问题，因为现代微控制器通常具有许多定时器，并且在多数情况下仅需要较少的(最小为两个)端口引脚。
由于可以通过调整定时器来选择激励频率，因此可以可选地在系统操作期间由软件更改此频率。
根据一个实施例，可以在多个端口引脚与一个电感(也就是说，举例而言，第一电感或者测量电感)之间互连对应的电阻器(具体地是无电抗电阻)。这还旨在通过直接连接来理解。所述电阻器可具体用于限制电流，这避免了由于过载而造成的损坏。
可以将并联谐振电路与所述第一端口引脚并联连接至与所述第一端口引脚同步连接的多个另外的第一端口引脚。也可以将所述并联谐振电路与所述第二端口引脚并联连接至多个另外的第二端口引脚，所述多个另外的第二端口引脚与所述第二端口引脚同步连接。因此可以增加端口引脚的对应最大电流负载，从而使得总的来说可以达到比仅使用一个端口引脚时更高的最大电流。
在这种情况下，同步连接旨在被理解为具体是指基本上相同的电势被施加到对应的端口引脚，也就是说，所述电势同时也被切换。
端口引脚上的电压具体用作激励。主要有两个使用可选地对应的一组端口引脚而不是被供应有时钟的单个端口引脚以及被供应以反相时钟的单个端口引脚的原因。第一，具有过低载流能力的多个端口引脚可以通过并联连接提供符合所述数量的多电流，如上面已经进一步提及的。因此，激励可能被供应给感应式系统，所述感应式系统的阻抗反之太低。第二，感应式系统可以提供被供应以激励的多个电感。在这种情况下，每个端口引脚使用一个定时器还可以可选地允许独立的电感被供应以不同频率或相位的激励。
因此，应提及的是，其他电感也可能将连接至其他端口引脚。
作为优选，并联谐振电路所连接至的端口引脚具有推挽输出级或三态输出级。这可能具体地意味着存在用于低阻抗连接至所述两个逻辑电平的每个电压的开关元件(双极性或者MOS晶体管)。已经发现这种实施例对于本申请是有利的。
根据优选的实施例，规定激发频率与并联谐振电路的谐振频率相差不超过25％，优选地不超过20％，特别优选地不超过15％，甚至更优选地不超过10％。这实现了有利的激发。谐振频率的操作通常不是预期的，但是作为边界情况一般是可以容许的。
激励的连接(如具体地也在此描述的测量电路)易于按比例缩放并且可以以从kHz范围到MHz范围(例如，优选地从5kHz到5MHz)的激发频率来完成，而不会改变对电子控制单元或者微控制器的需求。这通常仅涉及感应式系统的参数以及被定制的谐振电路的电容器的参数。5kHz的下限具体地使电感能够以充分小的尺寸来实施并且影响在其上尽可能少地进行测量的系统。上限具体地使端口引脚的寄生电容以及所连接外部网络的寄生电容连同输出级的内部阻抗不形成低通滤波器(其然后是有源的)。然而，应当理解的是，还可以使用所指示范围外的频率，因为最大容忍影响总是取决于实际情况。
在所寻求的激励频率范围内，上限范围(例如，从500kHz到5MHz)适合作为许多测量任务(具体地，在汽车中)的优选。感应式系统则非常小，并且还可以因为所需的电感仅为几微亨而以平面线圈的形式紧凑且低廉地集成到印刷电路板上。如果以平面线圈的形式实现感应式系统，则特别优选在上限范围内的激励频率，因为感应式系统中的阻抗否则通常变得非常小而无法在没有高水平努力的情况下用于精确测量。
作为优选，规定测量电感的第一极连接至所述电子控制单元的端口引脚并且第二极连接至与所述电子控制单元的电源电压的至少大约一半相对应的电势。
在这种情况下，电源电压的至少大约一半可以被理解为具体是指与电源电压的一半具有±10％或者±5％的偏差的值。也可能正好使用电源电压的一半。与此精确值的偏差不会导致测量误差，而是可能仅削弱了可实现的分辨率。
可以借助于例如分压器来产生与电子控制单元的电源电压的至少大约一半相对应的所述电势。
还可以借助于平滑电容器来产生与电子控制单元的电源电压的至少大约一半相对应的所述电势，其中，所述平滑电容器的第一极连接至参考地电势或者连接至电源电压，并且其中，所述平滑电容器的第二极经由电阻器连接至电子控制单元的端口引脚，所述端口引脚具有施加至其的脉冲化信号，具体为具有预先给定的占空比的信号。
在这种情况下，电阻器可以具体被设计用于实现较小的残余波纹，所述电阻器优选地具有高于100kΩ的阻抗值。
刚刚所描述的实施例基于以下深入了解：端口引脚上的电压通常被允许最小程度上仅超过由电源电压所提供的限值。针对测量变压器的次级绕组，这意味着所述次级绕组优选地根本不具有连接至参考地电势或VDD的输入侧以及连接至端口引脚的其他连接，因为在这种情况下，仅较小的振幅通常将引出电源电压范围。相反，作为优选，具有电源电压的大约一半的所指示电势用于允许最大振幅。
这可以利用简单的分压器来实现，所述分压器相当于简单的实施例。如所述指示的，还可以使用RC元件。电容器的输入侧连接至电源电压或者参考地电势，并且另一侧连接至测量变压器的次级绕组的连接。同样地，此节点具有连接至其的电阻器，所述电阻器的值通常在高于100kΩ的范围内。电阻器的另一侧连接至端口引脚。通常，在这种情况下，输出级在定时器控制下在三态输出级的逻辑电平与还可能地高阻抗状态之间发生变化，以便将电容器电压保持在大约电源电压的一半处。在这种情况下，如果微控制器的定时器可以形成脉宽调制器，则是特别有利的，因为然后参数变化的校正仅需要调整脉宽调制(PWM)比率。中央单元则很少被这种任务妨碍。RC元件中的电阻器值优选地意在较高，从而使得电压在电源电压的一半处仅具有较低的残余波纹。由于测量电路的滤波作用，可以借助于意在由模数转换器(ADC)测量的、与PWM频率保持适当间隔的信号频率来使残余波纹的影响最小化。
RC元件具体提供在电路的计量特性方面实现进一步改进的机会。电容器上的残余纹波可以有意地用作所熟知的“抖动(dither)”，以便提高测量的分辨率。在这种情况下，低振幅的辅助信号(残余纹波)被添加到有用信号。对总和信号进行重复采样则允许增大分辨率以用于有用信号的测量。此过程以名称“抖动(dithering)”而被熟知。应当提及的是，还可以以其他方式提供抖动，也就是说无需例如RC元件。
还可以由其他无源低通滤波器而非简单的RC元件来提供滤波功能。
作为优选，所述电子控制单元被配置用于：首先，当其接通时，将所述平滑电容器充电到电源电压的至少大约一半，同时所述并联谐振电路所连接至的端口引脚具有相同的逻辑电平并且仅在此后开始对所述并联谐振电路进行激发。
关于这种方法的有利性质，可以做出如下说明：
电感的使用会引起过电压风险，所述过电压可能破坏产生激励的端口引脚和用于测量的端口引脚两者上的微控制器。用于保护微控制器的措施(诸如串联连接的电阻器)与稳态有关。然而，当系统接通时，即使电路被设计为使得在稳态下不存在风险也可能引起过电压。为防止破坏，如果将避免使用专门用于接通过程的保护装置，则面向保护的接通程序是有利的。这是可以由电子控制单元的中央单元或者微控制器的中央单元通过程序执行的循环。只要已经达到稳态，通常就不需要进一步的单独措施，并且可以开始测量模式。
接通程序优选地开始于测量电路，在此期间，激励仍保持断开。优选地对用于产生电源电压的大约一半的电压的所有现有RC元件或无源低通滤波器进行预充电，从而使得它们可以实现其目的。如果在可应用节点处已经达到了电源电压的大约一半之前激活所述激励，则感应电压可能导致破坏可容许电压范围。在这一点上，麻烦的效果在于：需要RC元件的电阻较高，如以上所描述的，因为这意味着预充电可能花费非常长的时间，进而在正在接通的电源电压与准备测量的传感器系统之间产生不期望的延迟。相反，可以借助于由同样连接的电感和可应用端口引脚对RC元件的电容进行充电来避免这种延迟。为此，如果不存在可以用于在微控制器中执行限流的输出级或者输出级的配置，则可能需要在这些端口引脚上提供限流电阻器，例如，使用可切换的集成上拉电阻器。
当RC元件的预充电正在进行时，提供激励的电子控制单元和微控制器的这两个连接意味着具有相同的逻辑电平，从而使得没有电流流过可应用电感。电感具有到直流电流的非常低的阻抗并且相当于短路，这将破坏这些连接。三态输出的高阻抗状态也是有利的。当最终开始激励时，优选地意味着在这两个连接上几乎同时激活所述激励，以便将不可避免的短路尽可能短地保持在第一连接的第一电平变化上。优选地需要写入程序，从而使得输入的激活时间之间的延迟由于其他活动而是确定性的，例如，不允许中断。
由所述测量电感生成的信号优先地使用所述电子控制单元的模数转换器来捕获，当确定优选地在所述激发频率下所述信号的特性值具体为振幅、相位、实部和/或虚部时优选地将混叠考虑在内。
有利地，规定根据在所述电子控制单元中捕获的信号来确定评估频率下的频率分量，其中，所述评估频率具体是所述激发频率或者所述激发频率的混叠。
关于这些实施例，将进行以下观察。
如果所选激励频率是如此高以至于ADC的奈奎斯特频率甚至在最大可能采样比率下也低于所述所选激励频率，则可以有意地使用欠采样。在这种情况下，激励的信号表现为在ADC的输出处以低于对应奈奎斯特频率的频率进行混叠的结果；在这种情况下，混叠因此不是干扰或者排除准则，而是令人期望的。从通信工程的角度出发，激励是振幅调制载波，因为如果被测变量发生变化，则存在具有被测变量的激励的振幅调制(AM)。这导致AM边带的宽度以及针对根据本发明所述的系统的正确操作的采样比率的需要(优选地将需要针对带的被测变量中的带宽的至少四倍高)不会通过混叠而重叠以致干扰，因为AM信号具有被测量变化的信号带宽的两倍。由于激励本身的信号具有非常窄的带宽——由于向谐振电路添加了感应式系统，线圈电流通常几乎是正弦的——并且可易于使得低频被测变量的频带相对于模数转换器(ADC)的奈奎斯特带宽而较窄，因此不需要单独的措施，以便通过混叠来防止频带的不期望重叠以及信号的破坏。
由于测量电感或者一般来说分接出待测电压的电感通常具有低阻抗，因此噪声不是显著的问题。仅电感的较低无电抗电阻是噪声源。出于同样的原因，传感器周围中的宽带干扰源通常必须具有非常大的振幅，以便显著影响测量：较低无电抗电阻几乎充当电容地或电感地耦合的干扰源的短路，因为几乎整个干扰电压跨耦合阻抗而下降。仅窄带干扰源实现了与测量电路有关的针对大多数应用的振幅。因此，同样对有待测量的电压进行窄带滤波是有意义的。
这种滤波通常借助于使用的ADC的一系列样本来数字化地实现，以便隔离输入频率混合中的激励频率。这可以通过使用DFT(离散傅立叶变换)的实现方式来完成，所述离散傅立叶变换的算法由电子控制单元的中央单元或微控制器的中央单元来执行。特别优选的是使用格策尔(Goertzel)滤波器或格策尔算法，其可以以数值上特别高效的方式递送DFT的单条光谱线的绝对值和相位。可被选择用于此光谱线的频率优选地是激励频率，也就是说激发频率或者由于对激发频率的欠采样而引起的混叠频率。
根据一个实施例，测量电感DC耦合至第一电感。根据另一实施例，测量电感磁性耦合至第一电感。测量电感可以借助于设置为测量变压器而具体耦合至第一电感。已经发现这种实施例对于典型应用是有利的。
第一电感、测量电感和/或电容优选地是具有在1％与10％之间(优选地1％或者小于1％)的对应容差的部件。在这种情况下，所述容差通常规定了与设置点值的设计相关的最大偏差。在目前的情况下，相应较低的容差促进具体在批量生产的背景下设计所述装置，因为在容差较小的情况下，并联谐振电路的谐振频率的最大偏差也相应地较小。
根据优选实施例，存在如下规定
-并联谐振电路具有通过使Vt*Vt/V0的值最大化而获得的最大Q因数，
-其中，Vt表示在给定电容和第一电感与其在并联谐振电路的谐振频率处的对应值的最大偏差的情况下线圈电流与供应线电流之比，以及
-其中，V0表示针对电容和第一电感在并联谐振电路的谐振频率处的对应值的线圈电流与供应线电流的比率。
可以具体通过并联谐振电路中的电阻器的互连来限制最大Q因数。
所述最大偏差通常由对应分量的容差来预先给定，也就是说，以上已经进一步提及的与设置点值的最大偏差。
关于刚刚提及的Q因数和有利实施例，下面提供一些解释。
在电气工程中的无源器件(诸如例如，线圈和电容器)经常被提供有针对其特性值的容差，所述容差通常处于1％与10％之间。对于多数情况下，即使是低于1％的值也会导致器件的成本非常高。相较而言，超过10％的容差使得难以对电路进行完全有意义的设计。如果使用具有特性值L和C(电容)的容差展示器件来设计谐振电路，则谐振频率的振荡公式ω0＝1/√(LC)表明谐振频率ω0的容差对应于所述器件的容差的几何平均值√(LC)。使用常规器件设计的谐振电路的谐振频率的容差因此同样在从1％至10％的范围内波动。如果谐振电路被设计为使得其标称谐振频率与激励频率(即激发频率)相匹配，则必须假设真实谐振频率偏差为±1％到±10％。
谐振电路的重要性能是其Q因数Q。所述Q因数是对在电路中由于无电抗电阻引起的损耗的测量结果以及对自由振荡衰减的测量结果。Q因数越高，损耗就越低并且衰减就越慢。
图1示出了曲线族，其示出了Q因数对关于激励(即，由激发电路进行的激发)而向谐振电路添加电感系统的益处的影响。所标绘的是通过所激发电感的电流IL与激励的电流ISt的比率。在没有将感应式系统添加到谐振电路的情况下，此比率将总是等于一，因为不存在其他的电流路径。由于电流IL对应于有用电流，因为其产生磁通量，因此当电流ISt对应于工作量时，所标绘的商表示所述益处的评定因数。大于一的值对应于增益。此益处被标绘在归一化为谐振电路频率ω0的角频率ω上。族参数是Q因数；在这种情况下，在每条曲线中ω0处的值对应于Q因数的值，即，曲线示出了具有值8；6；4；2；1；1/√2(从上到下)的Q因数Q。
现在看看以与谐振电路频率ω0偏离±10％的频率向谐振电路添加感应式系统的益处，例如，可以看出，也可以建立针对这些频率高水平益处，而不仅仅是标称频率。然而，Q因数越高，在谐振频率ω0处的益处与在偏离±10％的频率处的益处的比率越高。原因是随着Q因数的增加谐振峰的带宽变得更窄的已知关系。因此，对于在此所描述的装置进行设计的目标，存在以下冲突：第一，Q因数应尽可能高以用于条件为Q因数的最高可能收益；第二，在容差范围中间(谐振)中的益处与在容差范围的边缘的益处的高比率带来关于在可用性上的降低，其如下解释：任何标准测量系统(模拟或者数字的)都具有通常必须不能超过的最大输入振幅。在这种最大架构中，相对分辨率与输入信号成比例，因为输入信号范围内的输入信号的最小可辨步长是恒定的。如果现在在谐振下充分利用了输入信号范围，则从图1得出的益处也可以被充分使用。然而，在容差范围的边缘处，所述益处按照从在容差范围的中间(谐振)的益处与在容差范围的边缘处的益处的比率得出的因数来降低。
目标是在概念期间对传感器系统进行的最优设计。首先所期望的是尽可能低地保持器件特性值L和C的容差、或几何平均值√(LC)。在这种情况下，有用的是近年来具有1％和更高容差的电容器已经变得可用并且更便宜。然而，对于优化的主要重要性是对Q因数的最优选择。一般地，通常有利地仅与项√(LC)的低容差组合地使用高Q因数。以下所描述的设计过程因此是基于采用具有窄容差的适当电容的可用性以及用于相应应用的感应式系统的概念作为规定√(LC)容差的基础的想法，根据所述想法然后可以计算最优的Q因数。
与√(LC)的容差一样，角频率ω的容差也是由振荡方程来规定。由图1，针对ω0(谐振)和ωT(由容差给出的角频率；可以选择下限频率、上限频率或者两者)，现在可以读出IL/ISt的值。这也可能发生在数字上；图1中根据针对给定Q因数的并联谐振电路的供电线电流ISt和线圈电流IL进行的计算是初等电子工程并且是为此的前提条件。因此，变量V0＝IL(ω0)/ISt(ω0)以及Vt＝IL(ωT)/ISt(ωT)现在是已知的。对于频率ωT，然后认为：测量系统的输入电压范围被耗尽的分率是由项Vt/V0给出的。在此频率下，通过向谐振电路添加感应信号而获得的益处等于Vt。因此，整个系统受益于向谐振电路添加感应信号的因数是这两项的结果：Vt2/V0。基本方程的初等变换允许根据ω0、ωT和Q来计算此因数。系统的优化则在于最大化Vt2/V0，这根据ω0和ωT产生Q的结果。进一步地，初等数学变换也允许根据ω0和ωT来标绘Q。从这样的表示中，有可能直接读出Q，并且这节省了必须重复地将Q的值插入到最大搜索的计算中。在这两种情况下，Q的结果总是最大值，即对于具有ω0和ωT的相应设计的系统来说，Q被假设绝不超过计算值，因为否则就侵犯了测量系统的基本输入信号范围。在降至Q的计算值以下的情况下，不发生侵权；仅仅没有利用测量系统的输入信号范围。这对于谐振电路的设计来说是重要的，因为过高的Q因数Q可能总是容易地通过添加非电抗性电阻来降低；然而，其有时对通过感应式系统的性能给出的低Q因数进行建设性地增加产生很大困难。其原因是电感装置中电阻损耗的寄生现象，通常所述电感装置中的电阻损耗很高，特别是在传感器电感中，因为它们的匝数是外延的并且磁性电路是开放的。
总的来说，结合以上解释来获得以下有利程序或以下过程：
1.设计感应式系统(大部分在本申请的主题之外)
2.规定感应式系统的操作频率(大部分在本申请的主题之外，因为是由设计来确定的)
3.选择具有最低可能容差的电容器(这可以具体根据商用标准来完成)
4.计算器件值L和C的容差的几何平均值
5.根据(4.)来确定频率ωT
6.重复计算并使Vt2/V0最大化；结果是具有所选参数的最大可容许Q因数Q
7.谐振电路的包括L、C及其设计相关的电阻损耗的Q因数Q是否小于最大可容许Q因数Q？如果是，则就是这样！
8.如果不是，则将电阻器插入到使Q因数降至最大可容许值的谐振电路中。
其应当理解的是，刚刚所描述的过程步骤可以作为整体或任何子组合成为本发明的独立方面。
这些陈述具体产生以上所述的用于确定Q因数的程序。
例如，可以通过更改在测量电感中的磁芯的位置来检测被测变量。这可以改变测量电感的电感值。
还可以通过更改测量电感与第一电感之间的间隔来检测被测变量。这通常与作为测量变压器的实施例一致，其中，磁耦合被更改。
而且，例如，可以通过改变与测量电感和第一电感相邻的磁性导电、非磁性导电或者磁性非导电元件的位置来检测被测变量。这允许对不同的任务和情况进行定制。例如，所述元件可以安排在第一电感与测量电感之间或者旁边。更改其位置会更改第一电感与测量电感之间的耦合。
例如，磁性导电元件可以由钢制成。例如，非磁性导电元件可以由铝制成。例如，磁性非导电元件可以由铁氧体制成。
测量电感可以具体地被配置用于以位置、长度、角度、力、压力和/或扭矩的形式来检测被测变量。这与通常的使用情境一致。
电子控制单元优选地被配置用于使用测量电感来测量以下特性值中的一项或多项：
-自电感或者电感，
-电阻损耗，
-复阻抗，
-角度损耗，
-与第一电感有关的互感。
通过这种特性值，通常可以推断出被测变量。
根据一种改进方案，规定所述装置具有两个、三个或三个以上的测量电感。例如，这些可以被配置为单独地移动或者一起移动。它们可能尤其受到相同被测变量的影响，从而使得对干扰变量尤其是温度进行补偿是可能的。
具体地，所述装置可以具有第一测量电感和第二测量电感，其中，所述第一测量电感被安排在所述第一电感的第一纵向端处，并且所述第二测量电感被安排在所述第一电感的第二纵向端处。已经发现这种实施例对典型的应用是有利的。
根据本发明所述的装置可以具有例如振荡器、可选放大器、感应式系统、谐振电路电容器、可选测量放大器、以及测量系统，具体为测量装置。放大器对振荡器的信号进行放大，并且特别是在振荡器的输出端已经提供充分强的信号的情况下可以省去所述放大器。这个信号或放大器的信号形成使得电容器被添加以形成谐振电路的感应式系统的激励。特别地，上文已经进一步提到的第一电感和同样已经提到的测量电感可以被认为是感应式系统。如果输出信号对于测量系统而言太弱，则可以使用附加测量放大器，否则测量系统可以直接连接至感应式系统，具体地，例如由于电变量或多个电变量从感应式系统被分接。通过举例，测量系统可以被实施为使用模拟技术或数字技术或者可能的软件实现的锁相放大器(或者相敏整流器、同步解调器或载频放大器)，并且可以使用振荡器信号作为参考信号以便确定感应式系统的一个或多个特性值。
作为优选，激发频率是可调的。具体地，其可以通过软件调整。这允许对激发频率或激励进行调制。可替代地，还可以固定地预先给定激发频率。
电子控制单元可以具体被设置或者被配置作为用于在此所描述的测量的锁相放大器。这也可以被称为相敏整流器、同步解调器或载频放大器，并且已经发现对于在此相关的应用是有利的。
通过所描述的感应式系统的设计以及在此所描述的部件的组合而实现的效果是，对测量至关重要的变量峰值(如作为谐振特性)可以结合信号处理路径而链接，如通过锁相放大器已知的。这降低了感应式传感器系统的电流要求，和/或提高了其测量分辨率。针对具有开放磁性电路的感应式传感器系统的实用性设计，在从3到8的范围内的典型值可以有利地用于或预期用于Vt2/V0。
进一步的特征和优点将由本领域技术人员参照附图从以下描述的示例性实施例中获得。
附图说明
图1示出了以上在本申请中已经进一步讨论的Q因数的示例性曲线。
图2示出了根据本发明的第一示例性实施例的装置。
图3示出了根据本发明的第二示例性实施例的装置。
具体实施方式
以上在文中已经进一步提及并解释了图1。
图2示出了根据本发明的第一示例性实施例的装置，其中电子控制单元采用微控制器MK的形式。在这种情况下，感应式系统被实施为包括第一电感LP和三个测量电感(即，第一测量电感LS1、第二测量电感LS2和第三测量电感LS3)的测量变压器。由微控制器MK的引脚P1和P2来提供激励，所述端口引脚由内部定时器以所提供的激发频率或激励频率来致动。
与第一电感LP并联连接的是电容CP，其结果是获得并联谐振电路P。谐振电路P的振荡是通过更改P1和P2处的电压来持续维持的，从而使得获得恒定振幅的振荡。
通过第一电感LP的电流产生也覆盖测量电感LS1、LS2、LS3的磁通量。磁耦合由箭头标示。也穿过测量电感LS1、LS2和LS3的第一电感LP的磁通量的百分比取决于在这种情况下的被测变量。在本示例性实施例中，第一电感LP与测量电感LS1、LS2和LS3之间的间隔可以发生变化，以便测量所述百分比。
然而，例如，在第一电感LP与测量电感LS1、LS2和LS3之间还可以可替代地是软磁芯或者导电体，所述软磁芯或导电体的移动被测量。引起感应式系统的参数变化的任何安排基本上都是可能的。
基本上，测量电感LS1、LS2和LS3中的磁通量感应出被供应至微控制器MK的端口引脚P4、P5、P6的电压。使用三个电感LS1、LS2和LS3代替单一电感的优势是获得更多用于测量被测变量的数据的机会。测量电感LS1、LS2和LS3的值因此以不同的方式取决于被测变量，从而使得在测量电感LS1、LS2和LS3之一上的任何测量误差可以通过将计算中的所有测量电感LS1、LS2和LS3的测量值考虑在内来进行校正。具体地，在这种情况下可能对通常最重要的干扰变量(即温度)进行补偿。然而，可替代地，还可以利用系统来捕获多个被测变量。
端口引脚P4、P5、P6上的电压经由集成多路复用器被交替地供应至微控制器MK中的模数转换器(ADC)。ADC重复捕获这些电压中的每一个。根据由ADC针对每个电压确定的多个样本，确定在激励频率处的振幅和相位。可以执行数字信号处理和软件中的其他步骤，以便最终根据振幅值和相位值来确定被测变量的测量值。
如所示出的，测量电感LS1、LS2和LS3具有其对应的磁极，所述磁极与连接至端口引脚P4、P5、P6的磁极相反，所述端口引脚连接至由平滑电容器C1限定的公共电势。平滑电容器C1具有其磁极，所述磁极限定了经由电阻器R1连接至微控制器MK的端口引脚P3的这种电势。对于此端口引脚P3，微控制器MK在操作期间施加脉宽调制信号，以便将平滑电容器C1上的特定电势维持在平均值。此电势与微控制器MK的电源电压的大约一半相对应。
应当明确指出的是，除了前述部件微控制器MK、第一电感LP、测量电感LS1、LS2和LS3、电容CP、平滑电容器C1和电阻器R1之外，根据示例性实施例所示出的装置中不存在另外的部件。具体地，所有的无源部件都直接连接至微控制器MK。因此可以省去提供附加有源部件(诸如放大器)，这使得成本最小化。
图3示出了根据本发明的第二示例性实施例的装置。同样在这种情况下，提供了微控制器MK。以下解释了与根据第一示例性实施例的装置相较而言电路系统的差异。
在根据第二示例性实施例的装置的情况下，所有的电感都是DC耦合的。并联谐振电路P由第一电感L1、测量电感L2和电容CP形成。测量电感L2对被测变量敏感，并且在第一电感L1具有恒定值时发生变化。到端口引脚P1、P2的连接线包含电阻器R2和R3，所述电阻器保护端口引脚P1、P2免受过高电流。在第一电感L1与测量电感L2之间，电压被分接，所述电压以激励频率进行振荡并且所述电压的振幅和相位取决于被测变量。对于另一方面，参照图2。
属于本申请的一部分的权利要求书不代表放弃实现进一步保护。
如果在过程期间证明特征或者特征组不是绝对必需的，则现在申请人希望至少一项独立权利要求的表述不再具有所述特征或特征组。这例如可以是在提交之日存在的权利要求的子组合或者可以是在提交之日存在的权利要求的、受其他特征限制的子组合。这些权利要求或需要重述的特征的组合可以被理解为也被本申请的公开内容覆盖。
此外应指出的是，在不同的实施例或示例性实施例中描述的和/或在附图中示出的本发明的改进、特征、和变体可以任何方式相互组合。单个或多个特征可以任何方式彼此互换。由此产生的特征的组合可以被理解为也被本申请的公开内容覆盖。
在从属权利要求中的向后引用不旨在被理解为放弃实现对向后引用的从属权利要求的特征的独立的、实质的保护。这些特征还可以以任何方式与其他特征组合。
仅在说明书中公开的特征、或者仅在结合其他特征的说明书或权利要求书中公开的特征，基本上可以具有对本发明而言必不可少的自主重要性。因此，这些特征也可以单独地包括在权利要求书中用于与现有技术进行界定的目的。

Claims (15)

1.一种用于测量被测变量的装置，所述装置具有：
-第一电感(LP，L1)，
-测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)，所述测量电感被设置用于检测所述被测变量并且耦合至所述第一电感(LP，L1)，
-电容(CP)，所述电容与所述第一电感(LP，L1)互连以形成并联谐振电路(P)，以及
-电子控制单元(MK)，
-其中，所述电子控制单元(MK)直接连接至所述并联谐振电路(P)并且被配置用于以从所述电子控制单元的时钟推导出的激发频率将所述并联谐振电路(P)激发至振荡，并且
-其中，所述电子控制单元(MK)直接连接至所述测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)并且被配置用于使用所述测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)来测量表明所述被测变量的值。
2.如权利要求1所述的装置，
其特征在于
-所述并联谐振电路(P)连接至所述电子控制单元(MK)的第一端口引脚和第二端口引脚，所述第二端口引脚被供应以关于所述第一端口引脚被反相的时钟。
3.如权利要求2所述的装置，
其特征在于
-所述并联谐振电路(P)
-与所述第一端口引脚并联连接至多个另外的第一端口引脚，所述多个另外的第一端口引脚同步连接至所述第一端口引脚，
和/或
-与所述第二端口引脚并联连接至多个另外的第二端口引脚，所述多个另外的第二端口引脚同步连接至所述第二端口引脚。
4.如以上权利要求之一所述的装置，
其特征在于
-所述并联谐振电路(P)所连接至的端口引脚具有推挽输出级或三态输出级。
5.如以上权利要求之一所述的装置，
其特征在于
-所述激发频率与所述并联谐振电路(P)的谐振频率相差不超过25％，优选地不超过20％，特别优选地不超过15％，甚至更优选地不超过10％。
6.如以上权利要求之一所述的装置，
其特征在于
-所述测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)的第一极连接至所述电子控制单元(MK)的端口引脚并且第二极连接至与所述电子控制单元(MK)的电源电压的至少大约一半相对应的电势。
7.如权利要求6所述的装置，
其特征在于
-借助于分压器来产生与所述电子控制单元(MK)的电源电压的至少大约一半相对应的所述电势。
8.如权利要求6和7中任一项所述的装置，
其特征在于
-借助于平滑电容器(C1)来产生与所述电子控制单元(MK)的电源电压的至少大约一半相对应的所述电势，
-其中，所述平滑电容器(C1)的第一极连接至参考地电势或所述电源电压，-并且其中，所述平滑电容器(C1)的第二极经由电阻器(R1)连接至所述电子控制单元(MK)的端口引脚，所述端口引脚具有施加至其的脉冲化信号，具体为具有预先给定的占空比的信号。
9.如权利要求8所述的装置，
其特征在于
-所述电子控制单元(MK)被配置用于：首先，当其接通时，将所述平滑电容器充电到电源电压的至少大约一半，同时所述并联谐振电路(P)所连接至的端口引脚具有相同的逻辑电平并且仅在此以后开始对所述并联谐振电路(P)进行激发。
10.如以上权利要求之一所述的装置，
其特征在于
-由所述测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)生成的信号是利用所述电子控制单元(MK)的模数转换器来捕获的，当确定优选地在所述激发频率下所述信号的具体为振幅、相位、实部和/或虚部的特性值时将混叠考虑在内。
11.如以上权利要求之一所述的装置，
其特征在于
-根据在所述电子控制单元(MK)中所捕获的信号来确定在评估频率下的频率分量，
-其中，所述评估频率具体为所述激发频率或者所述激发频率的混叠。
12.如以上权利要求之一所述的装置，
其特征在于
-所述测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)被DC或磁性地耦合至所述第一电感(LP，L1)。
13.如以上权利要求之一所述的装置，
其特征在于
-所述并联谐振电路(P)具有通过使Vt*Vt/V0的值最大化而获得的最大Q因数，
-其中，Vt表示在给定所述电容(CP)和所述第一电感(LP，L1)与其在所述并联谐振电路(P)的所述谐振频率处的对应值的最大偏差的情况下线圈电流与电源线电流之比，并且
-其中，V0表示针对电容(CP)和第一电感(LP，L1)在所述并联谐振电路(P)的所述谐振频率处的对应值的线圈电流与电源线电流之比。
14.如以上权利要求之一所述的装置，其特征在于所述测量变量是通过以下方式来检测的：
-通过更改所述测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)中的磁芯的位置
-通过更改所述测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)与所述第一电感(LP，L1)之间的间隔，和/或
-通过更改与所述测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)和所述第一电感(LP，L1)相邻的以下元件的位置：
-磁性导电元件，
-非磁性导电元件，或者
-磁性非导电元件。
15.如以上权利要求之一所述的装置，
其特征在于
-所述装置具有两个、三个或者多于三个测量电感(LS1，LS2，LS3，L2)。
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