CN108885121B - 用于对测量变量进行测量的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于对测量变量进行测量的装置，包括：电子控制单元(MK)，该电子控制单元直接连接到并联谐振电路(P；LP，CP)并且被配置用于激发该电路以便在激发频率上进行振荡。至少一个测量电感器(LS1，LS2，LS3)被设计用于感测该测量变量并且耦合至该并联谐振电路(P)的电感(LP)。该电子控制单元(MK)具有：模数转换器，该模数转换器具有直接连接到该至少一个测量电感器(LS1，LS2，LS3)以便接收信号的信号输入端(P4，P5，P6)；以及失真信号发生器，该失真信号发生器具有输出端(P3，D)，该失真信号发生器被设计用于仅经由无源部件在参考点(VRP)处传送失真信号。该电子控制单元(MK)被配置用于以一定间隔从该至少一个测量电感器(LS1，LS2，LS3)的该信号中接收对应数量的测量值，从而分析每个间隔的测量值的频率，并且确定在分析频率下指示该测量变量的至少一个信号特征值。该失真信号被用于提高精度。

Description

用于对测量变量进行测量的装置

技术领域

本发明涉及一种用于测量被测变量的装置。举例来讲，这可以是还可被称为传感器的装置。举例来讲，这种装置可以被设计用于获取采用距离形式的被测变量，例如，以便建立汽车中踏板的位置。

背景技术

已知的装置具有各种缺点。举例来讲，缩放成多个输入在大多数情况下仅对于高水平支出而言是可能的。此外，被测变量捕获的准确性通常受所使用的微控制器中的模数转换器的可用位宽限制。虽然已知的抖动(例如，其中，与模数转换器允许的实际位宽相比，施加快速叠加信号允许进行更精确的测量)在这种情况下可以提供补救，但是在已知实施例的情况下，这与高水平的附加电路复杂性相关联。

尽管所要求的对应附加支出从技术角度来看基本上是可行的，但是本文描述的装置是批量生产的产品，其制造成本起着重要作用。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种用于测量被测变量的装置，该装置替代地例如以可更廉价地制造的方式来被实施。

本发明涉及一种用于测量被测变量的装置。该装置具有第一电感。另外，该装置具有被设置用于感测该被测变量并且耦合至该第一电感的至少一个测量电感。这可以是一个测量电感或多个测量电感，例如两个、三个、四个或更多个测量电感。

举例来讲，被测变量可以是由如汽车中的踏板或者悬架的部件等技术元件所覆盖的距离，例如或者是由这种元件所采用的位置。

此外，该装置具有与该第一电感互连以形成并联谐振电路的电容。另外，该装置具有电子控制单元。该电子控制单元直接连接到该并联谐振电路并且被配置用于以从该电子控制单元的时钟中推导出的激发频率将该并联谐振电路激发至振荡。

举例来讲，该电子控制单元可以是微控制器、微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或另一个可编程或硬连线部件。

举例来讲，与并联谐振电路的直接连接可以是仅被实施用于导线或其他导电连接的使用，但是该直接连接还可以例如包括如电阻器等部件。在激发频率下进行的激发设置了振荡的并联谐振电路。举例来讲，电子控制单元的时钟可以来自内部振荡器、外部振荡器、内部或外部时钟源或来自另一个源。最后，在电子控制单元的时钟中推导出的激发频率下进行的激发通常意味着该激发频率由电子控制单元来规定。

该电子控制单元具有模数转换器，该模数转换器具有直接连接到该至少一个测量电感以便获取信号的至少一个信号输入端。这允许从测量电感中获取电压值。该电压值通常是该信号。应当理解，举例来讲，电子控制单元还可以具有多个模数转换器，这些模数转换器具有对应信号输入端，当存在多个测量电感时，每个信号输入端能够连接到对应的测量电感。然而，类似地，举例来讲，还有可能经由多路复用器将一个模数转换器与多个测量电感互连。

该电子控制单元具有失真信号发生器，该失真信号发生器具有失真信号输出端，该失真信号发生器被设计用于在失真信号参考点处传送失真信号。此失真信号允许使用抖动以便将模数转换器的分辨率改善超出纯粹基于其位宽而推导出的可能分辨率。在这种情况下，失真信号参考点可以直接位于电子控制单元的引脚或输出端处，但是其也可以位于电子控制单元的外部电路系统中，如稍后将通过示例进行描述的。

失真信号输出端仅通过无源部件耦合到模数转换器。本申请的发明人已经认识到，例如，将失真信号输出端耦合到模数转换器不一定需要有源部件，比如运算放大器。相反，如本文所述，完全可能仅通过无源部件将失真信号输出端耦合到模数转换器，也就是说，将失真信号与待测量信号叠加，从而与使用有源部件相比实现了相当大的成本节省。

电子控制单元被配置用于以一定间隔测量信号，在每个间隔内获取一定数量的被测值。此外，电子控制单元被配置用于执行对应间隔的被测值的频率分析，并且确定在评估频率下该信号的指示被测变量的至少一个特征值。

所描述的频率分析允许以特别有利的方式获得指示被测变量的特征值，特别是还可以允许关于所使用的频率的特殊情况。这将在稍后进行更详细的讨论。

根据本发明的装置可用于以特别高效和低成本的方式测量被测变量。在本发明上下文中，以下两种情况均是可能的：关于所使用的测量电感的数量来进行几乎任意的缩放：以及实现明显优于从模数转换器的位宽推测出的分辨率的分辨率。所有这一切都可以以最低支出和最低成本来实现。

这些被测值优选地间隔开对应的时间差，这些时间差与该信号的欠采样是一致的。可以有利地使用这种欠采样以便测量明显高于其他可能的最大频率的频率。这种高频率在使用本文描述的测量电感进行测量的情况下可能是特别有益的，因为根据变压器原理进行的AC电压传输使得频率越高则感应电压以及因此还有测量精度全都越高。

根据一个实施例，评估频率是激发频率。特别地，这与特别简单的实施例相一致。

根据一个实施例，评估频率是激发频率的混叠。这特别地考虑了混叠的影响。特别地其结果是，激发频率可以远高于在不考虑欠采样的情况下可利用所描述的情况测量的频率。

对混叠的生产性使用优选地如下进行，否则其在大多数情况下是破坏性的：在模数转换器的输入端处，存在激发频率下的信号，该信号借助于模数转换器上的采样率而经历欠采样。在没有进一步的信号处理步骤的情况下，模数转换器的输出端产生信号频谱，在该信号频谱中，激发频率被转换为低于模数转换器的采样率的奈奎斯特频率的值。这个值优选地与通过模数转换器的输出信号的频谱评估所测量的评估频率相一致。

优选地，对应的测量间隔包括该信号的整数数量个周期。这允许进行特别有利的频率分析。

优选地，对应的测量间隔具有失真信号的整数数量个半周期。作为特别的优选方案，其具有一个或两个半周期。这确保了：特别地，当使用确定性失真信号时，没有发生由失真信号引起的对测量结果的损坏。

优选地，失真信号输出端耦合到模数转换器而无需有源部件，特别地无需运算放大器。这种措辞可以用作以下措辞的替代：失真信号输出端仅使用无源部件耦合到模数转换器。因此，这些措辞也可以互换。

测量电感优选地具有连接到电子控制单元的对应信号输入端的对应第一极。作为另一种优选方案，这些测量电感具有连接到公共电势点的对应第二极。这允许为这些测量电感供应公共的可调电势。

该电子控制单元的电源电压的至少大致一半或者恰好一半可以存在于该电势点处。已经发现这是有利的，因为，在这种情况下，可以理想地在两个方向上均对差异进行测量。

优选地，电势点是失真信号参考点。这特别地可以意味着在电势点处失真信号叠加在期望的、至少大致可调的电势上。在这种情况下，电势点可以特别地是用于基于被测变量在测量电感中进行另外的信号调制的输出点。作为这样的输出点，作为失真信号参考点的电势点具有叠加在其上的失真信号，因此所述失真信号已经包含在有待由被测变量改变的信号中。

失真信号输出端和电势点特别地可以具有连接在它们之间的电阻器，电势点经由平滑电容器连接到参考地电势或电源电压。因此，失真信号输出端可用于设置电势点处的电势。特别地，这可以通过脉冲宽度调制来实现。

因此，可以特别地具有可预先给定的占空比的脉冲调制信号可以优选地存在于失真信号输出端处。

该特征值可以特别地是幅值、相位、实部和/或虚部。可以使用这些值中的一个、这些值中的两个、这些值中的三个或所有值的任何期望组合。因此，特征值还可以具有多个分量，例如，它可以具有幅值和相位作为分量，或者它可以具有实部和虚部作为分量。举例来讲，它还可以具有幅值、相位、实部和虚部以及上述值的任何其他子组以及其他值。基本上，特征值的组成，可能还作为多维或多分量变量，将取决于对应的应用。

下文提供了本发明的多个一般实施例，并且应该提及的是，下文描述的所有实施例、特征和变体都可以根据需要与本申请中另外描述的实施例、特征或变体相组合。

微控制器是许多传感器系统的一体部分，因为，例如，如滤波或干扰变量抑制等信号处理的传感器功能可以在软件中数字地灵活且低成本地表示。由于显示被测变量的物理参数依赖性的真实传感器系统实际上总是可以解释为模拟的，因此模数转换器(ADC)在传感器系统中具有重要意义。大多数微控制器都包含集成的模数转换器，因为集成电路中必要部件的联合实现有助于降低系统成本。

集成在微控制器中的模数转换器在大多数情况下具有8至12位的位宽或字长。市场上最普遍的是具有10位的系统。另一方面，在独立的模数转换器的情况下，12到16位的字长是非常普遍的。产生差异的原因是难以低成本地将高质量模拟电子部件与微控制器一起集成在集成电路(IC)上。这限制了有效分辨率(ENOB)，并且制造商寻求将字长设置得更高，但不会明显高于有效分辨率。

对于许多应用来说，10位的字长或有效分辨率是不够的。相比之下，现代微控制器中的模数转换器通常具有100kHz至200kHz的最大采样率，而汽车领域中传感器中被测变量的带宽在大多数情况下低于1kHz。因此可以对被测变量进行不同的过采样。因此可以考虑根据具有低分辨率的许多值来产生具有高分辨率的少量值。就这一点而言，一种已知的方法是被已知为“抖动”的方法。这涉及向输入信号中加入具有几个LSB(最低有效位)的数量级的低RMS值的噪声。其结果是，由模数转换器针对恒定输入信号所呈现的输出值变成随机的。它围绕与输入信号相对应并具有噪声的瞬时值的值进行振荡。如果噪声的平均值为零，那么来自模数转换器的许多输出值的平均值将与恒定输入信号的特定输出值相一致，但是平均值具有更高的分辨率。原因在于，在求平均期间产生了具有低于LSB的有效位数的位(数位)。这种方法被称为“随机性抖动”。

“随机性抖动”实现了上述目标，但是当只有少量、例如50个来自模数转换器的输出值相组合时，有效分辨率的增益同样只有很小，因为在如此少量的值的情况下噪声也无法具有足够的随机均匀性。这特别地可以意味着，针对噪声的每组例如50个连续值的平均值明显不同于零。因此，代替真实的噪声，即实际随机过程的值，可以经常使用伪噪声，即，无论以何种方式实际上已经整形为使得针对每个组提供所期望的随机性质、特别地平均值零的准随机值序列。由于这个原因，与“随机性抖动”情况相比，来自模数转换器的恒定少量的输出值在所引用的上下文中性能明显更高。这种已知方法被称为“确定性抖动”。

“确定性抖动”的操作方式不需要所添加的抖动信号或失真信号看起来像噪声。当从“随机性抖动”到“确定性抖动”的一步已经完成时，值得注意的是，例如，即使是如三角波形信号或锯齿信号等简单的限定信号也符合要求。在这种情况下，为了满足平均值等于零的主要条件，重要的仅仅是，为产生值而求平均的那些样本所来自的周期包括抖动信号或失真信号的整数数量个周期。通常，如果平均值是恒定且已知的则实际上甚至就足够了，因为可以通过计算在数字端处再次移除任何这样的值。

根据现有技术，实现该目标需要以下部件：

1.用于失真信号的发生器，

2.加法器，

3.模数转换器(ADC)，

4.微控制器(形成平均值)。

另外，为了满足失真信号的整数数量个周期的条件，旨在进行对发生器与模数转换器的同步。

如已经描述的，由于模数转换器和微控制器通常是集成的，因此基于现有技术的解决方案由微控制器以及还有作为外部部件的加法器和发生器构成。

特别地，对于多通道测量系统的情况，基于现有技术的解决方案可以每个通道具有一个加法器。因此，电路复杂性随着通道数量而明显增加，这意味着在其测量性质方面具有吸引力的多通道系统由于成本而再次失去了这种吸引力的至少一部分。

如本申请的发明人已经认识到的，加法器的功能可以仅利用用于微控制器的无源外部电路系统来实现。然而，特别地，对于既不存在模数转换器的差分输入也无法使用模数转换器的参考输入端的常见情况，在这种情况下，将每个通道构造一个无源加法电路。其结果是，与现有技术(求和放大器)相比，给定大量通道的整个电路仍然相对低成本，但是该电路仍然由众多器件构成，这些器件的总成本，尤其是由于部件装配和所占用电路板面积，仍然使进一步的优化看起来有用。

另外，实现通用可用性看起来是有用的，特别地通过使失真信号的频带与待测量信号的频带不再分离。

基于现有技术的抖动的使用具有以下限制：待测量信号可以在其形成平均值的每个时间间隔中仅可忽略地改变。然而，将期望的是，假定去除所描述的那些限制，利用微控制器的明显减少的外部电路系统来实现抖动、特别地“确定性抖动”的正面性质，并且从而节省成本。

首先，建议更换加法器。

没有加法器，就不存在将失真信号添加到输入信号的直接可能性。然而，如果模数转换器具有差分输入且输入信号以地为参考，则可以通过将输入信号施加到正输入端并将失真信号施加到负输入端来进行减法，或相反亦然。在这种情况下，减法相当于加法，因为可以自由地选择失真信号的算术符号。对加法问题的这种简单的部分解决方案(A1)实现起来成本较低。然而，特别地如果集成模数转换器已经具有以地为参考的输入端，即负输入端在内部永久地连接到地电势，则是有问题的。

相比之下，几乎所有模数转换器都具有DC电压可以连接到的参考输入端，该参考输入端充当由模数转换器进行的转换的参考变量。对于集成模数转换器的基本操作，此输入不一定路由到外部；在这种情况下，从电源到参考输入端的内部连接通常就足够了。然而，实际上，在许多情况下，可从外部接入参考输入端，即使制造商指示应在那里施加电源电压。原因在于，连接的隔离允许系统EMC行为被改善。因此，存在在那里施加电压的可能性，该电压是常规参考DC电压和失真信号的总和(部分解决方案A2)。这种解决方案几乎普遍可用于模数转换器或微控制器的所期望的性质，但不可用于处理后的信号，因为从数学角度来看，输入信号除以模数转换器中的参考电压，以获得一个数字，该数字当舍入为整数时表示输出值。如果失真信号现在连接到参考输入端，则这不再是已知的“抖动”操作，即，将辅助变量加到输入信号上。相反，将辅助变量加到第三变量(参考电压)上并且将输入信号除以此总和是具有略有不同的技术性质的新颖操作。

可以根据与常规抖动相同的准则来为此新颖操作优选地选择失真信号：当DC电压用作输入信号时，模数转换器的输出被假定覆盖很少的LSB，即在很少的相邻值之间波动。与输入信号成比例的失真信号的幅值无法用于做出通常有效的陈述，因为与输入电压范围相比，模数转换器具有完全不同的参考信号幅值。

常规抖动与新颖操作之间的区别特别地在于，除法在模数转换器的整个输入电压范围上并不传送良好的结果。在典型的应用实例中，常规抖动的性质大致是通过较大输入信号来实现的，这些输入信号穷尽模数转换器的输入电压范围，同时，益处随着较小输入信号而变得越来越小，直到最终信号接近零时发生有害影响。原因在于，与输入信号相比，失真信号然后变大。因此，新颖操作特别地适用于没有具有小幅值的信号出现的系统。对于使用中间变量来传输传感器信息的许多传感器系统来说，情况就是如此，例如，如在根据磁操作原理进行工作的距离传感器或角度传感器的情况下。在许多这些传感器中，被测变量调制磁场，由于信噪比(其然后很差)的原因，非常小的磁场幅值无论如何是不被期望的。总的来说，在许多情况下，新颖操作没有完全实现常规抖动的结果。然而，新颖操作的好处可以从以下比较中推导出，该比较典型的是最初所描述的频率情况与带宽情况的比较。因此，对于典型的传感器系统，存在三种设计替代方案：

1.没有抖动，10位分辨率，基本成本

2.常规抖动，14位分辨率，明显增加的成本

3.抖动基于部分解决方案A2，13位分辨率，最少增加的成本

该比较清楚地表明，例如，改进到13位就足够了的所有系统都可以从省去加法器(即通常是运算放大器IC)而受益。

在没有加法器的情况下执行抖动的另一种方式是在模数转换器上提供失真信号和输入信号的不同类型的耦合(部分解决方案A3)。这种解决方案同样实施起来非常低成本并且具有可用于整个输入幅值范围的优点，但是需要对频率进行特别观察。

不同类型的耦合特别地是DC电压耦合(也被称为导电耦合，即仅有被耦合节点之间的电阻器)和AC电压耦合(即被耦合节点之间的电容，通常也是电感，其中，电容通常是优选的)。电子电路的节点，在这种情况下是模数转换器的输入端，可以具有耦合到一个源的DC电压和耦合到另一个源的AC电压。然后，这些源在它们对模数转换器的输入电压做出主要贡献所处的频带上是不同的。为了出现期望的效果，这两个源的这些频带需要彼此充分地分离。考虑到失真信号通常是AC电压，存在以下选项，例如：

1.被测变量包含低至频率零的分量。为此然后有利地使用DC电压耦合。通过AC电压耦合，特别地电容耦合，有利地加入了较高频率的失真信号。

2.被测变量具有明显不同于零的较低频率限制。这特别地发生在使用调制方法的系统中。高频被测变量可以通过AC电压耦合、特别地电容耦合来耦合。可以通过DC电压耦合来加入低频失真信号。在这种情况下，数字信号处理优选地不是简单的求平均，而是优选地在输入端处将会发生对AC电压信号的解调。为此，可以使用各种算法。

另一个选项是通过在模数转换器的单个输入端处的串联连接来将失真信号的电压与待测量信号源的电压相加。就这一点而言，优选地，这些源中的至少一个具有不以地为参考的性质。对于信号源的情况，对于是电压源的传感器来说是特别地可能的，这些电压源相对于电路的其余部分具有在零电势下的连接，即，这些连接相对于此电路没有规定的电势。因此，这种信号源可以与失真信号的以地为参考的源串联连接。

这特别地涉及基于变压器原理进行操作的电感式传感器，也就是说，在这些电感式传感器中，提供了：一个或多个电感(初级电感)，被供应以电流以便产生磁场；以及一个或多个其他的磁耦合电感(次级电感)，在这些磁耦合电感上测量感应电压，该感应电压取决于被测变量并且影响磁场(例如被称为测量电感)。

特别有利的是具有多个次级电感或多个测量电感的设计，如果这些电感各自通过极彼此连接，则感应电压的测量不受任何方式的限制。然后可以将连接所有电感的极用于连接失真信号的单个电压源，同时每个次级电感或测量电感的另一个极可用于测量对应的感应电压。例如，此极可以是先前已经提到的电势点和/或失真信号参考点。

此外，可能还提供了集成发生器。

几乎每个微控制器都具有可与其数字输出端交互的一个或多个定时器或计数器。可能的交互类型在细节上有所不同。可以非常频繁地找到的典型功能是，只要计数器溢出，连接到数字输出端的触发器就会改变其状态。随后，计数器重新加载起始值，并且过程重新开始。最终，这种安排可用于产生可编程频率下的方波电压。例如，可达到的频率在<1Hz至>1MHz的范围内。由于计数器由微控制器的时钟振荡器的时钟所控制，因此方波电压可以很容易地同步至ADC，对于ADC而言这同样适用。因此，使用微控制器的手段可以很容易地满足同步条件。然而，作为失真信号，方波电压经常不是最佳的，因为抖动的效果当然明显地基于假设许多不同值的失真信号，以使得在对模数转换器的输出值求平均期间，针对输入信号的很小变化就可以产生输出值的改变分布。方波电压只有两个值，并且通常无法实现这一点。另外，方波电压的幅值通常太高，因为数字输出的稳定值一般说来接近正电源电压和负电源电压。

因此，方波电压优选地被重新整形和衰减，从而使得呈现许多不同的值(中间值)同时保持每个时段内的同步。就这一点而言，例如，可以使用滤波器或积分器和/或分压器或串联电阻器。在这种情况下优选不考虑有源滤波器，因为这将会增加成本。相反，优选地，仅使用无源RC网络来进行过滤并调整幅值以及可能的平均值。省略有源滤波器起初是个缺点，因为以这种方式无法产生精确的三角波形信号或锯齿信号。然而，对失真信号的曲线形状与抖动的有效性之间的关系的检查已经表明不需要电压值的均匀分布。因此，抖动还可以利用出现在向其应用方波信号、作为滤波器的RC元件输出端处的电子功能的各部分的周期性序列来发生。

对于有利的设计，应注意确保输出电压在连续采样时间上充分地不同。充分地(sufficiently)被认为意味着特别地满足在测量间隔中覆盖模数转换器的多个相邻输出值的准则。每个时间间隔都应该参与产生这种输出值分布，否则在此间隔中实际上没有发生抖动。在这种情况下，尽管相关系统仍将测量有效值，但分辨率将保持低于所示出的可能性。

对问题的解决方案的任何实现方式优选地由发生器网络以及部分解决方案A1、A2或A3之一或刚刚描述的解决方案构成。具有多个测量通道的传感器系统还可以包含多个这样的安排，每个测量通道能够具有独立的电路系统或能够共同地使用具有不同测量通道的各个部件。在这种情况下，优选地提供形成和断开必要的连接的开关。典型的示例是在ADC的输入端处使用多路复用器，因此该ADC可供多个通道使用。

此外，可以提供对AC电压信号的信号处理和处置。

当考虑基于现有技术的抖动时，通常不言而喻的是，预先假定待测量信号在测量间隔内是恒定的。测量间隔是被组合以产生高分辨率结果的各个测量值所源自的时间。通过在测量间隔中使用求平均来不言而喻地呈现恒定信号，因为尽管在信号改变的情况下该求平均导致结果的分辨率增加，但是它还导致了结果相对于信号的损坏。原因是作为低通滤波器求平均的动作，即，信号中的较高频率分量被抑制。

如果待测量信号变化非常快，如通常与例如电感式传感器的情况一样，则微控制器中的ADC几乎无法仍旧用于执行基于现有技术的抖动，因为信号的变化很大，并且仅在最高采样率下在两个连续样本之间的时间间隔中决不可忽略不计。例如，如果最大采样率是200kHz，则对于包括例如50个样本的测量间隔，50·1/200kHz＝250μs内的信号变化必须可忽略不计。如果现在将信号周期的第1/20设置为“可忽略”，对于在指定条件下可以发生抖动的最大频率，可以得到以下结果：1/250μs·1/20＝200Hz。信号周期的第1/20的规定可以看起来任意地低，但是如正弦等信号例如在仅半个信号周期中改变不超过幅值的两倍。在此时间段的十分之一中，这平均为幅值的20％，在零交叉处明显更多。考虑到这些值可忽略不计对于某些应用来说可能已经成为问题。因此，采用已知形式的抖动限于低信号频率以便使用简单的微控制器来进行信号处理。

相反，电感式传感器在较高操作频率下特别地明显有效，因为感应电压与频率成正比：

对于幅值为Φ0的给定正弦交变磁通，待测量的感应电压幅值与角频率ω成正比。如果目标是使用低成本且较小的电感来设计电感式传感器，特别地平面电感，即印刷电路板集成电感，则期望500kHz或更高的工作频率，因为只有这样才能实现成本、尺寸和信号幅值的有吸引力的组合。因此，在基于现有技术的抖动可访问的频带与用于电感式传感器的目标频带之间存在多于十的三次幂的裂口。绝不可能通过将计算中涉及的所有参数修剪为在某种程度上更有利的值来关闭此间隙。

该问题是可以解决的，并且借助于在没有在现有技术的基础上使用的求平均的情况下实现的抖动，可以从简单的微控制器中构造具有抖动的电感式传感器。换言之，借助于实施允许相当于不进行求平均的抖动的动作的操作。就这一点而言，执行以下步骤，例如：

如果所选操作频率是如此高以至于ADC的奈奎斯特频率甚至在最大可能采样率下也低于该所选操作频率，则特别地使用欠采样。在这种情况下，激励的信号表现为在ADC的输出端处以低于对应奈奎斯特频率的频率进行混叠的结果；在这种情况下，混叠因此不是干扰或者排除准则，而是令人期望的。在下文中，现在讨论被测频率或被测信号。如果不需要欠采样，这意味着工作频率或此频率的信号，或者如果使用欠采样，这意味着由混叠产生的频率或此频率的信号。

为了获得期望的结果，代替求平均，进行对在测量间隔中的被测样本的频谱评估。就这一点而言，如果在测量间隔中存在被测信号的整数数量个周期，则是特别有利的。应选择测量间隔中的样本数、采样率以及工作频率以使得满足此条件。由此实现的效果是连续测量导致被测信号的相位角在每个测量间隔中是相同的，并且在测量间隔内的开始和结束之间不存在突然的相位变化。

频谱评估优选地通过DFT(离散傅立叶变换)或可用于产生频谱的比较操作来实现，该频谱示出了针对频率的离散值的被测信号的幅值。在这种情况下，这些幅值可以计算为实数值或复数值。复数值可以描绘为实部和虚部或绝对值和相位。为了实现这样的操作，比如例如FFT(“快速傅立叶变换”)或格策尔滤波器等算法是可用的，其不确定完整频谱，而是仅确定一个频率的幅值。

为了通过频谱评估确定工作频率下的幅值，此幅值在测量间隔内仅可忽略地改变就足够了。然而，由被测变量确定的幅值变化取决于应用，并且发生得比在工作频率下的信号的瞬时值的变化慢得多。这两种变化率通过频谱评估解耦，使得工作频率对于测量间隔的选择而言并非进一步的限制，反之亦然。以上关于工作频率与测量间隔之间关系的所有陈述现在仅适用于被测变量的最高频率。

在工作频率下影响磁场的被测变量的值最终优选地根据测量频率下的幅值来计算。在最简单的情况下，这两者是成正比的。然而，它们还可以通过任何单调的数学函数联系起来。当存在多个通道时，即如图2中的传感器的多个次级电感，该函数具有与存在的通道相同数量的变量。这多个通道可以特别有利地用于差分测量或比率测量。

抖动本身优选地通过失真信号实现，也如在其他方法的情况下，在工作频率下加入到信号中，特别优选地如图2所描绘的。

这里，为了施加方波电压而使用端口引脚P3，该方波电压由R1和C1整形以产生幅值小得多的近似三角波形电压，该电压在次级电感LS1到LS3的公共节点处变得有效。因此，与P3处的电压周期相比，应该将相关联的时间常数RC选择为较高。此周期应选择得如此之高以至于在测量间隔中尽可能多地出现失真信号的不同值，也就是说，失真信号在测量间隔中的重复很少到几乎没有。由于假定信号是周期性的，这可以有利地通过测量间隔中P3处的电压的整数数量个半周期来实现，优选地一个或两个半周期。然而，这并非必须的，因为不一定传感器的整个工作周期都被测量间隔占用。因此，测量间隔还可以包括例如P3处的半周期的仅仅一部分。在每种情况下，向次级电感LS1至LS3的公共节点供应AC电压的目的是：每个测量间隔中的不同样本以确定的方式经历此AC电压的不同值，其结果是，在每种情况下电压偏移了LSB的一小部分。这实现了抖动的效果。

应该提到的是，DFT是一种变换，在该变换中，频谱中任何点的结果以相同的方式依赖于输入序列中的所有点。因此，如果在输入序列的间隔期间幅值改变了，则发生频谱的点的求平均的类型。在这个意义上，这里提出的解决方案在没有求平均的情况下未被实现，而是由另一种求平均来代替算术平均的简单形成。

应该指出的是，本申请的发明人特别地已经认识到，将电感式传感器与用于高频AC电压的抖动和相关联的信号处理结合使用具有很高的技术意义和商业意义。示例性应用是对距离或位置和角度的测量，特别是在机动车辆中。一个示例是对乘用车辆的主制动缸中的压力活塞的位置的测量。

下文以结构化方式描述了其他可能的特征，这些特征能够彼此组合并且与本文描述的其他特征任意地组合。

模数转换器特别地可以设计为微控制器的一部分。同样，失真信号发生器可以是微控制器的一部分。这允许特别紧凑和有利的实施例。

举例来讲，失真信号发生器可以通过微控制器的形成了失真信号输出端的数字输出端来实现。

模数转换器可以具有差分输入，失真信号输出端耦合到差分输入的端口。

失真信号输出端和参考电势、优选地为地可以具有连接在它们之间的分压器，差分输入的端口连接到分压器的输出端。

差分输入的端口以及参考电势可以具有连接在它们之间的电容器，该电容器优选地跨接在分压器的至少一个电阻器两端。

除了信号输入端之外，模数转换器还可以具有参考输入端，失真信号输出端耦合到参考输入端。

失真信号输出端和参考电势、优选地是正电势可以具有连接在它们之间的分压器，参考输入端连接到分压器的输出端。

参考输入端和参考电势可以具有连接在它们之间的电容器，该电容器优选地跨接在分压器的至少一个电阻器两端。

失真信号输出端和传送信号的信号端口可以耦合到信号输入端。

失真信号输出端可以具有耦合、优选地导电耦合到信号输入端的DC电压，并且信号端口可以具有耦合、优选地电容耦合到信号输入端的AC电压。

失真信号输出端和参考电势、优选地是地可以具有连接在它们之间的分压器，信号输入端连接到分压器的输出端。

分压器的连接在失真信号输出端与分压器的输出端之间的电阻器可以大于连接在分压器的输出端与参考电势之间的电阻器。

微控制器特别地可以是电子控制单元。

该并联谐振电路可以连接到该电子控制单元的第一端口引脚和第二端口引脚，该第二端口引脚被供应以关于该第一端口引脚被反相的时钟。

该并联谐振电路可以与第一端口引脚并联连接到一定数量的另外的第一端口引脚，这些另外的第一端口引脚同步连接到第一端口引脚。该并联谐振电路还可以与第二端口引脚并联连接到一定数量的另外的第二端口引脚，这些另外的第二端口引脚同步连接到该第二端口引脚。

该并联谐振电路所连接到的端口引脚可以有利地具有推挽输出级或三态输出级。

该激发频率与该并联谐振电路的谐振频率优选地相差不超过25％，特别优选地不超过20％，更优选地不超过15％，并且甚至更优选地不超过10％。

该测量电感可以具有连接到该电子控制单元的端口引脚的第一极并且具有连接到与该电子控制单元的电源电压的至少大致一半相对应的电势的第二极。

可以借助于特别地分压器来产生与电子控制单元的电源电压的至少大致一半相对应的该电势。

借助于平滑电容器可以产生与该电子控制单元的电源电压的至少大致一半相对应的该电势，其中，该平滑电容器具有连接到参考地电势或者连接到电源电压的第一极，并且其中，该平滑电容器的第二极经由电阻器连接到电子控制单元的端口引脚，该端口引脚具有施加至其的脉冲调制信号，特别地具有可预先给定的占空比的信号。

该电子控制单元可以优选地被配置用于：首先，当其接通时，将该平滑电容器充电到电源电压的至少大致一半，同时该并联谐振电路所连接到的端口引脚具有相同的逻辑电平以仅在此以后开始对该并联谐振电路进行激发。

由这些测量电感产生的信号可以特别地使用该电子控制单元的模数转换器来捕获，并且可以在将所述信号的特征值特别地幅值、相位、实部和/或虚部的混叠考虑在内的情况下来确定，特别优选地在激发频率处或在激发频率的混叠处。

可以根据电子控制单元中捕获的信号来确认评估频率下的频率分量，其中，该评估频率特别地是该激发频率或者该激发频率的混叠。

测量电感可以导电地或磁性地耦合到第一电感。

并联谐振电路优选地具有通过最大化Vt*Vt/V0的值而获得的最大Q因子，其中，Vt表示针对在并联谐振电路的谐振频率下电容和第一电感与它们各自值的最大差异线圈电流和电源线电流的比率，其中，V0表示针对在并联谐振电路的谐振频率下电容和第一电感的对应值线圈电流和电源线电流的比率。

优选地，可以通过以下方式来感测被测变量：通过改变测量电感中磁芯的位置；通过改变测量电感与第一电感之间的距离；和/或通过改变与测量电感和第一电感相邻的磁性且导电元件、非磁性且导电元件或磁性且非导电元件的位置。

该装置可以具有一个、两个、三个或多于三个测量电感。

例如，磁性导电元件可以由钢制成。例如，非磁性且导电的元件可以由铝制成。例如，磁性且非导电的元件可以由铁氧体制成。

该电子控制单元可以被设计为例如专用集成电路ASIC和/或专用标准产品ASSP。

该电子控制单元可以例如具有直接数字合成(DDS)模块，以便生成该激发频率。

该电子控制单元可以被配置用于更改该激发频率，以便确认该并联谐振电路的谐振频率，并且用于将该激发频率设置为与该谐振频率完全相同或者接近该谐振频率。

该电子控制单元可以被配置用于标识在端口引脚上何时发生了或即将发生超过最大电平的情况，并且通过改变该激发频率特别地通过将其进一步与该并联谐振电路的该谐振频率间隔开来对该情况作出响应。

该电子控制单元可以被配置用于执行干扰抑制，为此目的，激发频率在测量间隔内连续变化和/或激发频率在测量间隔内变化，并且基于激发频率确认信噪比，随后将激发频率设置为具有最大信噪比的值。

该电子控制单元可以具有至少一个模拟乘法器，该至少一个模拟乘法器连接到用于连接该测量电感的端口引脚并且连接到信号模块，其中，该信号模块以与该激发频率相距限定的、特别地较短距离的频率来递送振荡信号，其中，信号模块优选地被设计为直接数字合成(DDS)模块，并且其中，来自模拟乘法器的输出信号、特别地差信号继续在电子控制单元中被使用以确认被测变量。

所描述的可能的实施例、特征和变体可以以任意方式与本文描述的其他实施例和变体以及还有示例性实施例相组合，但是它们还可以是对本发明而言必不可少的单独元素，或者是对本发明而言必不可少的元素的任何组合或者是对本发明而言必不可少的单独元件。

附图说明

本领域技术人员将从下文参照附图描述的示例性实施例中收集进一步的特征和优点，在这些附图中：

图1：示出了具有外部电路系统的微控制器，

图2：示出了用于测量被测变量的装置，并且

图3：示出了作为时间的函数的信号曲线。

具体实施方式

图1示出了具有外部电路系统的微控制器MK。微控制器MK具有位于限定电压VR处的参考输入端Ref.。微控制器MK具有被设计用于输出失真信号的失真信号输出端D。失真信号输出端D连接到由第一电阻器R1和第二电阻器R2形成的分压器，该第一电阻器和第二电阻器彼此串联连接并且连接到与失真信号输出端D相反的地。

此外，微控制器MK具有模数转换器，该模数转换器具有信号输入端ADC+。模数转换器集成在微控制器MK中，并且，除了信号输入端ADC+之外，还具有负输入端ADC-，然而在这种情况下该负输入端无法从外部接入，并且在微控制器内部接地。在参考输入端Ref.处存在的电压(其由常规地连接到参考输入端Ref.的DC电压源递送)是模数转换器的参考电压。

图1所示的外部电路系统被设计用于测量信号电压VS。后者在当前情况下被描绘为AC电压，但是可以基本上是传感器的或有待监测或有待测量的另一个单元的输出电压。

信号电压VS经由电容器C1而被电容式地耦合到模数转换器的正信号输入端ADC+。因此，只有VS的AC电压分量可以作用于模数转换器，并且也只有此分量可以被测量。信号输入端ADC+进一步直接、也就是说导电地连接到先前已经描述的分压器的第一电阻器R1与第二电阻器R2之间的点，并且进一步经由第三电阻器R3连接到电源电压VDD。这三个电阻器R1、R2、R3的网络确定在正信号输入端ADC+处的DC电压电势。失真信号输出端D通常递送影响此电势的方波信号。为了最佳结果，这两个信号的频带应该分开。第一电阻器R1通常被选择为比第二电阻器R2和第三电阻器R3大得多，因为失真信号输出端D处的电压被假定使正信号输入端ADC+的DC电压电势仅偏移几毫伏，而第二电阻器R2和第三电阻器R3调节整个电源范围内的电势。

基本上，当与有失真信号输出端D提供的失真信号相叠加时，图1所示的电路允许测量信号电压VS。失真信号的产生和叠加信号的数字化两者都发生在微控制器MK中。这两个信号，也就是说失真信号和待测量的信号电压，耦合到信号输入端ADC+，而无需有源部件，也就是说特别地无需运算放大器且无需有源加法电路，在当前情况下使用导电耦合和电容耦合。

图2示出了一个示例性实施例，其中感应系统通过变压器来实现。在这种情况下，同样提供了微控制器MK，该微控制器具有数量为六个的端口引脚P1、P2、P3、P4、P5、P6。

第一和第二端口引脚P1、P2具有连接到其上的并联谐振电路P，该并联谐振电路具有第一电感LP和电容CP。这两个第一和第二端口引脚P1、P2到从微控制器MK的时钟中推导出的激发频率的适当连接允许将并联谐振电路P激发至振荡。

微控制器MK的第三端口引脚P3用作失真信号输出端D。第三端口引脚P3具有连接到其上的电阻器R1，该电阻器在其相反极处形成失真信号参考点VRP。失真信号参考点VRP还经由平滑电容器C1接地。向失真信号输出端D施加脉冲调制信号允许非常精确地设置失真信号参考点VRP处的平均电压。特别地，所述平均电压可以设置为微控制器MK的电源电压的大致一半，所述一半电源电压的AC电压分量可以是失真信号。例如，失真信号可以是锯齿信号或三角波形信号。

失真信号参考点VRP具有连接至其上的第一测量电感LS1、第二测量电感LS2和第三测量电感LS3。这些测量电感的对应相反极连接到第四端口引脚P4、第五端口引脚P5和第六端口引脚P6。因此，这些测量电感用作信号输入端。

一方面第一电感LP与另一方面这三个测量电感LS1、LS2、LS3在它们之间具有磁耦合，该磁耦合可以受到未描述的元件的影响。此元件取决于待测量变量。举例来讲，可以监测制动缸中活塞的位置，在第一电感LP与这三个测量电感LS1、LS2、LS3之间的磁耦合取决于此位置。因此，在制动缸中活塞的位置基本上可以通过监测三个测量电感LS1、LS2、LS3来测量。

所示装置特别地允许使用混叠进行测量，如前面详细描述的。在此省略了重复。

应该提到的是，代替将测量电感LS1、LS2、LS3中的每一个连接到对应的端口引脚P4、P5、P6，还可以将测量电感串联连接，并且还可以使得对应的电压分接可以在测量电感之间的连接点处发生。这允许通过差异形成来计算跨测量电感两端的对应电压降。

图3示出了作为时间的函数的三个信号曲线。在这种情况下，以从0到1的任意单元来描绘时间。也以从0到1的任意单元来描述幅值。在水平轴上描绘时间并用t来表示。在纵轴上描绘幅值并用A来表示。

首先，图3示出了失真信号输出端D或P3处存在的电压信号U_P3，该电压信号是方波电压。此外，示出了失真信号参考点VRP处或另一电容器C1上存在的信号U_C1。如可以从图3中所看到的，这是在平均值附近来回振荡的三角波形信号。因此，它是与失真信号叠加的恒定信号，该恒定信号至少大致是微控制器MK的电源电压的一半或甚至完全与微控制器MK的电源电压的一半相一致。

此外，举例来讲，描绘了第四端口引脚P4处存在的信号。此信号由U_P4表示。可以看出，它是正弦曲线并且比其他两种信号快得多。此信号可用于确定被测变量。如所示，由被测变量确定的信号与失真信号相叠加。

作为本申请的一部分的权利要求书并不代表省去更多的保护的实现。

如果在这些程序的过程中显现出一个特征或一组特征不是绝对必要的，则申请人现在就渴求用于至少一项不再具有该特征或该组特征的独立权利要求的措辞。举例来讲，这可以是在提交之日存在的权利要求的子组合或者可以是在提交之日存在的权利要求的、受其他特征限制的子组合。这种需要重新措辞的权利要求或特征的组合也可以理解为由本申请的披露涵盖。

此外应指出的是，在不同的实施例或示例性实施例中描述的和/或在附图中示出的本发明的改进、特征、和变体可以任何方式相互组合。单个或多个特征能够以任何方式相互交换。由此产生的特征的组合也可以理解为由本申请的披露内容涵盖。

在从属权利要求中的往回引用不旨在被理解为放弃实现对往回引用从属权利要求的特征的独立的、实质的保护。这些特征还可以以任何方式与其他特征组合。

仅在说明书中披露的特征、或仅在说明书或权利要求中披露的特征结合其他特征，基本上可以具有对本发明而言必不可少的自主意义。因此，为了区别于现有技术，它们也可以单独地包括在权利要求中。

Claims (16)

1.一种用于测量被测变量的装置，该装置具有：

-第一电感（LP），

-至少一个测量电感（LS1，LS2，LS3），该测量电感被设计用于感测该被测变量并且耦合至该第一电感（LP），

-电容（CP），该电容与该第一电感（LP）互连以形成并联谐振电路（P），以及

-电子控制单元（MK），

-其中，该电子控制单元（MK）直接连接到该并联谐振电路（P）并且被配置用于以从该电子控制单元（MK）的时钟中推导出的激发频率将该并联谐振电路（P）激发至振荡，

-其中，该电子控制单元（MK）具有至少一个模数转换器，该至少一个模数转换器具有直接连接到该至少一个测量电感（LS1，LS2，LS3）以便获取信号的信号输入端（P4，P5，P6），

-其中，该电子控制单元（MK）具有失真信号发生器，该失真信号发生器具有失真信号输出端（P3，D），该失真信号发生器被设计用于在失真信号参考点（VRP）处传送失真信号，

-其中，该失真信号输出端（D）仅通过无源部件耦合到该模数转换器，

-其中，该电子控制单元（MK）被配置用于以一定间隔来测量该信号，在每个间隔内获取一定数量的被测值，并且

-其中，该电子控制单元（MK）被配置用于执行对应间隔的这些被测值的频率分析，并且确定在评估频率下该信号的指示该被测变量的至少一个特征值。

2.如权利要求1所述的装置，

-其中，这些被测值间隔开对应的时间差，这些时间差与该信号的欠采样是一致的。

3.如以上权利要求1或2所述的装置，

-其中，该评估频率是该激发频率。

4.如以上权利要求1或2所述的装置，

-其中，该评估频率是该激发频率的混叠。

5.如以上权利要求1或2所述的装置，

-其中，对应的测量间隔包括该信号的整数数量个周期。

6.如以上权利要求1或2所述的装置，

-其中，对应的测量间隔具有该失真信号的整数数量个半周期。

7.如以上权利要求1或2所述的装置，

-其中，该失真信号输出端（D）耦合到该模数转换器，而无需有源部件。

8.如以上权利要求1或2所述的装置，

-其中，这些测量电感（LS1，LS2，LS3）具有连接到该电子控制单元（MK）的对应信号输入端（P4，P5，P6）的对应第一极，并且具有连接到公共电势点的对应第二极。

9.如权利要求8所述的装置，

-其中，该电子控制单元（MK）的电源电压的至少一半存在于该电势点处。

10.如权利要求8所述的装置，

-其中，该电势点是该失真信号参考点（VRP）。

11.如权利要求9所述的装置，

-其中，该电势点是该失真信号参考点（VRP）。

12.如权利要求8所述的装置，

-其中，电阻器（R1）连接在该失真信号输出端（P3，D）与该电势点之间，并且

-其中，该电势点经由平滑电容器（C1）连接到参考地电势或该电子控制单元（MK）的电源电压。

13.如权利要求9至11的任一项所述的装置，

-其中，电阻器（R1）连接在该失真信号输出端（P3，D）与该电势点之间，并且

-其中，该电势点经由平滑电容器（C1）连接到参考地电势或该电子控制单元（MK）的电源电压。

14.如权利要求8所述的装置，

-其中，具有可预先给定的占空比的脉冲调制信号存在于该失真信号输出端（P3，D）处。

15.如权利要求9至12的任一项所述的装置，

-其中，具有可预先给定的占空比的脉冲调制信号存在于该失真信号输出端（P3，D）处。

16.如权利要求1或2所述的装置，

-其中，该特征值是幅值、相位、实部和/或虚部。

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