CN107994795A - 一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法，其特征在于，包括下列步骤，步骤一，在三电平Boost变换器输出滤波电容器C_b1上设置电压传感器VT_incap1，检测的数据为电容电压u_cb1，在输出滤波电容器C_b2之上设置电压传感器VT_incap2，检测的数据为电容电压u_cb2；步骤二，在三电平Boost变换器上连接一个控制器，控制器包括AD调理电路、DSP、FPGA和驱动电路；控制器的两个输入端分别与电压传感器VT_incap1和电压传感器VT_incap2连接，采样信号电容电压u_cb1和电容电压u_cb2进入控制器，控制器的输出信号为连接到两开关管Q_b1和Q_b2的驱动脉冲；本发明给出了偏差电压增益特征系数分段解析表达式，并提出基于最大偏差电压条件的分段拟合方法，从而确定不同占空比区间相位延迟边界条件，从而更好地实现对偏差电压的有效调节。

Description

一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法

技术领域

本发明是一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法，涉及多电平变换领域，特别涉及一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法。

背景技术

三电平Boost变换器由Meynard T.A.和Foch H.于1992年提出的飞跨电容钳位型多电平逆变器演化而来，能够有效降低开关管电压应力，减小开关损耗和反向恢复损耗，有助于改善系统动态性能、降低谐波畸变并减小电感、电容的体积重量以提高系统的功率密度，在中大功率开关电源中拥有广阔的应用前景。但在实际应用中，三电平Boost变换器两路输出滤波电容和等效串联电阻以及输出负载存在一定差异，控制电路、驱动电路以及开关管工作特性也不完全一致，因此，输出中点电位将发生一定偏移，从而导致开关管电压应力不相等，影响系统安全可靠工作。

为保证系统正常可靠工作，需要采取一种有效的中点电位平衡控制方法。 Hung-Chi Chen基于三电平Boost型功率因数校正器，提出一种无需引入额外传感器的偏差电压自动均衡方法，整个控制仅包括输出电压控制环，但该策略需要数秒钟才能够实现电容电压自动平衡，动态响应较慢。Hung-Chi Chen进一步提出一种基于升压电感电流检测的均压控制方法，通过恰当地设置电感电流采样点，可以实现平均电感电流和不平衡电压的检测，但这种方法对采样精度和准确度要求较高，采样误差可能导致控制出现紊乱，造成系统崩溃。因此，为追求控制的准确性、快速性和可靠性，大多学者仍会通过设置两个电容电压传感器，以获取快速精准的输出电压和偏差电压信息，进而按照图1所示的双环(输出电压环和偏差电压环)框图进行控制，其中：V_ob＝u_cb1+u_cb2为实际输出电压，V_ob-ref为输出电压参考值，u_ctrl为输出电压控制信号；Δu_cb＝u_cb1-u_cb2为实际偏差电压，Δu_cb-ref为偏差电压参考值(通常设置为0)，Δu_ctrl为偏差电压控制信号；控制信号依次通过逻辑处理单元与脉冲产生单元，发出脉冲信号G_Qb1和G_Qb2，进而驱动开关管Q_b1和Q_b2进行斩波工作。

根据脉冲产生方式的不同，可将现有三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法归类为占空比独立控制与脉冲相位延迟控制。其中，占空比独立控制方法虽能对偏差电压进行调节，但偏差电压控制量的引入改变了三电平Boost变换器的输出特性，且存在复杂的耦合关系，不利于控制器设计；而脉冲相位延迟控制方法能够在不改变系统输出特性的基础上对偏差电压进行有效调节，但以往方法中并未建立系统精确的数学模型，缺乏对关键控制参数的指导设计，导致控制准确度和动态响应速度不高。

发明内容

本发明的目的是提供一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法，以高输出电压环的动态性能，并保证偏差电压环的无静差调节。

.一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法，其特征在于，包括下列步骤，

步骤一，在三电平Boost变换器输出滤波电容器C_b1上设置电压传感器 VT_incap1，检测的数据为电容电压u_cb1，在输出滤波电容器C_b2之上设置电压传感器 VT_incap2，检测的数据为电容电压u_cb2；

步骤二，在三电平Boost变换器上连接一个控制器，控制器包括AD调理电路、DSP、FPGA和驱动电路；控制器的两个输入端分别与电压传感器VT_incap1和电压传感器VT_incap2连接，采样信号电容电压u_cb1和电容电压u_cb2进入控制器，控制器的输出信号为连接到两开关管Q_b1和Q_b2的驱动脉冲；

步骤三，电压传感器在设定时间点采样信号进入控制器后，经过AD调理电路，输出的数字信号进入DSP后，进行运算处理，按照公式V_ob＝u_cb1+u_cb2和Δu_cb＝u_cb1-u_cb2，获取快速精准的输出电压和偏差电压信息，进而执行不同带宽的输出电压环和偏差电压环双控控制控制算法，具体如下；

输出电压环中，实际电压V_ob进入比较模块，与参考电压V_ob-ref比较后，生成偏差信号e_obb，为了避免控制点出现振荡，控制环中均引入振荡抑制模块，因此只有当第k次采样计算误差值|e_ob[k]|超过设置阈值E_o或时，才会将其反映至控制环以进行相应调节，否则按0处理。

输出电压环采用PID控制器作为串联补偿网络G_c1(k)：一方面利用PI控制器可以调整系统的低频稳态性能，提高系统型别，达到无静差调节要求；另一方面利用PD控制器可以调节系统的中频动态性能，使校正后系统以20dB/dec 的斜率下降并穿越0dB线，提高系统的相角裕度。

经PID控制器调节后，通过限幅处理，输出开通时间占空比信号D_on-b[k]，进入FPGA内执行脉冲发生逻辑。

偏差电压环中，实际电压Δu_cb进入比较模块，与参考电压Δu_cb-ref(等于0) 比较后，生成偏差信号e_cb，为了避免控制点出现振荡，控制环中均引入振荡抑制模块，因此只有当第k次采样计算误差值|e_cb[k]|超过设置阈值E_c时，才会将其反映至控制环以进行相应调节，否则按0处理。

为了尽可能减小甚至消除偏差电压环对输出电压环的影响，同时保证系统输出电压的快速动态响应，引入偏差电压环使能模块，只有当输出电压扰动值未超过设定阈值E_o，即e_ob1[k]＝0输出电压稳定时，才会将第k次采样计算误差值e_cb1[k]传递至控制模块G_c2(k)，否则按0处理，即不执行偏差电压调节。

对于偏差电压环，由于系统对偏差电压调节的动态响应速度要求并不高，设计控制器G_c2(k)时不需要其具有很大的截止频率，即偏差电压环路的设计带宽相对较窄。因此采用一种串联PI补偿器的方法，有助于提高系统的型别，保证校正后系统阶跃响应无静差。

经PI控制器调节后，通过变限幅环节，最终输出相位延迟信号λ_pd[k]，进入FPGA内执行脉冲发生逻辑；

步骤四，开关管Q_b1的驱动信号G_Qb1通过开通时间占空比信号D_on-b与三角载波信号u_ctrl1比较得到；

步骤五，开关管Q_b2的驱动信号G_Qb2通过开通时间占空比信号D_on-b与三角载波信号u_ctrl2比较得到，而三角载波信号u_ctrl2较u_ctrl1存在相位延迟λ_pd其中，λ_pdpd为脉冲延迟时间t_pd所占开关周期的比例，即λ_pd＝t_pd/T_sb；

步骤六，脉冲信号G_Qb1和G_Qb2经过驱动电路后，分别施加于开关管Q_b1和Q_b2之上；

步骤七，转入步骤三。

本发明的关键点在于：

1、突破传统基于低频假设与小纹波假设的状态空间平均法建模的局限性，采用基于电感电流纹波的建模方法，建立了三电平Boost变换器精确的输出电压和偏差电压数学模型；

2、推导出偏差电压增益特征系数的分段解析表达式，并基于最大偏差电压条件的分段拟合方法，设计了不同占空比区间相位延迟边界条件，从而更好地实现偏差电压的有效调节；

3、设计了不同带宽的双环控制器，并对控制器参数进行优化设计，提高了输出电压环的动态性能，并保证了偏差电压环的无静差调节。

4、设计了不同带宽的双环控制器，其中输出电压环采用PID控制器作为串联补偿网络，可以调整系统的低频稳态性能，提高系统型别和相角裕度，调节系统的中频动态性能；偏差电压环采用串联PI补偿器的方法，保证了偏差电压的无静差调节。

本发明的优点是:

1、在不改变三电平Boost变换器输出特性的基础上实现对偏差电压有效调节。

2、提供了基于电感电流纹波的建模思路，有助于建立了精确的系统输出电压和偏差电压数学模型。

3、给出了偏差电压增益特征系数分段解析表达式，并提出基于最大偏差电压条件的分段拟合方法，从而确定不同占空比区间相位延迟边界条件，从而更好地实现对偏差电压的有效调节。

附图说明

图1、本发明实施例中使用的装置结构示意图；

图2、本发明DSP运算过程示意图；

图3、本发明经PI控制器调节后，其限幅值示意图；

图4、本发明脉冲产生单元；

图5、本发明逻辑处理单元；

图6、本发明典型工况波形；

图7、本发明10种工作情况分布规律；

图8、本发明串联PID补偿器前后输出电压开环传递函数Bode图；

图9、本发明串联PI补偿器前后偏差电压开环传递函数Bode图。

具体实施方式

对以往三电平Boost变换器脉冲相位延迟控制方法进行优化改进，采用一种基于电感电流纹波的建模方法，建立精确的输出电压和偏差电压数学模型，推导偏差电压增益特征系数的分段解析表达式，并采用最大偏差电压条件的分段拟合方法，确定不同占空比区间相位延迟边界条件，进而设计不同带宽的双环控制器，并对控制器参数进行优化设计，从而提高输出电压环的动态性能，并保证偏差电压环的无静差调节。

五、本发明的实现方案

本发明提出一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法，具体的逻辑处理方法和脉冲产生方法分别如图2和图3所示。输出电压控制信号u_ctrl和偏差电压控制信号Δu_ctrl通过比例环节分别生成开通时间占空比信号D_on-b和相位延迟信号λ_pd，两路驱动信号G_Qb1和G_Qb2均基于载波比较得到，其中参考电压相同且均为开通时间占空比信号D_on-b，而三角载波信号u_ctrl2较u_ctrl1存在相位延迟λ_pd(λ_pd为脉冲延迟时间t_pd所占开关周期的比例，即λ_pd＝t_pd/T_sb)。根据不同的中点电位偏移情况，通过调节移相角可以达到平衡两电容电压的目的。

对于脉冲相位延迟控制，λ_pd可由0变化至1，以0、D_on、0.5、D_on和1为分界点，将整个变化范围分为8个区段，如图4所示为D_on-b≤0.5，0<λ_pd<D_on-b时的典型波形。

总结不同工作情况下电压调节效果，得到表1所示的偏差电压调节原理：无论系统处于何种占空比情形，只要当u_Cb1>u_Cb2时，就应调节λ_pd至(0.5,1)的范围，以实现提高u_Cb2的目的；只要当u_Cb1<u_Cb2时，就应调节λ_pd至(0,0.5)的范围，以实现提高u_Cb1的目的。

表1偏差电压调节原理

不同D_on-b和λ_pd时，单位开关周期内模态切换过程不同，以此为原则将系统分为如图5所示的10种工作情况，并将具体工作条件和模态切换过程总结如表2所示。

表2工作条件与模态切换总结表

接下来对采用脉冲相位延迟控制方法的三电平Boost变换器进行数学建模，传统基于状态空间平均法建立系统小信号数学模型，往往会采用低频假设与小纹波假设，将系统状态变量与输入变量的瞬时值等效为其在一个开关周期内的平均值进行代替，并近似认为平均值在一个开关周期内维持恒定，从而忽略电感电流纹波信息，导致建模结果出现误差，因此传统的状态空间平均建模方法不再适用于该系统。为建立相对准确的系统数学模型，采用一种基于电感电流纹波的建模方法，其不同于传统状态空间平均法全周期平均值替换的思路，而是将每个运行阶段内的电感电流分别求取平均后，再站在整个开关周期对系统进行建模。下面以图4所示的情况为例进行分析，单位开关周期内三电平Boost 变换器在4种模态间进行切换，各模态切换时刻t0～t4的电感电流瞬时值 i_Lb[i](i＝0,1,2,3,4)分别用i_Lb[0]表示如下：

i_Lb[4]＝i_Lb[0]

进而推导得i_Lb[0]关于整个开关周期电感电流平均值<i_Lb(t)>_Tsb的表达式：

结合以上各式，采用状态空间模型推导方法求得稳态系统输出电压增益M_ob和偏差电压增益M_eb分别为：

式中：k_dc为偏差电压增益特征系数。

从而推导结论：系统输出电压增益不受相位延迟信号的影响，但偏差电压增益由占空比信号和相位延迟信号共同决定。进一步由不同情况下计算结果可见，系统输出电压增益完全相同，但偏差电压增益中的特征系数k_dc有所不同，总结不同情况下特征系数k_dc的表达式如表3所示。

表3特征系数k_dc总结表

为更好地实现偏差电压的有效调节，应确定合理的Λ_pd调节区间，通过采用最大偏差电压条件的分段拟合方法，确定了不同占空比区间相位延迟边界条件。如图6所示为D_on-b≤0.5时，最大偏差电压条件曲线，其反映了最大偏差电压调节量出现时对应的D_on-b和Λ_pd值，图中原始曲线为真实的最大值位置，但由于该曲线分段密集、变化频繁，不易于数字实现，因此在其基础上提出一种分段拟合处理的方法，在保证准确性的基础上得到了便于实现的Λ_pd下限值拟合曲线。

进而推导出下式所示的Λpd下限值分段函数：

基于脉冲相位延迟控制方法的三电平Boost变换器输出电压和偏差电压动态调节过程仍存在一定耦合关系，为了尽可能减小甚至消除偏差电压环对输出电压环的影响，同时保证系统输出电压的快速动态响应，引入图7所示的偏差电压环使能模块。如图7所示，为了避免控制点出现振荡，两控制环中均引入振荡抑制模块，因此只有当第k次采样计算误差值|e_ob[k]|或|e_cb[k]|超过设置阈值E_o或E_c时，才会将其反映至控制环以进行相应调节，否则按0处理；而在进行偏差电压调节时，只有当输出电压扰动值未超过设定阈值E_o，即e_ob1[k]＝0时，才会将第k次采样计算误差值e_cb1[k]传递至控制模块G_c2(k)，否则按0处理，进而通过拟合曲线设置变限幅环节，对输出相位延迟信号λ_pd[k]进行控制。因此，对于输出电压环来说，偏差电压环的影响可以忽略不计，只有当输出电压稳定后，偏差电压环才开始起作用，两电容电压偏差开始受到控制。

对于输出电压环，采用PID控制器作为串联补偿网络：一方面利用PI控制器可以调整系统的低频稳态性能，提高系统型别，达到无静差调节要求；另一方面利用PD控制器可以调节系统的中频动态性能，使校正后系统以20dB/dec的斜率下降并穿越0dB线，提高系统的相角裕度。如图8所示，串联PID补偿器后，系统变为I型系统，阶跃响应无静差；系统在中频段以20dB/dec的斜率下降穿越 0dB线并具有一定宽度，相角裕度由16.6deg提高至53.2deg，幅值裕度由65.9dB 提高到18dB，系统动态性能得到很大改善；截止频率变为10000rad/s，系统高频噪声抑制能力较强。

对于偏差电压环，由于系统对偏差电压调节的动态响应速度要求并不高，设计控制器时不需要其具有很大的截止频率，即偏差电压环路的设计带宽相对较窄，因此采用一种串联PI补偿器的方法，有助于提高系统的型别，保证校正后系统阶跃响应无静差。如图9所示，串联PI补偿器后，系统变为I型系统，阶跃响应无静差，系统的稳态性能有所改善。

1.如图1所示，分别在三电平Boost变换器输出滤波电容器C_b1和C_b2之上，设置电压传感器VT_incap1和VT_incap2，用于实时检测电容电压u_cb1和u_cb2。

控制器输入信号为两电容采样电压，输出信号为两开关管Q_b1和Q_b2的驱动脉冲，控制器由AD调理电路、DSP、FPGA和驱动电路组成，主要实现输出电压控制和中点电位平衡控制。

电压传感器采样信号进入控制器后，经过AD调理电路，输出数字信号进入DSP进行运算处理并执行控制算法。

数字信号进入DSP换算之后，按照公式V_ob＝u_cb1+u_cb2和Δu_cb＝u_cb1-u_cb2，获取快速精准的输出电压和偏差电压信息，进而执行如图2所示的不同带宽的输出电压环和偏差电压环双控控制控制算法。

输出电压环中，实际电压V_ob进入比较模块，与参考电压V_ob-ref比较后，生成偏差信号e_obb，为了避免控制点出现振荡，控制环中均引入振荡抑制模块，因此只有当第k次采样计算误差值|e_ob[k]|超过设置阈值E_o或时，才会将其反映至控制环以进行相应调节，否则按0处理。

输出电压环采用PID控制器作为串联补偿网络G_c1(k)：一方面利用PI控制器可以调整系统的低频稳态性能，提高系统型别，达到无静差调节要求；另一方面利用PD控制器可以调节系统的中频动态性能，使校正后系统以20dB/dec 的斜率下降并穿越0dB线，提高系统的相角裕度。

经PID控制器调节后，通过限幅处理，输出开通时间占空比信号D_on-b[k]，进入FPGA内执行脉冲发生逻辑。

偏差电压环中，实际电压Δu_cb进入比较模块，与参考电压Δu_cb-ref(等于0) 比较后，生成偏差信号e_cb，为了避免控制点出现振荡，控制环中均引入振荡抑制模块，因此只有当第k次采样计算误差值|e_cb[k]|超过设置阈值E_c时，才会将其反映至控制环以进行相应调节，否则按0处理。

为了尽可能减小甚至消除偏差电压环对输出电压环的影响，同时保证系统输出电压的快速动态响应，引入偏差电压环使能模块，只有当输出电压扰动值未超过设定阈值E_o，即e_ob1[k]＝0输出电压稳定时，才会将第k次采样计算误差值e_cb1[k]传递至控制模块G_c2(k)，否则按0处理，即不执行偏差电压调节。

对于偏差电压环，由于系统对偏差电压调节的动态响应速度要求并不高，设计控制器G_c2(k)时不需要其具有很大的截止频率，即偏差电压环路的设计带宽相对较窄。因此采用一种串联PI补偿器的方法，有助于提高系统的型别，保证校正后系统阶跃响应无静差。

经PI控制器调节后，通过变限幅环节，其限幅值参见图3或如下公式，最终输出相位延迟信号λ_pd[k]，进入FPGA内执行脉冲发生逻辑。

FPGA脉冲发生原理如图4所示，开关管Q_b1的驱动信号G_Qb1通过开通时间占空比信号D_on-b与三角载波信号u_ctrl1比较得到。

开关管Q_b2的驱动信号G_Qb2通过开通时间占空比信号D_on-b与三角载波信号u_ctrl2比较得到，而三角载波信号u_ctrl2较u_ctrl1存在相位延迟λ_pd(λ_pdpd为脉冲延迟时间t_pd所占开关周期的比例，即λ_pd＝t_pd/T_sb)。

脉冲信号G_Qb1和G_Qb2经过驱动电路后，分别施加于开关管Q_b1和Q_b2之上，在实现输出电压高效控制的前提下，保证了输出电压的中点电位平衡。

Claims (1)

1.一种三电平Boost变换器中点电位平衡控制方法，其特征在于，包括下列步骤，

步骤一，在三电平Boost变换器输出滤波电容器C_b1上设置电压传感器VT_incap1，检测的数据为电容电压u_cb1，在输出滤波电容器C_b2之上设置电压传感器VT_incap2，检测的数据为电容电压u_cb2；

步骤二，在三电平Boost变换器上连接一个控制器，控制器包括AD调理电路、DSP、FPGA和驱动电路；控制器的两个输入端分别与电压传感器VT_incap1和电压传感器VT_incap2连接，采样信号电容电压u_cb1和电容电压u_cb2进入控制器，控制器的输出信号为连接到两开关管Q_b1和Q_b2的驱动脉冲；

步骤三，电压传感器在设定时间点采样信号进入控制器后，经过AD调理电路，输出的数字信号进入DSP后，进行运算处理，按照公式V_ob＝u_cb1+u_cb2和Δu_cb＝u_cb1-u_cb2，获取快速精准的输出电压和偏差电压信息，进而执行不同带宽的输出电压环和偏差电压环双控控制控制算法，具体如下；

输出电压环中，实际电压V_ob进入比较模块，与参考电压V_ob-ref比较后，生成偏差信号e_obb，为了避免控制点出现振荡，控制环中均引入振荡抑制模块，因此只有当第k次采样计算误差值|e_ob[k]|超过设置阈值E_o或时，才会将其反映至控制环以进行相应调节，否则按0处理。

输出电压环采用PID控制器作为串联补偿网络G_c1(k)：一方面利用PI控制器可以调整系统的低频稳态性能，提高系统型别，达到无静差调节要求；另一方面利用PD控制器可以调节系统的中频动态性能，使校正后系统以20dB/dec的斜率下降并穿越0dB线，提高系统的相角裕度。

经PID控制器调节后，通过限幅处理，输出开通时间占空比信号D_on-b[k]，进入FPGA内执行脉冲发生逻辑。

偏差电压环中，实际电压Δu_cb进入比较模块，与参考电压Δu_cb-ref(等于0)比较后，生成偏差信号e_cb，为了避免控制点出现振荡，控制环中均引入振荡抑制模块，因此只有当第k次采样计算误差值|e_cb[k]|超过设置阈值E_c时，才会将其反映至控制环以进行相应调节，否则按0处理。

为了尽可能减小甚至消除偏差电压环对输出电压环的影响，同时保证系统输出电压的快速动态响应，引入偏差电压环使能模块，只有当输出电压扰动值未超过设定阈值E_o，即e_ob1[k]＝0输出电压稳定时，才会将第k次采样计算误差值e_cb1[k]传递至控制模块G_c2(k)，否则按0处理，即不执行偏差电压调节。

对于偏差电压环，由于系统对偏差电压调节的动态响应速度要求并不高，设计控制器G_c2(k)时不需要其具有很大的截止频率，即偏差电压环路的设计带宽相对较窄。因此采用一种串联PI补偿器的方法，有助于提高系统的型别，保证校正后系统阶跃响应无静差。

经PI控制器调节后，通过变限幅环节，最终输出相位延迟信号λ_pd[k]，进入FPGA内执行脉冲发生逻辑；

步骤四，开关管Q_b1的驱动信号G_Qb1通过开通时间占空比信号D_on-b与三角载波信号u_ctrl1比较得到；

步骤五，开关管Q_b2的驱动信号G_Qb2通过开通时间占空比信号D_on-b与三角载波信号u_ctrl2比较得到，而三角载波信号u_ctrl2较u_ctrl1存在相位延迟λ_pd其中，λ_pdpd为脉冲延迟时间t_pd所占开关周期的比例，即λ_pd＝t_pd/T_sb；

步骤六，脉冲信号G_Qb1和G_Qb2经过驱动电路后，分别施加于开关管Q_b1和Q_b2之上；

步骤七，转入步骤三。