CN107947664A - 无刷直流电机驱动器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种无刷直流电机驱动器，其包括DSP芯片，DSP芯片分别与位置估算电路、驱动芯片、差分电流采样电路、电压采集放大电路连接，驱动芯片与桥式电路连接，位置估算电路、桥式电路、差分电流采样电路、电压采样放大电路与电机连接；桥式电路为三相半桥电路，由6个场效应管组成，每两个为一个半桥，每个半桥的中点与电机的一相连接；在DSP芯片内进行空间矢量脉宽调制，将方波信号转换为正弦波信号进行输出；经过空间矢量脉宽调制输出的PWM信号通过所述驱动芯片作用于所述三相半桥电路，并最终作为6个场效应管的开关信号，从而使得输出的电流为正弦波电流。本发明换相过程平稳，噪声小，以及转矩脉动小。
Description
技术领域
本发明属于无刷直流驱动技术领域，具体涉及一种无刷直流电机驱动器。
背景技术
现有的无刷直流电机驱动器的无刷直流控制通常采用方波控制方式，通过机械传感器获取转子的位置，在特定的位置进行强制换相，从而造成换相过程不平稳、转矩脉动大、噪声分贝高等问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种无刷直流电机驱动器，该无刷直流电机驱动器的换相过程平稳，噪声小，以及转矩脉动小。
本发明所采用的技术方案是：
一种无刷直流电机驱动器，其包括DSP芯片，所述DSP芯片分别与位置估算电路、空间矢量脉宽调制器、差分电流采样电路、电压采集放大电路连接，所述空间矢量脉宽调制器、驱动芯片、桥式电路依次连接，所述位置估算电路、桥式电路、差分电流采样电路、电压采样放大电路与电机连接；
所述桥式电路为三相半桥电路，由6个场效应管组成，每两个为一个半桥，每个半桥的中点与电机的一相连接；
在DSP芯片内进行空间矢量脉宽调制，将方波信号转换为正弦波信号进行输出；经过空间矢量脉宽调制输出的PWM信号通过所述驱动芯片作用于所述三相半桥电路，并最终作为所述6个场效应管的开关信号，从而使得输出的电流为正弦波电流。
所述空间矢量脉宽调制(SVPWM)为电机控制电压调节的手段，通过该方式生成6路PWM波用于所述三相半桥电路的6个MOS管的开关信号，从而将方波控制电压转换为正弦波控制电压，实现电机的正弦波控制。
按上述方案，所述差分电流采样放大电路包括运算放大器U1，运算放大器U1的正输入端通过电阻R8与电压采集放大电路的IL_A连接，运算放大器U1的正输入端通过电阻R10与VCC_REF连接，运算放大器U1的负输入端通过电阻R9与电压采集放大电路的IH_A连接，运算放大器U1的负输入端通过电阻R11与运算放大器U1的输出端连接，运算放大器U1的输出端通过电阻R12与dsp芯片的IFB_A管脚连接，作为电压采集的输入端；运算放大器U1的信号漂移端通过电容C5与dsp芯片的IFB_A管脚连接，运算放大器U1的信号漂移端接地；运算放大器U1的电源端通过电容C4接地，运算放大器U1的电源端接VDD电源。
按上述方案，所述电压采样放大电路包括运算放大器U2，运算放大器U2的电源端接VDD电源，运算放大器U2的电源端通过电容C7接地；电容C7的一端接地，另一端接VDD，起滤波作用；运算放大器U2的正输入端通过电阻R14与运算放大器U2的电源端连接；运算放大器U2的正输入端通过电阻R13接地；运算放大器U2的正输入端通过电容C6接地；运算放大器U2的负输入端分别与VCC_REF、测试端TP0连接，运算放大器U2的信号漂移端接地,运算放大器U2的信号漂移端通过电容C8与VCC_REF连接，运算放大器U2的输出端通过电阻R15与VCC_REF连接。
按上述方案，所述位置估算电路包括霍尔传感器，霍尔传感器用于估算转子的位置，其输出端HALL_A通过电阻R18与DSP芯片的ICO端连接，其输出端HALL_A还通过电阻R17与VDD连接，DSP芯片的ICO端通过电容C9接地，电容C9用于过滤不必要的交流信号。
按上述方案，所述驱动芯片的OUTH_A管脚通过电阻R1与半桥的第一个场效应管的栅极连接，第一个场效应管的漏极与电机的供电电压PVDD的正极相连，第一个场效应管的漏极通过电容C2接地；驱动芯片的OUTL_A管脚通过电阻R2与半桥的第二个场效应管的栅极连接，第二个场效应管的源极与通过电阻R5接地，第二个场效应管的源极、电阻R3、电容C1、电阻R4依次连接后接地，电容C1的两端分别与差分电流采样电路的IH_A端、差分电流采样电路的IL_A端连接；第二个场效应管的漏极与第一个场效应管的源极连接；第一个场效应管的源极与电阻R6的一端连接，电阻R6的另一端与电机连接；电阻R6的另一端与电阻R7连接后接地，电阻R6的另一端与电容C3连接后接地，电机与测试端TP0连接。
按照上述方案，所述的空间矢量脉宽调制可以将方波的控制电压转换为正弦波的控制电压，该控制算法的实现在DSP的内部完成，具体的实现步骤如下：
步骤1：电压矢量建模
定义UA(t)、UB(t)、UC(t)为A/B/C相电压，θ0为相电压矢量A的空间位置，Um为相电压有效值无刷直流电机的三相电压之间的相位差互为120°，因此三相电压和相电压有效值的关系为。
其中f0为电源频率，θ0的计算公式为：
θ0＝2πf0 (2)
定义合成电压矢为U(t)，U(t)的计算公式为：
由此可得，合成的空间电压矢量U(t)是一个幅值为相电压1.5倍的旋转的空间矢量，而合成矢量在三相空间的投影为正弦波；
步骤2：三相半桥电路MOS管组合形式
从步骤1可以得出三相互为120°的正弦波的合成空间矢量是一个旋转的空间矢量，同理，一个旋转的空间矢量可以分解为三相互为120°的正弦波，从而作为电机的三相正弦控制电流，这里我们将通过MOS管的特殊组合来实现旋转的空间矢量；
所述三相半桥逆变器总共有6个MOS管，在此定义开关函数为Sx(x＝a,b,c)，对应Sa/Sb/Sc分别为A相/B相/C相的开关标示符，每个半桥上面MOS管打开为1，关闭为0；
其中1代表上面的MOS管导通，0代表下面的MOS管导通；令Sa，Sb，Sc的组合下的合成矢量为Ux，x取值0-7，因此Ux的值如表1:
表1mos管组合形式
这里我们需要注意的是，U0和U7在实际的半桥电路中代表上下MOS管同时被打开或者同时被关闭，这种情况是不被允许的，在这里我们称这两个电压矢量为零电压矢量，剩余的6个电压矢量为非零电压矢量；设定非零矢量为六边形的6个顶点，每个为了使得MOS管切换次数最小，规定相邻的两个非零矢量之间只有一位数值不同；建立一个二维静态αβ坐标系，α的正向与O-U4的的方向相同，β轴超前α轴90°，以α的为起点，因此六个非零矢量的MOS管组合顺序为U4，U6，U2，U3，U1，U5；定义期望的电压矢量为Uref,θ为Uref与α轴的夹角，Uref在αβ轴的分量为Uα和Uβ；不难发现，Uref始终处于两个相邻的非零电压矢量与原点O组成的扇形区域(简称扇区)之间，因此我们可以通过Uref所位于的两个非零开关组合来合成Uref；
步骤3：不同的MOS管组合下的电压参数求解
从步骤2的不同MOS管的组合可以推断出各个顶点组合下的电压值；例如，当SaSbSc＝100的时候，；
Uab/Ubc/Uac为ab/bc/ac的线电压，UaN/UbN/UcN为ab/bc/ac的相电压，Udc为直流总线电压，a,b,c为电机的三相，N为中性点，C为电容，用于过滤直流信号中的交流信号，从而可推导出：
由式5可得UaN/UbN/UcN,
U1/U2/U3/U4/U5/U6为六边形对应的6个电压分量，同理可以推导出其余电压的表示公式如表2所示：
表2不同MOS管组合下的电压值
步骤4：PWM的生成原理
从步骤3中求得不同开关组合下的电压参数值，我们可以观察到，每个开关组合的线电压最大值为Udc,相电压的最大值为2/3Udc,，这个结果作为生成PWM的最终接线，所有的线电压和相电压不能超过以上的值，在求解得到线电压和相电压的极限值的时候，下面将阐述能够产生正弦电流的PWM波的生成过程：
正常情况下处于半桥的上下MOS管不能出现同时导通或者同时关闭的情况，有效的电压矢量为U1，U2，U3，U4，U5，U6，规定0矢量为U0和U7；
非零矢量电压幅值之间相位差为2π/3，模长均为因此可以通过两个非零矢量表示期望的电压矢量；并
根据步骤2所述，以U4作为起始轴，显然六边形被划分为6个扇区，当在第一扇区U4-O-U6的时候，期望电压矢量Uref可以由非零电压矢量U4和U6组成，定义T为DSP的采样周期，T4为U4的作用时间，T6为U6的作用时间，根据电压矢量由伏秒平衡定理可得：
定义T0为U0的作用时间，根据平均值等效定理可得：
Uref*T＝U4*T4+U6*T6+U0*T0 (8)
定义Uref的角频率为ω,因此可得：
ω＝2π/T (9)
根据PWM的生成规则，定义载波频率为fs,载波周期为Ts,Uref的频率为f，dθ为单位时间内变化的角度，dθ的求解方法为：
dθ＝2πf/fs (10)
因此按照第一个扇区进行分解可得：
定义m为空间矢量脉宽调制系数，解得T4和T6的值：
解得m的值：
采用7段式PWM，设T7为零矢量U7的作用时间，因此可得：
T0＝T7＝(Ts-T4-T6)/2 (14)
解得非零矢量和零矢量的作用时间之后需要生成PWM的波形，根据之前切换扇区的MOS管的变化规则，可以在降低开关损耗的同时也有效降低了PWM的谐波分量；
步骤5：电压Uref的扇区位置判断
步骤4介绍了第一个扇区位置下的PWM的生成原理，在剩余的5个扇区的PWM的生成方式是相同的，所以我们需要明确Uref具体处于哪一个扇区，当清楚Uref的扇区位置之后我们就可以根据这个扇区的相邻非零矢量合成我们期望的Uref,并通过作用于该扇区的相邻非零矢量和零矢量之间的时间就可以求解该扇区对应的PWM；
定义|Uα|为Uα的绝对值，在静态坐标系下的α轴和β轴的Uref的分量为Uα和Uβ，反之，期望电压的扇区位置同样可以通过Uα和Uβ推导出来，如表3所示：
表3各个扇区的特点
从上面的表格可以得出，期望的电压矢量所在的位置与Uβ， 有关：
定义K1、K2、K3、S为常数；在上面的前提下作如下假设：假设U1>0，则K1＝1，否则K1＝0；U2>0，则K2＝1，否则K2＝0；U3>0，则K3＝1，否则K3＝0；不难得出，K1K2K3之间总共有8种组合，但是只有6种情况是实际有效的，因为它们不可能同时为1或者同时为0；而这6种有效的组合方式与6个扇区呈现对应关系，因此可通过K1K2K3的值来判断当前期望电压矢量所处的位置，扇区的计算方法为：
S＝4*K1+2*K2+K3 (16)
S与扇区的对应关系如表4所示：
表4S与扇区的对应关系
| S | 3 | 1 | 5 | 4 | 6 | 2 |
| 扇区号 | I | II | III | IV | V | VI |
与步骤4同理，在明确Uref扇区位置的情况下可以求解该扇区的PWM波形，将生成的PWM波作为所述三相半桥电路6个MOS管的开关信号，从而将直流电源Udc的原本输出的方波电流变换为正弦波电流。
本发明的有益效果在于：解决了三相无刷直流电机方波控制转矩脉动大和噪声分贝高的缺点，并减少了电机功耗；通过电流采样和电压采样，使电机的运行过程更稳定，控制精度更高；采用空间矢量脉宽调制技术，使得控制电流为正弦波，换相过程平稳，噪声和转矩脉动小，整个驱动系统功耗减小。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明无刷直流电机驱动器的结构框图；
图2是包含三相半桥的驱动电路图；
图3是电压采集点和差分电流采集点的位置图；
图4是差分电流采样电路的电路图；
图5是电压采集放大电路的电路图；
图6是位置估算电路的电路图；
图7是SVPWM下的MOS管的组合形式图；
图8是Sx＝100时的等效电路图；
图9是第一扇区的PWM图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
参见图1-图6，一种无刷直流电机驱动器，其包括DSP芯片，所述DSP芯片分别与位置估算电路、空间矢量脉宽调制器、差分电流采样电路、电压采集放大电路连接，所述空间矢量脉宽调制器、驱动芯片、桥式电路依次连接，所述位置估算电路、桥式电路、差分电流采样电路、电压采样放大电路与电机连接。
桥式电路为三相半桥电路，由6个场效应管(MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、MOS管Q5、MOS管Q6)组成，每两个为一个半桥(MOS管Q1、MOS管Q2组成第一个半桥，OS管Q3、MOS管Q4组成第二个半桥，MOS管Q5、MOS管Q6组成第三个半桥)，每个半桥的中点与电机M的一相连接。6个场效应管的栅极分别接驱动芯片的OUT管脚(第一个半桥的MOS管Q1接驱动芯片OUTH_A管脚，第一个半桥的MOS管Q2接驱动芯片OUTL_A管脚；第二个半桥的MOS管Q3接驱动芯片OUTH_B管脚，第二个半桥的MOS管Q4接驱动芯片OUTL_B管脚；第三个半桥的MOS管Q5接驱动芯片OUTH_C管脚，第三个半桥的MOS管Q6接驱动芯片OUTL_C管脚)。在DSP芯片内进行空间矢量脉宽调制，将方波信号转换为正弦波信号进行输出；经过空间矢量脉宽调制输出的PWM信号通过所述驱动芯片作用于所述三相半桥电路，并最终作为所述6个场效应管的开关信号，从而使得输出的电流为正弦波电流。
参见图6，位置估算电路包括安置在电机一侧的ABC三相霍尔传感器，此输出端分别为HALL_A端,HALL_B端,HALL_C端。ABC三相霍尔传感器用于估算转子的位置，由于B相霍尔传感电路和C相霍尔传感电路与A相一致，所以以A相为例，B相和C相不做赘述。ABC三相霍尔传感器的HALL_A端为ABC三相霍尔传感器A的输出端，ABC三相霍尔传感器的HALL_A端与电阻R17的一端连接，电阻R17的另一端接VDD电源，ABC三相霍尔传感器的HALL_A端与电阻R18的一端连接，电阻R18的另一端接DSP芯片的IOC_A端作为A相霍尔信号的输入；电阻R18的另一端与电容C9的一端连接，电容C9的另一端接地，电容C9用于过滤不必要的交流信号。该位置估算电路可以实时地读取转子的位置信息，该电路在将HALL_A信号传入DSP之前需要经过保护电阻R18,用于防止过大的电流信号流入DSP，此外，电容C9可以用于对HALL_A信号源中的交流信号进行滤波，从而对起到保护DSP的作用。
图3为A相的半桥电路中电压采集点和差分电流采集点的位置图，由于B相和C相的相同，这里不重复赘述。通过驱动芯片OUTH_A管脚为图2中的PWM1，与电阻R1的一端相连，电阻R1端另一端与场效应管Q1的栅极相连，场效应管Q1的漏极与电机的供电电压PVDD的正极相连，场效应管Q1的漏极通过电容C2接地；驱动芯片OUTL_A管脚为图2中的PWM2,与电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与场效应管Q2的栅极相连，场效应管Q2的源极与电阻R5的一端相连，电阻R5的另一端接地；场效应管Q1的源极和场效应管Q2的漏极相连；场效应管Q1的源极与电阻R6的一端相连，电阻R6的另一端与电机的某一相相连；场效应管Q2的源极与电阻R3的一端连接，电阻R3的另一端与电容C1的一端连接，电容C1的另一端与电阻R4的一端连接，电阻R4的另一端接地；电阻R3的另一端接差分电流放大电路的IH_A端，电阻R4的一端接差分电流放大电路的IL_A端；电阻R6的另一端与电阻R7的一端连接，电阻R7的另一端接地；电阻R6的另一端与电容C3的一端连接，电容C3的另一端接地，电容C3的一端与测试电压点TP0连接。不同的控制器的采样精度是有区别的，放大电路用于对采集到的电压进行放大，使其能够满足DSP芯片的采样范围，而差分的主要目的等效于用电阻两端电压除以电阻值，就得到流过电阻的电流，这里所需要得到的就是所述流过电阻R5两端的电流。与常规的电流采集电路不同的是，这里将电压的采集和电流的采集划分开来，电压的采集和电流的采集互不影响，使得采样结果更可靠，控制精度更高。
参见图4，差分电流采样电路包括运算放大器U1，运算放大器U1的正输入端通过电阻R8与电压采集放大电路的IL_A连接，运算放大器U1的正输入端通过电阻R10与VCC_REF连接，运算放大器U1的负输入端通过电阻R9与电压采集放大电路的IH_A连接，运算放大器U1的负输入端通过电阻R11与运算放大器U1的输出端连接，运算放大器U1的输出端通过电阻R12与DSP芯片的IFB_A管脚连接，作为电压采集的输入端；运算放大器U1的信号漂移端通过电容C5与DSP芯片的IFB_A管脚连接，运算放大器U1的信号漂移端接地；运算放大器U1的电源端通过电容C4接地，运算放大器U1的电源端接VDD电源。DSP芯片的IFB_A管脚与BAS40L的一端连接，BAS40L的电源端接VDD电源。该差分采样电路适用于对微小电流进行采样，通过采集电阻R5两端的电压，并将采样得到的电阻两端的电压信号进行放大处理，从而将常规采样电路不能准确采样的电流信号进行精确的采样。
如图5所示，电压采样放大电路的作用是为了将采集到的电压值进行放大，使其满足DSP芯片的采样范围。电压采样放大电路包括运算放大器U2，运算放大器U2的电源端接VDD电源，运算放大器U2的电源端通过电容C7接地；电容C7的一端接地，另一端接VDD，起滤波作用；运算放大器U2的正输入端通过电阻R14与运算放大器U2的电源端连接；运算放大器U2的正输入端通过电阻R13接地；运算放大器U2的正输入端通过电容C6接地；运算放大器U2的负输入端分别与VCC_REF、测试电压点TP0连接，运算放大器U2的信号漂移端接地,运算放大器U2的信号漂移端通过电容C8与VCC_REF连接，运算放大器U2的输出端通过电阻R15与VCC_REF连接，测试电压点TP0与VCC_REF连接。将采样信号送入放大电路，有利于对微小的电压信号进行精确的采样，同时该电路的C6和地连接，能够对采样信号中的交流信号进行滤波，从而提高采样精度。
如图7-9所示，空间矢量脉宽调制可以将方波的控制电压转换为正弦波的控制电压，该控制算法的实现在DSP的内部完成，具体的实现步骤如下：
步骤1：电压矢量建模
定义UA(t)、UB(t)、UC(t)为A/B/C相电压，θ0为相电压矢量A的空间位置，Um为相电压有效值无刷直流电机的三相电压之间的相位差互为120°，因此三相电压和相电压有效值的关系为
其中f0为电源频率，其中，
θ0＝2πf0 (2)
定义合成电压矢为U(t)，
由此可得，合成的空间电压矢量U(t)是一个幅值为相电压1.5倍的旋转的空间矢量，而合成矢量在三相空间的投影为正弦波；
步骤2：得出三相半桥电路MOS管组合形式
从步骤1可以得出三相互为120°的正弦波的合成空间矢量是一个旋转的空间矢量，同理，一个旋转的空间矢量可以分解为三相互为120°的正弦波，从而作为电机的三相正弦控制电流，这里我们将通过MOS管的特殊组合来实现旋转的空间矢量；
三相半桥电路总共有6个MOS管，在此定义开关函数为Sx(x＝a,b,c)，对应Sa/Sb/Sc分别为A相/B相/C相的开关标示符，每个半桥上面MOS管打开为1，关闭为0，
其中1代表上面的MOS管导通，0代表下面的MOS管导通；令Sa，Sb，Sc的组合下的合成矢量为Ux，x取值0-7，因此Ux的值如表1:
表1mos管组合形式
这里我们需要注意的是，U0和U7在实际的半桥电路中代表上下MOS管同时被打开或者同时被关闭，这种情况是不被允许的，在这里我们称这两个电压矢量为零电压矢量，剩余的6个电压矢量为非零电压矢量；如图7，设定非零矢量为六边形的6个顶点，为了使得MOS管切换次数最小，规定相邻的两个非零矢量之间只有一位数值不同；建立一个二维静态αβ坐标系，α的正向与O-U4的的方向相同，β轴超前α轴90°，以α的为起点，因此六个非零矢量的MOS管组合顺序为U4，U6，U2，U3，U1，U5；定义期望的电压矢量为Uref,θ为Uref与α轴的夹角，Uref在αβ轴的分量为Uα和Uβ；不难发现，Uref始终处于两个相邻的非零电压矢量与原点O组成的扇形区域(简称扇区)之间，因此我们可以通过Uref所位于的两个非零开关组合来合成Uref；
步骤3：不同的MOS管组合下的电压参数求解
从步骤2的不同MOS管的组合可以推断出图7各个顶点组合下的电压值；例如，当SaSbSc＝100的时候，对应的简化模型如图8；
Uab/Ubc/Uac为ab/bc/ac的线电压，UaN/UbN/UcN为ab/bc/ac的相电压，Udc为直流总线电压，a,b,c为电机的三相，N为中性点，C为电容，用于过滤直流信号中的交流信号，从而可得出：
由式5可得UaN/UbN/UcN,
U1/U2/U3/U4/U5/U6为六边形对应的6个电压分量，同理可以得出其余电压如表2所示：
表2不同MOS管组合下的电压值
步骤4：PWM的生成原理
从步骤3中求得不同开关组合下的电压参数值，我们可以观察到，每个开关组合的线电压最大值为Udc,相电压的最大值为2/3Udc，这个结果作为生成PWM的最终接线，所有的线电压和相电压不能超过以上的值，在求解得到线电压和相电压的极限值的时候，下面将阐述能够产生正弦电流的PWM波的生成过程：
正常情况下处于半桥的上下MOS管不能出现同时导通或者同时关闭的情况，有效的电压矢量为U1，U2，U3，U4，U5，U6，规定0矢量为U0和U7；
非零矢量电压幅值之间相位差为2π/3，模长均为因此可以通过两个非零矢量表示期望的电压矢量；并
根据步骤2所述，以U4作为起始轴，显然图7六边形被划分为6个扇区，当在第一扇区U4-O-U6的时候，期望电压矢量Uref可以由非零电压矢量U4和U6组成，定义T为DSP的采样周期，T4为U4的作用时间，T6为U6的作用时间，根据电压矢量由伏秒平衡定理可得：
定义T0为U0的作用时间，根据平均值等效定理可得：
Uref*T＝U4*T4+U6*T6+U0*T0 (8)
定义Uref的角频率为ω,因此可得：
ω＝2π/T (9)
根据PWM的生成规则，定义载波频率为fs,载波周期为Ts,Uref的频率为f，dθ为单位时间内变化的角度，dθ的求解方法为：
dθ＝2πf/fs (10)
因此按照第一个扇区进行分解可得：
定义m为空间矢量脉宽调制系数，解得T4和T6的值：
解得m的值：
采用7段式PWM，设T7为零矢量U7的作用时间，因此可得：
T0＝T7＝(Ts-T4-T6)/2 (14)
解得非零矢量和零矢量的作用时间之后需要生成PWM的波形，根据之前切换扇区的MOS管的变化规则，可以在降低开关损耗的同时也有效降低了PWM的谐波分量；第一个扇区的7段三相PWM波形为图9。
步骤5：电压Uref的扇区位置判断
步骤4介绍了第一个扇区位置下的PWM的生成原理，在剩余的5个扇区的PWM的生成方式是相同的，所以我们需要明确Uref具体处于哪一个扇区，当清楚Uref的扇区位置之后我们就可以根据这个扇区的相邻非零矢量合成我们期望的Uref,并通过作用于该扇区的相邻非零矢量和零矢量之间的时间就可以求解该扇区对应的PWM；
定义|Uα|为Uα的绝对值，参见图7，在静态坐标系下的α轴和β轴的Uref的分量为Uα和Uβ，反之，期望电压的扇区位置同样可以通过Uα和Uβ推导出来，如表3所示：
表3各个扇区的特点
从上面的表格可以得出，期望的电压矢量所在的位置与Uβ， 有关，得出：
定义K1、K2、K3、S为常数；在上面的前提下作如下假设：假设U1>0，则K1＝1，否则K1＝0；假设U2>0，则K2＝1，否则K2＝0；假设U3>0，则K3＝1，否则K3＝0；不难得出，K1K2K3之间总共有8种组合，但是只有6种情况是实际有效的，因为它们不可能同时为1或者同时为0，而这6种有效的组合方式与6个扇区呈现对应关系，因此可通过K1K2K3的值来判断当前期望电压矢量所处的位置，扇区的计算方法为：
S＝4*K1+2*K2+K3 (16)
S与扇区的对应关系如表4所示：
表4S与扇区的对应关系
| S | 3 | 1 | 5 | 4 | 6 | 2 |
| 扇区号 | I | II | III | IV | V | VI |
与步骤4同理，在明确Uref扇区位置的情况下可以求解该扇区的PWM波形，将生成的PWM波作为所述三相半桥电路6个MOS管的开关信号，从而将直流电源Udc的原本输出的方波电流变换为正弦波电流。
应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。
Claims (5)
1.一种无刷直流电机驱动器，其特征在于：包括DSP芯片，所述DSP芯片分别与位置估算电路、驱动芯片、差分电流采样电路、电压采集放大电路连接，所述驱动芯片与桥式电路连接，所述位置估算电路、桥式电路、差分电流采样电路、电压采样放大电路与电机连接；
所述桥式电路为三相半桥电路，由6个场效应管组成，每两个为一个半桥，每个半桥的中点与电机的一相连接；
在DSP芯片内进行空间矢量脉宽调制，将方波信号转换为正弦波信号进行输出；经过空间矢量脉宽调制输出的PWM信号通过所述驱动芯片作用于所述三相半桥电路，并最终作为所述6个场效应管的开关信号，从而使得输出的电流为正弦波电流。
2.根据权利要求1所述的无刷直流电机驱动器，其特征在于：所述差分电流采样放大电路包括运算放大器U1，运算放大器U1的正输入端通过电阻R8与电压采集放大电路的IL_A连接，运算放大器U1的正输入端通过电阻R10与VCC_REF连接，运算放大器U1的负输入端通过电阻R9与电压采集放大电路的IH_A连接，运算放大器U1的负输入端通过电阻R11与运算放大器U1的输出端连接，运算放大器U1的输出端通过电阻R12与dsp芯片的IFB_A管脚连接，作为电压采集的输入端；运算放大器U1的信号漂移端通过电容C5与dsp芯片的IFB_A管脚连接，运算放大器U1的信号漂移端接地；运算放大器U1的电源端通过电容C4接地，运算放大器U1的电源端接VDD电源。
3.根据权利要求1所述的无刷直流电机驱动器，其特征在于：所述电压采样放大电路包括运算放大器U2，运算放大器U2的电源端接VDD电源，运算放大器U2的电源端通过电容C7接地；运算放大器U2的正输入端通过电阻R14与运算放大器U2的电源端连接；运算放大器U2的正输入端通过电阻R13接地；运算放大器U2的正输入端通过电容C6接地；运算放大器U2的负输入端分别与VCC_REF、测试端TP0连接，运算放大器U2的信号漂移端接地, 运算放大器U2的信号漂移端通过电容C8与VCC_REF连接，运算放大器U2的输出端通过电阻R15与VCC_REF连接。
4.根据权利要求1所述的无刷直流电机驱动器，其特征在于：所述位置估算电路包括霍尔传感器，霍尔传感器用于估算转子的位置，其输出端通过电阻R18与DSP芯片的ICO端连接，其输出端还通过电阻R17与VDD连接，DSP芯片的ICO端通过电容C6接地。
5.根据权利要求1所述的无刷直流电机驱动器，其特征在于：所述驱动芯片的OUTH_A管脚通过电阻R1与半桥的第一个场效应管的栅极连接，第一个场效应管的漏极与电机的供电电压PVDD的正极相连，第一个场效应管的漏极通过电容C2接地；驱动芯片的OUTL_A管脚通过电阻R2与半桥的第二个场效应管的栅极连接，第二个场效应管的源极与通过电阻R5接地，第二个场效应管的源极、电阻R3、电容C1、电阻R4依次连接后接地，第二个场效应管的漏极与第一个场效应管的源极连接；第一个场效应管的源极与电阻R6的一端连接，电阻R6的另一端与电机连接；电阻R6的另一端与电阻R7连接后接地，电阻R6的另一端与电容C3连接后接地，电机与测试端TP0连接。
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