CN107888532B - 数据传输方法及通信设备 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例涉及一种数据传输方法及通信设备，该方法包括：对第一信号序列进行插值操作，得到第二信号序列，所述第二信号序列的长度大于所述第一信号序列的长度；将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列；对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号；发射所述时域信号。本发明实施例可更好地对抗时延偏差。

Description

数据传输方法及通信设备
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种数据传输方法及通信设备。
背景技术
在LTE系统以及目前正在讨论的5G标准中，基于正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)的波形被公认为基线波形，其优势有低复杂度的频域均衡算法，采用多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术进行灵活的多层数据空间复用等。这些优点来自于OFDM符号间插入了循环前缀(CyclicPrefix，CP)，保证了每个符号理想的自循环特性，从而确保在CP能够覆盖信道最大时延扩展的前提下，不引入任何符号间的干扰(Inter Symbol Interference，ISI)。
但是在实际的网络中，用户与基站的距离时刻在变化，同时对于超远覆盖等特殊情况，现有的LTE协议还定义了扩展CP(Extended CP)的波形。另外，下行协作多点传输(Downlink Coordinated Multipoint Transmission，DL CoMP)也是目前5G讨论的热点。由于不同的发射点属于不同的基站，不同基站使用的时钟源可能不同，则发射点间很难保证定时同步。因此在无线信道本身的时延扩展的基础上又引入了额外的发送点之间的时延偏差，导致不同发射点之间不再满足准共址QCL(QuasiCo-Located)的要求，这对CP长度的挑战会更大。
现有的LTE协议为了对抗信道时延扩展，均采用CP方式。现有扩展CP方案，扩展CP为小区级配置，因此整个小区的所有用户的吞吐量都会受影响，直观上直接缩减13％的吞吐量；对于CoMP的每个发送端，都需要配置为扩展CP，这就导致每个发送端信号的吞吐量都直接缩减13％；现有协议只有扩展CP这一种长CP格式，因此对于时变的信道时延偏差不能很好的适应，或者太浪费资源或者会引入ISI。
综合来看，现有协议的CP的定义不能很灵活的满足5G中各种场景的需求，需要一种可以自适应各种时延偏差场景的OFDM波形方案。
发明内容
本发明实施例提供一种数据传输方法及通信设备，以解决现有技术中CP的定义不能很灵活的满足5G中各种场景的需求的问题。
在第一方面，本发明实施例提供了一种数据传输方法，所述方法包括：对第一信号序列进行插值操作，得到第二信号序列；将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列；对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号；发射所述时域信号。
本发明实施例通过频域插值操作，在时域上体现了OFDM符号自适应零功率ZT的效果，使得发射的时域信号可以更好地对抗时延偏差。
在一个可选的实现中，在所述对第一信号序列进行插值操作之前，还包括：确定插值参数；所述对第一信号序列进行插值操作，得到第二信号序列，包括：根据所述插值参数对所述第一信号序列进行插值操作，得到所述第二信号序列，所述第二信号序列的长度大于所述第一信号序列的长度。
本发明实施例可通过插值参数调控零功率ZT的长度，结合不同的插值参数，可以灵活的应对不同的信道时延变化。
在一个可选的实现中，在所述确定插值参数之前，还包括：获取终端设备的信号的最大时延偏差，所述终端设备的信号为发给所述终端设备的无线信号或所述终端设备发送的无线信号，所述最大时延偏差为所述终端设备的信号从发送端发出，经过无线信道，最早到达接收端的时间与最晚到达接收端的时间之差；所述确定插值参数，包括：根据所述终端设备的信号的最大时延偏差确定所述插值参数。
本发明实施例兼顾终端设备信号多种可能的时延偏差，可以更好地对抗信道时延。所述最大时延偏差包括下行多点传输时，不同发射点传输的数据信号的时延偏差。所述最大时延偏差还可包括上行多用户异步接入时远近距离不同的用户发射的数据的时延偏差。
在一个可选的实现中，所述插值操作具体包括：对所述第一信号序列进行插值操作，得到第三信号序列；对所述第三信号序列进行第一相位旋转，得到第二信号序列。
在一个可选的实现中，所述插值操作具体包括：对所述第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第四信号序列；在所述第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在所述第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列，其中，ZH和ZT均为大于零的整数；；对所述第五信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第二信号序列，其中，第二信号序列的长度等于所述第一信号序列的长度、ZH以及ZT的总和。
本发明实施例可以通过广义插值操作或DFT插值操作，在时域上体现了OFDM符号自适应零功率ZT的效果，使得发射的时域信号可以更好地对抗时延偏差。
在一个可选的实现中，所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号，所述第一导频符号为第二导频符号经过第二相位旋转而得到的，所述第二导频符号用于接收端进行信道测量和信道估计中的至少一个。
在一个可选的实现中，所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号，所述第一导频符号为第二导频符号经过第三相位旋转而得到的，所述第二导频符号用于接收端进行信道测量和信道估计中的至少一个。
在一个可选的实现中，所述将第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列，具体包括：将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
本发明实施例通过基于分块方式的插值操作，使得一个用户的资源分块离散地分布在传输带宽内，这样对于目标用户可以获得更好的频域分集效果，同时对于其它用户的调度也可以更灵活的支持。
在一个可选的实现中，所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号以及至少一个数据符号，其中，所述至少一个第一导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第一信号序列；所述第一预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
本发明实施例可实现基于多载波的插值操作，可在OFDM符号的某些子载波上插入导频符号。根据插值参数预设导频符号插值前的位置，使得插值前后导频符号的个数、幅值、相位保持不变。以便导频符号相对接收端不发生任何变化，即对于发送端采用插值方案与发送端不采用插值方案两种场景，接收端导频的处理是完全一样的。
在一个可选的实现中，所述第一信号序列包括至少一个零以及至少一个数据符号，其中，所述至少一个零与所述至少一个数据符号按照第二预定义规则组成所述第一信号序列；所述第二预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的插零位置，选择至少一个所述候选的插零位置插入零，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
需要说明的是，本发明实施例中提到的第一相位旋转、第二相位旋转，均是为了使得导频符号相对接收端保持不变。即对于发送端采用插值方案与发送端不采用插值方案两种场景，接收端导频的处理是完全一样的。
在一个可选的实现中，每隔第二预定义个数的子载波为候选的第二导频符号位置，用第二导频符号替换至少一个所述候选的第二导频符号位置所在子载波上的第二信号序列中的符号，所述第二预定义个数根据所述插值参数确定，其中，所述第二预定义个数大于所述第一预定义个数，所述第二信号序列中，所述第二导频符号的替换位置与所述第一信号序列中插入所述零的位置相关，所述第二导频符号用于接收端进行信道测量和信道估计中的至少一个。
本发明实施例为实现在插值过程中，导频符号相对接收端不发生变化，可通过将插值前第一信号序列中导频位置放零，最后使用导频符号替换第二信号序列中对应导频位置上的符号。该实现方式为直接在第一信号序列插入导频符号有效数据的替换方案。
在一个可选的实现中，还包括：发送所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收端确定所述插值参数。
进一步地，上述第一方面提供的数据传输方法还可包括以下几种可能的实现方式：
在一个可选的实现中，当所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号或至少一个零时，所述插值参数为预设的固定值。
本发明实施例可以固定导频符号的插值参数，避免根据信道时延变化改变插值参数导致的不同插值参数下导频可插入位置的间隔不同的情况。当时域信号不包括导频符号时，可以变化不同的插值参数。
在一个可选的实现中，在所述第一信号序列仅包括至少一个数据符号时，所述插值参数为多个插值参数中的一个；当所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号或至少一个零时，所述第一预定个数根据所述多个插值参数确定。
本发明实施例可采用可变插值参数的导频符号设计，并根据一定时延范围下可选的多个插值参数确定导频符号插入的位置，使得多个插值参数下，导频符号插入间隔相同。在一个具体示例中，本发明实施例实现了与5G标准类似的多种导频的图样设计，对于DMRS导频可以采用两种统一的导频图样进行不同插值参数的自适应切换，从而可以避免CoMP下不同发射点采用不同插值参数时，而DMRS导频可以保持正交的效果。
在一个可选的实现中，所述第一信号序列还包括至少一个第四导频符号，其中，将所述至少一个第四导频符号、所述至少一个第一导频符号以及所述至少一个数据符号按照第三预定义规则组成所述第一信号序列。
具体地，所述第三预定义规则为：每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置及其相邻位置分别插入所述第一导频符号和所述第四导频符号；选择至少一个所述候选的第一导频符号位置的相邻位置分别插入所述第四导频符号；其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
本发明实施例在整数倍插值点插入导频的基础上，对于整数倍点旁边的位置也插入导频，增强导频符号的密度。避免导频符号的密度相对较低，会影响信道估计、噪声估计等的质量，以及影响最终的吞吐率。通过提升可利用导频位置的密度，以支持更多的Port口，或者换来相同数量导频符号时可以传输更多的数据符号的效果。
在一个可选的实现中，所述第四导频符号为第三导频符号经过第三相位旋转而得到的，所述第三导频符号用于接收端进行信道测量和信道估计中的至少一个。
在一个可选的实现中，每隔第二预定义个数的子载波的相邻位置为候选的第三导频符号位置，用第三导频符号替换至少一个所述候选的第三导频符号位置所在子载波上的第二信号序列中的符号，所述第二预定义个数根据所述插值参数确定，其中，所述第二预定义个数大于所述第一预定义个数，所述第二信号序列中，所述第三导频符号的替换位置与所述第一信号序列中插入所述第四导频符号的位置相关。
在一个可选的实现中，当至少一个发射装置协作向接收端发送数据时，所述至少一个发射装置包括服务发射装置和协作发射装置，所述协作发射装置根据其相对所述服务发射装置的时延偏差，确定插值参数，以使接收端对所述至少一个发射装置的信号进行联合MIMO接收。
本发明实施例可以保证多个不同定时的传输点按照各自的时延偏差选择合适的插值参数发送时域信号，同时可以保证接收端采用联合MIMO方式进行接收，处理时延更短。
在一个可选的实现中，第二信号序列的头部和尾部分别包括多个小于预设阈值的数据。具体地，所述小于预设数据的数据可以为近似零数据。
在一个可能的示例中，通过对第一信号序列的频域数据进行广义的插值操作，得到的频域第二信号序列。所述频域第二信号序列的头部有ZH个近似零的数据，尾部有ZT个近似零的数据。
在一个可能的示例中，对第一信号序列进行DFT插值操作，将第一信号序列进行IDFT变换，得到第一时域符号，在第一时域符号的头部和尾部分别增加ZH个零和ZT个零，得到第二时域符号，将第二时域符号进行DFT变换，得到频域第二信号序列，通过对时域信号两边补零达到在频域插值的效果。
在一个可选的实现中，所述第二信号序列长度与所述第一信号序列长度的比值为插值率，当插值率为2时，所述发射所述时域信号，进一步包括：所述时域信号包括第一时域信号和第二时域信号，所述第一时域信号所占的时间长度与所述第二时域信号所占的时间长度相同；对第一时域信号和第二时域信号分别进行截取，得到第三时域信号和第四时域信号，所述第二时域信号在时域上相比所述第一时域信号延迟半个周期，所述第三时域信号所占时间长度为所述第一时域信号所占时间长度的一半，所述第四时域信号所占时间长度为所述第二时域信号所占时间长度的一半；将所述第三时域信号和第四时域信号进行混合，得到第五时域信号；发射所述第五时域信号，所述半个周期为所述第一时域信号所占时间长度的一半。
在一个可选的实现中，采用IFFT/2窗函数对所述第一时域信号和第二时域信号分别进行截取，将所述第一时域信号或第二时域信号头部和尾部的多个小于预设阈值的数据截掉。
在一个可选的实现中，当所述插值率为4时，所述发射所述时域信号，进一步包括：所述时域信号包括第六时域信号、第七时域信号、第八时域信号和第九时域信号，所述第六时域信号所占的时间长度、所述第七时域信号所占的时间长度、所述第八时域信号所占的时间长度以及所述第九时域信号所占的时间长度相同；对第六时域信号、第七时域信号、第八时域信号和第九时域信号分别进行截取，得到第十时域信号、第十一时域信号、第十二时域信号和第十三时域信号，所述第七时域信号在时域上相比所述第六时域信号延迟四分之一周期、所述第八时域信号在时域上相比所述第七时域信号延迟四分之一周期、所述第九时域信号在时域上相比所述第八时域信号延迟四分之一周期，所述第十时域信号所占时间长度为所述第六时域信号所占时间长度的四分之一，所述第十一时域信号所占时间长度为所述第七时域信号所占时间长度的四分之一，所述第十二时域信号所占时间长度为所述第八时域信号所占时间长度的四分之一，所述第十三时域信号所占时间长度为所述第九时域信号所占时间长度的四分之一；将所述第十时域信号、第十一时域信号、第十二时域信号和第十三时域信号进行混合，得到第十四时域信号；发射所述第十四时域信号，所述四分之一周期为所述第六时域信号所占时间长度的四分之一。
在一个可选的实现中，采用IFFT/4窗函数对所述第六时域信号、第七时域信号、第八时域信号和第九时域信号分别进行截取，将所述第六时域信号、第七时域信号、第八时域信号和第九时域信号头部和尾部的多个小于预设阈值的数据截掉。
本发明实施例可以构造时域更短的时间间隔，达到更宽子载波间隔的效果。同时不同业务之间不存在互相ICI干扰问题。可以节省频域保护间隔，有效提高吞吐量。
在一个可选的实现中，所述插值操作包括下述中的一种或多种：离散傅里叶变换DFT插值、样条插值、一阶插值和高阶插值。
第二方面，本发明实施例提供了又一种数据传输方法，该方法包括：接收时域信号；对所述时域信号进行快速傅里叶变换FFT，得到子载波上的第六信号序列；对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列；对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列，所述第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度；对所述数据符号的软信息进行译码，得到数据符号。
在一个可选的实现中，在所述对第六信号序列进行解调之前，还包括：获取导频符号；根据所述导频符号进行信道估计，得到信道相关信息；所述对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列，包括：根据所述信道相关信息对第六信号序列进行解调，得到所述第七信号序列。
在一个可选的实现中，在所述对所述第七信号序列进行解插值操作之前，还包括：确定插值参数；所述对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列，包括：根据所述插值参数对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列。
在一个可选的实现中，所述解插值操作具体包括：对所述第七信号序列进行解第一相位旋转操作，得到第九信号序列；对所述第九信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列。
在一个可选的实现中，所述解插值操作具体包括：对所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第十信号序列；删除所述第十信号序列头部的ZH个零，以及删除所述第十信号序列尾部的ZT个零，得到第十一信号序列；对所述第十一信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第八信号序列，其中，所述第八信号序列的长度等于所述第七信号序列的长度减去ZH和ZT得到的数值。
在一个可选的实现中，所述对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列，具体包括：对所述第六信号序列进行解调，得到至少一组所述第七信号序列。
在一个可选的实现中，还包括：接收所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于确定所述插值参数。
在一个可选的实现中，所述第七信号序列还包括导频符号，其中，所述导频符号在所述第七信号序列中符合第四预定义规则的位置；所述第四预定义规则为：所述导频符号在至少一个所述第七信号序列中每隔第四预定义个数的位置上，所述第四预定义个数根据所述插值参数确定。
在一个可选的实现中，所述解插值操作包括下述中的一种或多种：解离散傅里叶变换DFT插值、解样条插值、解一阶插值和解高阶插值。
第三方面，本发明实施例提供了一种通信设备，包括：插值单元，用于对第一信号序列进行插值操作，得到第二信号序列；映射单元，用于将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列；IFFT单元，用于对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号；发射单元，用于发射所述时域信号。
在一个可选的实现中，还包括：确定单元，用于确定插值参数；所述插值单元，具体用于根据所述插值参数对所述第一信号序列进行插值操作，得到所述第二信号序列，所述第二信号序列的长度大于所述第一信号序列的长度。
在一个可选的实现中，还包括：获取单元，用于获取终端设备的信号的最大时延偏差，所述终端设备的信号为发给所述终端设备的无线信号或所述终端设备发送的无线信号，所述最大时延偏差为所述终端设备的信号从发送端发出，经过无线信道，最早到达接收端的时间与最晚到达接收端的时间之差；所述确定单元，具体用于根据所述终端设备的信号的最大时延偏差确定所述插值参数。
在一个可选的实现中，所述插值单元，具体用于：对所述第一信号序列进行插值操作，得到第三信号序列；对所述第三信号序列进行第一相位旋转，得到第二信号序列。
在一个可选的实现中，所述插值单元，具体用于：对所述第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第四信号序列；在所述第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在所述第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列，其中，ZH和ZT均为大于等于零的整数，但ZH和ZT中至少有一个为正整数；对所述第五信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第二信号序列，其中，第二信号序列的长度等于所述第一信号序列的长度、ZH以及ZT的总和。
在一个可选的实现中，所述映射单元，具体用于：将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
在一个可选的实现中，所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号以及至少一个数据符号，其中，所述至少一个第一导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第一信号序列；所述第一预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
在一个可选的实现中，所述第一信号序列包括至少一个零以及至少一个数据符号，其中，所述至少一个零与所述至少一个数据符号按照第二预定义规则组成所述第一信号序列；所述第二预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的插零位置，选择至少一个所述候选的插零位置插入零，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
在一个可选的实现中，所述第一导频符号是第二导频符号经过第二相位旋转而得到的，所述第二导频符号用于接收端进行信道测量和信道估计中的至少一个。
在一个可选的实现中，所述映射单元，具体还用于：每隔第二预定义个数的子载波，用第二导频符号替换所述子载波上的第二信号序列中的符号，所述第二预定义个数根据所述插值参数确定，其中，所述第二预定义个数大于所述第一预定义个数，所述第二导频符号用于接收端进行信道测量和信道估计中的至少一个。
在一个可选的实现中，还包括：发送单元，用于发送所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收端确定所述插值参数。
第四方面，本发明实施例提供了又一种通信设备，包括：接收单元，用于接收时域信号；FFT单元，用于对所述时域信号进行快速傅里叶变换FFT，得到子载波上的第六信号序列；解调单元，用于对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列；解插值单元，用于对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列，所述第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度；译码单元，用于对所述数据符号的软信息进行译码，得到数据符号。
在一个可选的实现中，还包括：获取单元，用于获取导频符号；信道估计单元，用于根据所述导频符号进行信道估计，得到信道相关信息；所述解调单元，具体用于根据所述信道相关信息对第六信号序列进行解调，得到所述第七信号序列。
在一个可选的实现中，还包括：确定单元，用于确定插值参数；所述解插值单元，具体用于根据所述插值参数对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列。
在一个可选的实现中，所述解插值操作具体包括：对所述第七信号序列进行解第一相位旋转操作，得到第九信号序列；对所述第九信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列。
在一个可选的实现中，所述解插值单元，具体用于：对所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第十信号序列；删除所述第十信号序列头部的ZH个零，以及删除所述第十信号序列尾部的ZT个零，得到第十一信号序列；对所述第十一信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第八信号序列，其中，所述第八信号序列的长度等于所述第七信号序列的长度减去ZH和ZT得到的数值。
在一个可选的实现中，所述解插值单元，具体用于：对所述第六信号序列进行解调，得到至少一组所述第七信号序列。
在一个可选的实现中，还包括：接收单元，用于接收所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收端确定所述插值参数。
基于上述技术方案，本发明实施例提供的数据传输方法及通信设备，发送端可以对映射到频域的调制符号进行插值，在时域上体现了OFDM符号自适应零功率ZT的效果，使得发射的时域信号可以更好地对抗时延偏差。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的通信系统架构图；
图2为本发明实施例提供的数据传输方法流程示意图；
图3为本发明实施例提供的基于频域广义插值的数据传输方法与装置；
图4为本发明实施例提供的插值矩阵示意图；
图5为本发明实施例提供的基于频域DFT插值的数据传输方法与装置；
图6为本发明实施例提供的等效的基于频域广义插值的数据传输方法与装置；
图7为本发明实施例提供的等效的基于频域DFT插值的数据传输方法与装置；
图8为本发明实施例提供的基于频域分块广义插值的的数据传输方法与装置；
图9为本发明实施例提供的另一种数据传输方法流程图；
图10为本发明实施例提供的基于频域广义插值的数据传输方法与装置；
图11为本发明实施例提供的基于频域DFT插值的数据传输方法与装置；
图12为本发明实施例提供的CSI-RS的导频设计图样示意图；
图13为本发明实施例提供的一种DMRS的导频设计图样示意图；
图14为本发明实施例提供的又一种DMRS的导频设计图样示意图；
图15为本发明实施例提供的PNRS的导频设计图样示意图；
图16为本发明实施例提供的基于频域DFT插值导频增强方案的数据传输方法和装置；
图17为本发明实施例提供的一种DMRS的增强导频设计图样示意图；
图18为本发明实施例提供的又一种DMRS的增强导频设计图样示意图；
图19为本发明实施例提供的应用于多发射点异步数据传输方法示意图；
图20为本发明实施例提供的更短时间间隔的数据传输方法示意图；
图21为本发明实施例提供的一种通信设备架构图；
图22为本发明实施例提供的又一种通信设备架构图；
图23为本发明实施例提供的另一种通信设备架构图；
图24为本发明实施例提供的再一种通信设备架构图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例描述的网络架构以及业务场景是为了更加清楚的说明本发明实施例的技术方案，并不构成对于本发明实施例提供的技术方案的限定，本领域普通技术人员可知，随着网络架构的演变和新业务场景的出现，本发明实施例提供的技术方案对于类似的技术问题，同样适用。
本发明实施例描述的技术可以适用于LTE系统后续的演进系统，如第五代5G系统等。本发明实施例中，名词“网络”和“系统”经常交替使用，但本领域的技术人员可以理解其含义。
图1为本发明实施例提供的通信系统架构图。如图1所示，包括多个发送装置和多个接收装置。多个发送装置和接收装置之间进行上行或下行的数据传输。
本发明各实施例中的发送装置和接收装置可以为以无线方式进行数据传输的任意一种发送端的装置和接收装置的装置。发送装置和接收装置可以是任意一种具有无线收发功能的装置，包括但不限于：基站NodeB、演进型基站eNodeB、未来第五代(the fifthgeneration，5G)通信系统中的基站、WiFi系统中的接入节点、无线中继节点、无线回传节点以及用户设备(user equipment，终端设备)。其中，终端设备也可以称之为终端Terminal、移动台(mobile station，MS)、移动终端(mobile terminal，MT)等，终端设备可以经无线接入网(radio access network，RAN)与一个或多个核心网进行通信，终端设备也可以与其它终端设备直接进行无线通信。
本发明各实施例可以应用于无线通信系统中的基站到终端设备下行数据传输、终端设备到基站的上行数据传输、设备到设备(device to device，D2D)数据传输以及无线回传的数据传输等场景，本发明实施例对应用场景不做限定。
以图1中所示的终端设备1至终端设备3，以及基站1、基站2为例，说明本发明实施例的应用场景。
在一个可能的场景中，基站1和基站2对终端设备1进行下行协作多点传输。当基站1与基站2使用的时钟源不同时，导致基站1和基站2发送的信号之间存在一定的时延偏差。
在另一个可能的场景中，终端设备1和终端设备2两个设备与基站1进行通信。终端设备1和终端设备2所处的无线环境差异很大，导致终端设备1和终端设备2的信号的最大时延偏差(时延扩展)相差很大。
本发明实施例提供一种数据传输方法，根据终端设备的信号的时延偏差，对基站或者终端设备发射端发出的信号配置一定的插值参数，形成不同长度的零功率尾部，从而克服以上的时延偏差。终端设备的信号为发给所述终端设备的无线信号或所述终端设备发送的无线信号。
具体地，终端设备的信号的时延偏差还可能包括不同发射端相对于接收端的信号传播带来的时延偏差，以及无线信道本身的时延扩展。
在一种可能的实施方式中，发射端可以通过自适应的方式配置插值参数。如，发射端根据获取到的最大信道时延偏差，配置相应的插值参数。或者发射端初始接入无线网络时，发射端采用一定的插值参数以配置较长的零功率尾部，可对抗较大的时延偏差。后续过程中，发射端可以根据获取到的最大信道时延偏差，重配插值参数，进而保证数据传输效率。
本发明实施例提供的数据传输方法，为了自适应调整零功率尾部(Zero Tail，ZT)，接收端测量当前时刻的信道最大时延偏差，通过上行控制消息将量化的时延偏差反馈给发送端；或者发送端直接测量获得信道最大时延偏差。发送端根据获得的最大时延偏差选择合适的插值参数进行ZT-OFDM调制。同时发送端将选择的插值参数通过控制消息发送给接收端，保证接收端进行正确的解插值操作。
可以理解的是，基站和终端设备基于OFDM符号进行数据传输，本发明实施例提供的数据传输方法又可理解为自适应ZT的OFDM符号传输方法。
图2为本发明实施例提供的数据传输方法流程示意图。在本实施例中实施主体为发射装置。如图2所示，该实施例包括以下步骤：
步骤S101，发送装置对第一信号序列进行插值操作，得到第二信号序列，所述第二信号序列的长度大于所述第一信号序列的长度。
可以理解的是，对于基站到终端设备的下行数据传输，发送装置为基站；对于终端设备到基站的上行数据传输，发送装置为终端设备；对于D2D数据传输，发送装置为终端设备；对于无线回传的数据传输，发送装置为无线回传节点。
优选地，在所述对第一信号序列进行插值操作之前，还包括：确定插值参数；所述对第一信号序列进行插值操作，得到第二信号序列，包括：根据所述插值参数对所述第一信号序列进行插值操作，得到所述第二信号序列。
优选地，在所述确定插值参数之前，还包括：获取终端设备的信号的最大时延偏差，所述终端设备的信号为发给所述终端设备的无线信号或所述终端设备发送的无线信号，所述最大时延偏差为所述终端设备的信号从发送端发出，经过无线信道，最早到达接收装置的时间与最晚到达接收装置的时间之差；所述确定插值参数，包括：根据所述终端设备的信号的最大时延偏差确定所述插值参数。这里的最大时延偏差可以包括以下时延偏差中的至少一个：不同的发射点之间的时间不同步导致的时延偏差；不同发射点到达接收装置的信号传播时延偏差；同一个发射点的信号到达接收装置的时延扩展。
可以理解的是，可以通过终端设备对发给终端设备的信号进行测量获得最大时延偏差，然后报告给网络设备；或者，通过网络设备对来自终端设备的信号进行测量获得最大时延偏差；或者，对于设备到设备(Device to Device，D2D)的通信场景，通过终端设备对来自另一个终端设备的信号进行测量获得最大时延偏差，然后报告给网络设备。这里所说的网络设备可以是基站。
所述插值操作具体可包括：离散傅里叶变换DFT插值、样条插值、一阶插值和高阶插值等典型插值算法。
优选地，所述插值操作具体包括：对所述第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第四信号序列；在所述第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在所述第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列，其中，ZH和ZT均为大于零的整数；对所述第五信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第二信号序列，其中，第二信号序列的长度等于所述第一信号序列的长度、ZH以及ZT的总和。
优选地，所述第一信号序列包括至少一个数据符号。
优选地，所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号，所述第一导频符号为第二导频符号经过第三相位旋转而得到的，所述第二导频符号用于接收装置进行信道测量和信道估计中的至少一个。
优选地，所述第一信号序列还包括至少一个数据符号，其中，所述至少一个第一导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第一信号序列；所述第一预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
步骤S102，将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列。
优选地，将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
步骤S103，对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号。
具体地，对于多层MIMO传输，在对所述子载波上的第二信号序列进行IFFT之前，还包括层映射、预编码等操作，可参照相关现有技术，在此不做赘述。
所述时域信号可称作OFDM符号，该OFDM符号占用的频率资源为小区的系统带宽。经过插值处理及IFFT后的时域信号可以进行加ZP或加CP操作，以使得OFDM符号达到预定义的时间长度，并进一步消除符号间干扰。
步骤S104，发射所述时域信号。
具体地，发射所述时域信号。或者发射加ZP或CP的时域信号。
进一步地，发送所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收装置确定所述插值参数。
下面以图3为例，说明本发明实施例提供的插值操作的具体示例。
图3为本发明实施例提供的基于频域广义插值的数据传输方法与装置。设该实施例中的插值参数为(m,n)。假如系统为某个用户分配的资源为N个子载波，该方案需要在插值之前共产生M个符号，通过(m,n)的分数倍插值滤波器将M个符号在频域插值为N个符号，同时令
Figure BDA0001125662660000201
T为对应整数倍插值点的个数。则该实施例主要包括以下步骤：
步骤301，用户数据比特经过信道编码、速率匹配、加扰、调制后产生至少一个数据符号。
具体地，所述至少一个数据符号可为：M-L个QAM符号。
步骤302，根据小区号、帧号等产生至少一个第二导频符号。第二导频符号用于接收装置进行信道测量和信道估计中的至少一个。其中，为了保证接收装置可以透明的接收导频符号，并对所述至少一个第二导频符号进行第二相位旋转得到至少一个第一导频符号。
具体地，所述至少一个第二导频符号可以为L(L≤T)个导频符号，所述第二相位旋转可以表示为乘上相位旋转因子
Figure BDA0001125662660000202
其中i∈[0,T)，i根据第一导频符号具体插入步骤303中第一信号序列哪些候选第一导频符号位置来确定，ZH为插值处理之后时域对应的N个数据的前端近似为零的个数。
需要说明的是，接收装置透明的接收导频符号指的是，发送端是否采用插值方案对接收装置接收导频来说是透明的，即对于发送端采用插值方案与发送端不采用插值方案两种场景，接收装置导频的处理是完全一样的。
步骤303，将所述至少一个第一导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第一信号序列。
其中，所述第一预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
具体地，所述第一预定义个数为m。先对至少一个数据符号与第一导频符号进行串并转换(Serial/Parallel，S/P)。将经过S/P转换的至少一个数据符号与第一导频符号混插排列为M长度的第一信号序列。其中，第一导频符号需要插入在整数倍插值点位置，该位置对应M长度的第一信号序列的第i*m的位置，其中i＝0,1,…,T-1，经过(m,n)的分数倍插值后则对应N长度的序列的第i*n的位置，并且保持值不变。
需要说明的是，第一导频符号的个数小于或等于T，整数倍插值点为所述候选第一导频符号位置。
步骤304，对所述第一信号序列进行插值操作，得到第三信号序列。
具体地，将M长度的第一信号序列经过(m,n)的分数倍插值(Interpolation)滤波器，输出长度为N的插值后第三信号序列。
其中，该插值滤波器可以为各种典型的插值算法，如DFT插值、样条插值、一阶插值、高阶插值等。
需要说明的是，本发明实施例提供的插值滤波器的操作相当于在现有LTE系统多载波调制的单位矩阵前面又乘了一个矩阵。具体地，多载波由于直接映射，因此可以认为预编码矩阵为单位矩阵。
本发明实施例涉及的插值操作对应的矩阵可参照图4所示。图4为插值率为(5,6)，m＝5,n＝6,M＝20,N＝24对应的24×20插值矩阵。如图4所示，将插值前的M个数据排列为20×1的矩阵，使用24×20插值矩阵乘以M个数据对应的20×1矩阵，得到N个数据对应的24×1的矩阵。
在图4中，每5列，对应的列中出现一个1。其他列上仅在对角线两边的位置有一定数值，其他位置上的矩阵元素均为0。图4所示的矩阵以5×6的矩阵单元在对角线上循环了4次。
根据矩阵算法可知，将第1行至第5行的元素分别与M个数据符号组成的20×1的矩阵相乘，得到相应的6个数据。且该6个数据仅仅与M个数据中前5个数据相关。以此类推循环。如果在M个数据中，第一导频符号放置的位置对应插值矩阵中的元素始终为1，那么插值前后的导频符号幅值不变。
需要说明的是，图4仅示出了插值矩阵的一种可能方式，对角线两边有一定数值的位置可不止包括图4示出的情况，对角线两边有一定数值的数据还可包括其他情况。
可以理解的是，该矩阵的大小以及最小循环单元取决与插值参数(m,n)、以及M、N的数值。
另外，为了保持插值前后的功率谱密度归一，插值前的M长度的第一信号序列可以乘上放大因子
Figure BDA0001125662660000221
步骤305，对所述第三信号序列进行第一相位旋转，得到第二信号序列。
具体地，第一相位旋转可以表示为乘上相位旋转因子
Figure BDA0001125662660000222
其中i＝0,1,…,N-1。第三信号序列的长度为N，第二信号序列的长度为N。即第二信号序列包括N个符号。
需要说明的是，将插值后的第三信号序列进行第一相位旋转，得到第二信号序列。该操作在时域体现为信号的时移，ZH为时域对应的N个数据的前端近似为零的个数，尾端近似为零的个数为ZT＝N-M-ZH。其中，ZH和ZT均为大于等于零的整数，但ZH和ZT中至少有一个为正整数。
其中，插值操作可直观上理解为在M个数据组成的第一信号序列的基础上产生了ZH+ZT个近似零的数据。
需要说明的是，第一相位旋转、第二相位旋转配合，以达到插值后第二信号序列中的导频符号与第二导频符号的幅值和相位相同。进一步地，接收装置可以识别发送端根据小区号、帧号等产生的第二导频符号，因此第一相位旋转、第二相位旋转使得第二导频符号相对接收装置透明。
图3所示为广义的插值方式。当使用具体如DFT插值、样条插值等方式插值时，可根据具体需要，配合第一相位旋转、第二相位旋转或其他方式的相位旋转等操作使得第二导频符号相对接收装置透明。
步骤306a，将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列。
具体地，将第一相位旋转后的N个符号对应的第二信号序列连续映射到频域的N个子载波上。
步骤306b，对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号。
步骤307，对最后经过并串转换(Parallel/Serail，P/S)的时域信号进行加ZP或者CP的操作，其中,加ZP为在该时域信号后面添加Nzp个零值，加CP的操作为将时域信号最后Ncp个值拷贝到该串时域信号的最前端，加CP操作需要满足
Figure BDA0001125662660000231
其中，FFTSize为FFT大小。
上述图2所示的数据传输方法，还可采用其他插值方式实现。
由于DFT快速算法有成熟的芯片实现，本发明实施例还提供了一种基于频域DFT插值的数据传输方法与装置，如图5所示，包括步骤501至步骤506。
其中，插值参数以及系统为用户分配资源、插值前需产生符号个数可参见图3中的描述。
需要说明的是，步骤501、步骤503、步骤505a、步骤505b、步骤506同样可分别参照步骤301、步骤303、步骤306a、步骤306b、步骤307中的描述。为简化说明，以下不再赘述。
步骤502，根据小区号、帧号等产生至少一个第二导频符号。其中，为了保证接收端可以透明的接收导频符号，并对所述至少一个第二导频符号进行第三相位旋转得到至少一个第一导频符号。
具体地，所述至少一个第二导频符号可以为L(L≤T)个导频符号，所述第三相位旋转可以表示为乘上相位旋转因子
Figure BDA0001125662660000232
其中i∈[0,T)，i根据第一导频符号具体插入步骤503中第一信号序列哪些候选第一导频符号位置来确定。
步骤504，对所述第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第四信号序列；在所述第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在所述第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列，其中，ZH和ZT均为大于等于零的整数，但ZH和ZT中至少有一个为正整数；对所述第五信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第二信号序列，其中，第二信号序列的长度等于所述第一信号序列的长度、ZH以及ZT的总和。
可以理解的是，当ZH等于零，ZT大于零时，等效于在第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列；当ZH大于零，ZT等于零时，等效于在第四信号序列的头部增加ZH个零，得到第五信号序列；当ZH和ZT都大于零时，等效于在第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列。
其中，为了保持插值后的功率谱密度归一，将M长度的第一信号序列在插值前乘上放大因子
Figure BDA0001125662660000241
具体地，第四信号序列为经过M点的IDFT变换到时域得到的时域序列。然后对M点的时域序列头部增加ZH个零，尾部增加ZT个零，将M点的时域序列长度扩展到N，得到第五信号序列。最后对第五信号序列经过N点DFT变换回频域序列得到第二信号序列。
可以理解的是，当L等于零时，则第一信号序列仅包括数据符号；当L等于M时，则第一信号序列仅包括第一导频符号；当L大于零且小于M时，则第一信号序列包括至少一个数据符号以及至少一个第一导频符号。本发明的附图及实施例仅以第一信号序列包括至少一个第一导频符号以及至少一个数据符号为例进行说明，但本发明实施例的方法和处理流程同样适用于第一信号序列仅包括第一导频符号以及第一信号序列仅包括数据符号的场景。
本发明实施例提供的数据传输方法，利用在频域插值等效到时域即为信号两边添零的效果，即在一个变换域进行插值，在另一个变换域获得信号添零的效果。本发明实施例提供的数据传输方法，可适用于OFDM系统。另外，结合本发明插值的方式，对抗信道时延偏差的方案，还可适用于其他系统。本领域技术人员应当理解的是，其他类似本发明实施例的等价方案，均应属于本发明实施例的保护范围内。
本发明实施例提供的数据传输方法又可称为一种基于OFDM系统的自适应ZT波形生成方法。本发明实施例根据获得的信道最大时延偏差，发送端对映射到频域的调制符号进行一定比率的分数倍插值滤波操作，达到时域信号序列头部ZH个数据和尾部ZT个数据近似零功率的效果，从而达到降低ISI的目的。
相应地，由于整数倍插值位置的值在插值前后可以保持幅度不变，因此在发送端也可以通过另一种等效方式来实现。
下面以图6、图7为例，说明本发明实施例提供的插值操作的另外两个等效的具体示例。
图6为本发明实施例提供的一种等效的基于频域广义插值的数据传输方法与装置。
在一个可能的设计中，所述第一信号序列包括至少一个零以及至少一个数据符号，其中，所述至少一个零与所述至少一个数据符号按照第二预定义规则组成所述第一信号序列；所述第二预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的插零位置，选择至少一个所述候选的插零位置插入零，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。在本实施例中，第一预定义个数可以等于m-1。
步骤601，在插值前本来需要插入导频符号的第i*m的位置插入零值，这样在插值后对应的整数倍插值第i*n的位置的值也是零。
进一步地，所述将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列，进一步包括：每隔第二预定义个数的子载波为候选的第二导频符号位置，用第二导频符号替换至少一个所述候选的第二导频符号位置所在子载波上的第二信号序列中的符号，所述第二预定义个数根据所述插值参数确定，其中，所述第二预定义个数大于所述第一预定义个数，所述第二信号序列中，所述第二导频符号的替换位置与所述第一信号序列中插入所述零的位置相关，所述第二导频符号用于接收端进行信道测量和信道估计中的至少一个。在本实施例中，第二预定义个数可以等于n-1。
步骤602，可以在插值后第i*n的位置直接插入第二导频符号。
另外，图6中其他未指出的步骤可参见图3中描述，在此不做赘述。
相应地，图7为本发明实施例提供的一种等效的基于频域DFT插值的数据传输方法与装置。步骤701、步骤702可参见步骤601、步骤602中的详细介绍。另外，图7中其他未指出的步骤可参见图5中描述，在此不做赘述。
进一步地，由于图5或图7所示的插值算法基于DFT插值，为了便于采用成熟的DFT芯片，需要保证插值参数(m,n)均满足基2、3、5的要求。即参数m和n均为2、3、5的倍数。另外定义比值
Figure BDA0001125662660000261
该值越大则插值率越高，对应的ZT越长，对抗异步的能力也越强。反之该值越小则插值率越低，对应的ZT越短，对抗异步的能力也越弱，但是传输的有效数据越多。因此可以对一定的异步范围内进行一定量化，为了满足以上两个需求，表1为基于频域DFT插值的多载波OFDM插值参数配置表，给出了一种可能的插值参数组合。表中对应的是在频域插值后还对时域信号加了正常ZP/CP的场景。可以理解的是，按照相同的方法，可以给出时域信号没有加ZP/CP的场景的差值参数，在此不做赘述。
表1基于频域DFT插值的多载波OFDM插值参数配置表
Figure BDA0001125662660000271
其中开销和最大时延基于1ms划分为14个OFDM符号，每个符号的ZP/CP约为4.7us，开销Overhead Ratio的计算公式为：
Figure BDA0001125662660000272
最大对抗时延偏差MaxDelay Deviation计算公式为：
Figure BDA0001125662660000273
需要说明的是，本发明实施例提供的数据传输方法还包括：发送所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收端确定所述插值参数。
具体地，可以通过控制信道或者数据信道发送插值参数指示信息给接收端，如表1所示，该指示信息可以用3比特表示。另外，也可以不发送插值参数指示信息，由接收端根据不同插值配置下导频的图样差异进行盲检来识别。
相应地，本发明实施例将自适应ZT-OFDM方案与传统的Normal CP/Extended CP自适应切换的性能进行了对比，Normal CP超过4us时延偏差不能工作，且Extended CP超过16us时延偏差不能工作。本发明实施例提供的自适应ZT-OFDM方案可在0us至24us时延偏差的范围内工作，且在不同时延偏差下配置合适的插值参数可使本发明实施例的工作点稳定变化。并且在0us至12us时延偏差范围内比Extended CP工作点要好。本发明实施例提供的自适应ZT-OFDM方案工作点相比Extended CP的工作的具有更低的信噪比(Signal NoiseRate，SNR)。不同的时延偏差下对应不同的最佳插值参数，其工作点可以支持相比ExtendedCP更长的范围。另外，由于不同插值参数将时延粒度划分更细，相比传统自适应切换工作点变化更平滑。
前述图3、图5、图6及图7的方案为了保持插值的特性，需要目标用户的资源在频域连续来保证时域上ZT的效果，本发明实施例还提供一种分块插值的方式，来获得一定程度的灵活调度的效果。
优选地，所述将第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列，具体可包括：将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
设插值前的信号序列包括M0信号序列、M1信号序列…Mk信号序列。可对M0信号序列、M1信号序列…Mk信号序列分别进行如前述插值参数(m，n)的插值操作，分别得到N0信号序列、N1信号序列…Nk信号序列。其中，至少一组第二信号序列可包括N0信号序列、N1信号序列…Nk信号序列中的一个或多个。
具体对每个信号序列的插值方式可采用图3、图5、图6及图7所示方案中的任意一种或多种，在此不做赘述。
下面以图8为例，说明本发明实施例提供的插值操作的又一具体示例。图8为本发明实施例提供的基于频域分块广义插值的的数据传输方法与装置。
图8仅给出基于频域广义插值的方式的实现，分块插值与不分块插值的差异在于：将用户调制后的符号分成K组，同时导频符号也对应分成K组，每组的数据大小可以不同，由调度器决定。每一组的数据符号和导频符号后续完全按照图3、图5、图6及图7所示的方式实现。插值后的数据根据调度器分配的资源分别独立的映射到频域子载波上，每一组的子载波连续，但是不同组之间可以是不连续的。
本发明实施例通过分块插值的方式可以使得一个用户的资源分块离散地分布在传输带宽内，这样对于目标用户可以获得更好的频域分集效果，同时对于其它用户的调度也可以更灵活的支持。
可以理解的是，分块差值也可以与其它差值方案进行结合，例如可以有基于频域DFT差值的分块差值方案，在此不做赘述。
本发明实施例提供的方案通过配置多个不同的插值参数，相比现有的Normal CP/Extended CP有更多的选择。本发明实施例提供的方案在不同的时延偏差下对应不同的最佳插值参数，可以支持相比Extended CP更长时延偏差范围。本发明实施例提供的方案相比ZT-s-OFDM方案具备可以在频域上间隔插导频的优势，因此可以更灵活地支持MIMO传输的多天线口复用。
需要说明的是，多载波OFDM系统相比于单载波S-OFDM系统的一个优势是可以灵活的调度，也就是一个用户的资源可以离散地分布在传输带宽内，这样对于目标用户可以获得更好的频域分集效果，对于其它用户的调度也可以更灵活的支持。
同时本发明实施例提供的方案可以自适应配置不同时延偏差下的插值参数，提高数据传输效率，增加吞吐率。进一步地，本发明实施例由于可以在频域上间隔插导频，因此可以更灵活地支持MIMO传输的多天线口复用。
需要说明的是，本发明实施例中，接收装置需要对接收到的时域信号转换到频域，并进行频域解插值等操作，得到用户的数据。下面结合附图9，详细说明本发明实施例提供的方案。图9为本发明实施例提供的另一种数据传输方法流程图，该实施例包括以下步骤：
步骤S201，接收装置接收时域信号。
优选地，还包括接收插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于确定解插值操作使用的插值参数。
步骤S202，对所述时域信号进行快速傅里叶变换FFT，得到子载波上的第六信号序列。
步骤S203，对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列。
优选地，在所述对第六信号序列进行解调之前，还包括：获取导频符号；根据所述导频符号进行信道估计，得到信道相关信息。
具体地，所述信道相关信息可包括信道因子和干扰噪声等信息。
需要说明的是，接收的时域信号为发射的信号经过信道加权和干扰噪声叠加后的信号。设R为接收信号，h为信道因子，S为发送信号，n为干扰噪声，则R＝h*S+n。其中，为方便区分，可设发送信号S中的导频符号为Sp，数据符号为Sd。
具体地，第六信号序列包括数据符号Sd的接收信号Rd和导频符号Sp的接收信号Rp。
需要说明的是，接收端和发射端可通过控制消息事先协商好收发的导频序列Sp和导频图样位置等信息。接收端最终接收的导频符号的接收信号为Rp＝h*Sp+n。
进一步，接收端根据导频符号Sp和导频符号的接收信号Rp估计信道相关信息：信道因子
Figure BDA0001125662660000301
和干扰噪声矩阵
Figure BDA0001125662660000302
优选地，所述对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列，包括：根据所述信道相关信息对第六信号序列进行解调，得到所述第七信号序列。
具体地，在使用导频符号Sp及导频符号的接收信号Rp估计出信道因子
Figure BDA0001125662660000303
和干扰噪声矩阵
Figure BDA0001125662660000304
后，可使用Rd、
Figure BDA0001125662660000305
和
Figure BDA0001125662660000306
解调出对应数据符号
Figure BDA0001125662660000307
需要说明的是，由于
Figure BDA0001125662660000308
和
Figure BDA0001125662660000309
是估计值，故根据
Figure BDA00011256626600003010
和
Figure BDA00011256626600003011
解调出来的数据符号
Figure BDA0001125662660000311
也属于估计值，估计值可能会与Sd的真实值存在一定的误差，因此将上述解调出的信息称为软信息。也就是说，解调的数据符号
Figure BDA0001125662660000312
为对应发射端发出的数据符号的软信息。
可以理解的是，解调得到的第七信号序列包括数据符号的软信息
Figure BDA0001125662660000313
需要说明的是，接收装置还根据所述信道因子
Figure BDA0001125662660000314
和干扰噪声矩阵
Figure BDA0001125662660000315
进行信道测量，并反馈发射装置该信道的质量信息、以信道时延相关信息。在本发明实施例中，将不再对此做特别说明。
步骤S204，对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列，所述第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度。
优选地，在所述对所述第七信号序列进行解插值操作之前，还包括：确定插值参数；所述对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列，包括：根据所述插值参数对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列。
所述解插值操作包括下述中的一种或多种：解DFT插值、解样条插值、解一阶插值和解高阶插值。
可以理解的是，第七信号序列对应发射装置的第二信号序列的软信息，第八信号序列对应发射装置第一信号序列的软信息。第七信号序列包括数据符号的软信息。经过接插值操作后，所述第八信号序列包括对应的解插值后的数据符号的软信息。
进一步地，抽取第八信号序列中的数据符号的软信息，以进行下一步处理。
步骤S205，对所述数据符号的软信息进行译码，得到数据符号。
具体地，在第八信号序列中除去导频符号，抽取除去导频符号的所有数据符号的软信息和信道相关信息，进行译码等操作，得到数据符号。所述数据符号对应用户的数据。
下面以图10为例，说明本发明实施例提供的解插值操作的具体示例。
图10为本发明实施例提供的一种基于频域广义插值的数据传输方法与装置。如图10所示，该实施例主要包括以下步骤：
步骤1001，接收时域信号。
进一步地，对接收的时域信号进行去除ZP或者CP的操作。
其中，去除ZP可以参用最简单的交叠和相加OLA(OverLap and Add)方式，即将一个时域符号的尾部Nzp个信号加回到最前端的Nzp个数据上，构成本符号时域信号在FFTSize大小内的自循环特性，去除CP则直接将最前端的Ncp个数据删除。
步骤1002，对所述时域信号进行快速傅里叶变换FFT，得到子载波上的第六信号序列。
具体地，在对去除ZP或者CP后的时域信号FFT之前，先将去除ZP或者CP后的时域信号经过S/P转换。
步骤1003，对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列。
具体地，抽取出该用户的所有N个子载波信号，由于导频符号放置在整数倍插值位置而数值保持不变，接收装置可以按照传统方式，例如步骤S203所示的方式根据导频的位置进行频域信道估计、噪声估计、干扰噪声协方差矩阵估计等测量操作，同时利用估计出来的频域信道相关信息进行解码操作，得到频域第六信号序列对应的第七信号序列。其中，第七信号序列为解码后的N个子载波软信息：
Figure BDA0001125662660000331
其中解调系数为：
Figure BDA0001125662660000332
解调后等效信道因子为：
q(i)＝ωH(i)h(i)
其中，s(i)表示数据符号，r(i)表示数据符号的接收信号，q(i)表示等效信道因子，n(i)表示干扰噪声,hH(i)表示信道因子，Ruu-1表示干扰噪声矩阵，i＝0,1,…,N-1。
步骤1004，对所述第七信号序列进行解第一相位旋转操作，得到第九信号序列。
具体地，对第七信号序列进行与发端反向的解第一相位旋转操作。第七信号序列中每个子载波软信息乘以相位旋转因子
Figure BDA0001125662660000333
其中i＝0,1,…,N-1，得到第九信号序列。第九信号序列为解第一相位旋转之后的N个子载波软信息。
需要说明的是，由于等效信道因子是一个表征幅度的实数值，故对等效信道因子不需要解第一相位旋转。
图10所述为广义的解插值方式。当采用其他解插值方式时，可能对应进行其他解相位旋转，或者不进行解相位旋转，直接进行解插值操作。
可以理解的是，接收装置可以根据发射装置发射的相关指示选择具体与发射装置插值方式对应的解插值方式。另外，也可通过接发射装置与收端预先约定，采用固定的插值方式和对应的解插值方式进行数据处理。
步骤1005，对所述第九信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列。
对第九信号序列进行与发端逆向的(n,m)的解插值操作。
假设发端的插值矩阵为AN×M,收端的解插值矩阵为AH,则有解插值后的原始第八信号序列。其中，原始第八信号序列为QAM符号的软信息α(i)：
Figure BDA0001125662660000341
对均衡后的N个等效信道因子ρ(i)进行(n,m)的解插值操作得到：
Figure BDA0001125662660000342
其中i＝0,1,…,M-1。
同时有信道补偿因子：
Figure BDA0001125662660000343
其中σ为调节因子。
将该信道补偿因子与每个原始第八信号序列和每个解插值后的等效信道因子相乘，得到归一化的第八信号序列和等效信道因子ρ′(j)，其中，第八信号序列为归一化的QAM符号软信息α′(j)：
α′(j)＝δ(j)α(j)
ρ′(j)＝δ(j)ρ(j)
其中j＝0,1,…,M-1。
具体地，第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度。
具体地，抽取第八信号序列中的数据符号的软信息，以进行下一步处理。
步骤1006，对所述数据符号的软信息进行译码，得到数据符号。
具体地，在第八信号序列中除去导频符号，抽取除去导频符号的所有数据符号的软信息和等效信道因子，经过P/S转换后送入后续QAM解调、解扰、解速率匹配、信道译码等操作，得到数据符号。
需要说明的是，图10所示的基于广义插值方式的接收装置信号处理流程与图3所示的发射装置的信号流程是相对应的。
另外，上述图9所示的数据传输方法，还可采用其他解插值方式实现。下面以图11为例，说明本发明实施例提供的插值操作的另一具体示例。
图11为本发明实施例提供的一种基于频域DFT插值的数据传输方法与装置。如图11所示，主要包括步骤1101至步骤1106。
需要说明的是，步骤1101、步骤1102、步骤1103、步骤1105可分别参照1001、步骤1002、步骤1003、步骤1006。
以下主要对步骤1104解DFT插值操作进行说明：
步骤1004，对所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第十信号序列；删除所述第十信号序列头部的ZH个零，以及删除所述第十信号序列尾部的ZT个零，得到第十一信号序列；对所述第十一信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第八信号序列，其中，所述第八信号序列的长度等于所述第七信号序列的长度减去ZH和ZT得到的数值。
具体地，对第七信号序列进行与发端逆向的(n,m)的DFT解插值操作，得到第八信号序列。
其中，先对第七信号序列经过N点IDFT变换到时域，得到第十信号序列；然后删除第十信号序列中与发端对应的头部的ZH个值以及尾部的ZT个值得到M长度的第十一信号序列；最后再对第十一信号序列经过M点DFT变换回频域得到原始第八信号序列。所述原始第八信号序列为QAM符号的软信息α(i)：
Figure BDA0001125662660000361
其中i＝0,1,…,M-1。FM表示M点的DFT，
Figure BDA0001125662660000362
表示N点的IDFT，[0ZH×M IM×M 0ZT×M]表示头部删除ZH个零以及尾部删除ZT个零。
对解调后的N个等效信道因子进行(n,m)的DFT解插值操作，即先经过N点IDFT变换到时域，然后删除尾部的ZH+ZT个值得到M长度的序列，最后再经过M点DFT变换回频域，得到：
Figure BDA0001125662660000363
同时有信道补偿因子δ(j)：
Figure BDA0001125662660000364
其中σ为调节因子。
同样地，由于等效信道因子是一个表征幅度的实数值，故可以直接删除尾部的ZH+ZT个值得到M长度的序列。
将该信道补偿因子与每个原始第八信号序列和每个解插值后的等效信道因子相乘，得到归一化的第八信号序列和等效信道因子ρ′(j)，其中，第八信号序列为归一化的QAM符号软信息α′(j)：
α′(j)＝δ(j)α(j)
ρ′(j)＝δ(j)ρ(j)
具体地，第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度。
需要说明的是，图11所示的基于DFT插值方式的接收装置信号处理流程与图5所示的发射装置的信号流程是相对应的。
需要说明的是，基于频域分块广义插值的多载波OFDM系统的接收装置操作，可参照图8，以及以上图10、图11所示的解插值等接收装置信号流程处理，进行与发送端相反的操作即可。在此不做赘述。
需要说明的是，本发明实施例的插值参数(m,n)理论上可以选择任意的参数，选取的原则可以根据不同时延的粒度和频域导频的密度要求来确定。其中，插值参数一定程度上反映了最终的OFDM符号的大小，以及该OFDM符号可支持的最大时延信息。
本发明实施例在调制OFDM符号的过程中引入插值操作，插值操作等效于引入ZH和ZT两部分数据。本发明实施例可通过根据时延选择合适的插值参数控制ZT以及ZH的长度，以保证接收装置接收到的OFDM符号中有效数据落在有效区间，有效地对抗信道时延和符号间干扰。
本发明实施例可以对仅包括数据符号的OFDM符号插值调制，也可以对仅包括导频符号的OFDM符号插值调制，还可对包括至少一个数据符号和至少一个导频符号的OFDM符号进行插值调制。其中，当OFDM符号包括导频时，需考虑发射的OFDM符号内部的导频符号经过插值操作未引起相位和幅值的变化。
本发明实施例提供的数据传输方法，可适用于多载波系统。因为多载波的直接映射特性，多载波可以在任意子载波位置插导频符号。其中，导频符号为频域符号。结合本发明实施例提供的插值操作，本发明实施例可以在数据符号间隔整数倍位置插入导频符号，通过插值矩阵，控制整数倍插值位置的数据插值之后幅值不变。另外，本发明实施例还需要对插值前或插值后的导频符号进行相位旋转操作，抵消插值等过程给导频符号带来的相位旋转，以保证导频符号相对接收端透明。
需要说明的是，由于ZT-OFDM基于频域插值实现，在整数倍插值点满足插值前后信号幅度不变的特性。因此可以灵活的在整数倍插值点插入导频符号，从而在接收装置可以进行信道估计、噪声估计等测量操作。其中，导频符号又称作参考信号(ReferenceSignals，RS)。
在5G研究中，主要涉及信道状态信息参考信号(Channel State Information RS，CSI-RS)、解调参考信号(Demodulation RS，DMRS)、相噪导频(Phase Noise RS，PNRS)等导频符号。
其中CSI-RS为信道状态信息测量导频，用于进行波束选择测量、信道质量指示(Channel Quality Indicator，CQI)测量、秩Rank测量、预编码矩阵指示(PrecodingMatrix Indicator，PMI)测量等，同时还会支持多发射点协作的测量，因此CSI-RS要求支持尽量多的波束Beam和天线口Port的测量，但是可以按照一定的时间周期触发。
图12为本发明实施例提供的CSI-RS的导频设计图样示意图。图12给出一个应用较高倍插值(2,3)的方式，在导频传输的同时还可以传输一些即时的控制消息。
图12示出了三组导频位置，分别对应三个Beam中的Port0至Port3。由于模拟波束切换的时间要求，不同的波束可以间隔一个符号，每个波束内支持4个Port口的测量，具体的导频复用方式可以是频分复用(Freq终端设备ncydivision multiplexing，FDM)、时分复用(Time Division Multiplexing，TDM)、码分复用(code division multiplexing，CDM)等。
需要说明的是，图12仅示出了CSI-RS导频插值参数的一种示例。本领域技术人员可以理解的是，可以根据实际频域、时域导频密度需求，设计不同的CSI-RS或其他导频的插入图样。
DMRS为信号解调导频，其一般配置为用户级，随路在信号带宽内，并且表征了发射装置预编码与无线信号的联合等效信道，因此其Port端口数要比CSI-RS少的多。图13为本发明实施例提供的一种DMRS的导频设计图样示意图。
优选地，当所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号和至少一个数据符号时，所述插值参数为预设的固定值。
图13所示的实施例提供的DMRS导频设计方案为一种固定导频符号插值率的方式。由于考虑自适应的ZT配置，用户会根据信道时延的变化改变插值率，但是不同插值率下的导频可插入位置间隔是不同的，因此为了能够统一不同插值率，可以将导频符号设计为固定插值率，而非导频符号则可以变化不同的插值率。图13中设计了两组导频位置。每组导频位置对应4个Port。
需要说明的是，图13所示的方案中为了尽可能节省导频的开销，Port1至Port 3均采用一组导频位置进行复用，其中Port0和Port1采用FDM或者TDM方式或者OCC正交方式复用。
为了不增加额外的导频位置开销，Port2和Port3可以采用循环移位Cyclic Shift的CDM方式与Port0和Port1进行复用，Cyclic Shift技术在现在LTE协议的上行已经有应用，具体则为Port2与Port0采用相同的导频序列(比如ZC(Zadoff-Chu)序列，随机序列等)，同时Port2在该导频序列基础上进行
Figure BDA0001125662660000391
的逐符号相位旋转，从而可以在时域信道估计中将两个Port口的信道时分开来分别进行估计。
另外，对于需要支持到8Port口的情况，启用另一组导频位置进行复用。
需要说明的是，DMRS导频设计方案还可为一种可变插值率的导频符号设计方式，图14为本发明实施例提供的又一种DMRS的导频设计图样示意图。
优选地，在所述第一信号序列仅包括至少一个数据符号时，所述插值参数为多个插值参数中的一个；当所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号或至少一个零时，所述第一预定个数根据所述多个插值参数确定。
需要说明的是，在一定时延内，插值参数有多个选择。不同插值参数下，导频可插入位置间隔是不同的。多个插值参数下包括多个导频可插入位置间隔。进一步设置多个插值参数下导频可插入位置为多个插入间隔的最小公倍数，将不同插值参数下导频可插入位置的图样统一，方便接收端接收导频符号。
具体地，当一组插值参数(mi,ni)满足以下两点条件时：1、该组插值参数的ni的最小公倍数尽量的小，这决定了每一个符号的导频频域间隔；2、该组插值参数能够覆盖足够的信道时延并尽量的均匀量化该时延范围。可选取该组插值参数ni的最小公倍数做为第一预定义位置。
图14选取的一组插值参数为(1,2),(2,3),(5,6),(8,9)，其ni的最小公倍数为18，因此每个DMRS符号的导频间隔为18个子载波，由于该间隔较大，不能进行较为准确的信道估计，考虑采用较多的DMRS符号，同时不同符号进行不同的频域循环移位来达到较好的导频密度的效果。
图14中每个RB有4个DMRS导频符号，因此一般来说可以支持4个Port口的估计，其中第一组导频位置复用Port0和Port2，复用方式采用Cyclic Shift方式，第二组导频位置复用Port和Port3，同样采用Cyclic Shift方式复用。
图15为本发明实施例提供的PNRS的导频设计图样示意图。PNRS用于在中高频的PA器件引入的随机相位噪声的估计，其对频域密度的要求很低，可以十几个RB放置一个，但是时域上要求每个符号均有。因此可以将一组插值参数的ni取最小公倍数，并以最小公倍数的N倍的位置设置相噪导频。
图15中所示的PNSR导频图样设计可参照导频符号插值率固定的方式或导频图样插值率可变(最小公倍数)的方式。另外，对于已有DMRS的符号，可以不需要另外设置PNSR导频。
需要说明的是，图15所示PNSR导频图样，仅为一种举例示意。实际应用中，PNSR导频满足每个符号均有即可，即图16所示的每列代表的一个OFDM符号中至少有一个RE上为PNSR导频。
本发明实施例实现了与5G标准类似的多种导频的图样设计，对于DMRS导频可以采用两种统一的导频图样进行不同插值参数的自适应切换，从而可以避免CoMP下不同发射点采用不同插值参数时，而DMRS导频可以保持正交的效果。
现有5G标准的OFDM系统的导频图样非常灵活，而本发明实施例提供的频域间隔插导频的导频图样设计方案，ZT-OFDM的导频有频域间隔的约束，设计了一种可以近似达到OFDM导频效果的导频图样。
需要说明的是，仅在整数倍插值点插入导频符号，可能会导致导频符号的密度相对较低，会影响信道估计、噪声估计等的质量，从而影响最终的吞吐率。本发明实施例考虑在整数倍插值点插入导频的基础上，对于整数倍点旁边的位置也插入导频，增强导频符号的密度。
为了便于理解，下面对该方法的原理进行简单的解释，考虑基于DFT插值方式，其插值矩阵表示为：
Figure BDA0001125662660000411
参照图4所示的插值矩阵，仅在对角线两边的位置有一定数值，使得插值后的符号基本上只与插值前的几个附近的符号强相关，并且在整数倍插值位置，矩阵中的元素为1，插值后的第i*n个值只与插值前的第i*m个值相关(幅度不变，相位旋转)。
可以理解的是，越靠近整数倍插值点的系数能量越高，表征了基本与插值前的一个符号强相关，再叠加上周围几个符号的较低的符号间干扰。
例如，图4所示的矩阵中，第一列元素为1，第二列对角线两边的元素分别可设为0.9和0.1，第三列的元素分别设为0.7和0.3，第四列元素分别设为0.5和0.5，第五列元素分别设为0.1和0.9等。故第二列元素仅引入了0.1比例的其他符号的干扰。因此，整数倍插值点左右的两个位置也可以利用来插入导频(也包含零功率导频)。
本发明以基于频域的DFT插值为例，说明导频增强方案，图16为本发明实施例提供的基于频域DFT插值导频增强方案的数据传输方法和装置。该实施例包括步骤1601至步骤1606：
其中，插值参数以及系统为用户分配资源、插值前需产生符号个数可参见图3中的描述。
需要说明的是，步骤1601、步骤1604、步骤1606同样可分别参照步骤301、步骤304、步骤307中的描述。为简化说明，以下不再赘述。
步骤1602，根据小区号、帧号等分别产生至少一个第二导频符号和至少一个第三导频符号。其中，第二导频符号的个数与第三导频符号的个数相同。
在图16所示的实施例中，第二导频符号的个数与第三导频符号的个数为L(L≤T)。
进一步地，为了保证接收装置可以透明的接收导频，包括步骤1602a和步骤1602b:
步骤1602a，对至少一个第二导频符号进行第三相位旋转得到至少一个第一导频符号。
具体地，所述第三相位旋转可以表示为乘上相位旋转因子
Figure BDA0001125662660000421
其中i∈[0,T)，i根据第一导频符号具体插入步骤1603中第一信号序列哪些候选第一导频符号位置来确定。
步骤1602b，对至少一个第三导频符号进行第四相位旋转和幅度调整，得到至少一个第四导频符号。
具体地，所述第三相位旋转和幅度调制可以表示为乘上
Figure BDA0001125662660000424
其中
Figure BDA0001125662660000422
表征了由于相对于整数倍插值点偏移d,d＝1,-1带来的相位变化和幅度的衰减，
Figure BDA0001125662660000423
表征了由于第四导频符号插入位置本身带来的相位旋转，i∈[0,T)，根据第四导频符号具体插入步骤1603中第一信号序列哪些候选第一导频符号位置来确定。
步骤1603，将所述至少一个第四导频符号、所述至少一个第一导频符号以及所述至少一个数据符号按照第三预定义规则组成所述第一信号序列。
其中，所述第三预定义规则为：每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号；选择至少一个所述候选的第一导频符号位置的相邻位置分别插入所述第四导频符号；其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。在本实施例中，第一预定义个数可以等于m-1。
具体地，将至少一个数据符号与至少一个第一导频符号、至少一个第四导频符号经过S/P转换混插排列为M长度第一信号序列。其中第一导频符号需要插入在整数倍插值点位置，该位置对应M长度的序列的第i*m的位置，其中i＝0,1,…,T-1，经过(m,n)的分数倍DFT插值后则对应N长度的序列的第i*n的位置。而第四导频符号需要插入在整数倍插值点偏移d,d＝1,-1的位置im+d。
步骤1605a，所述将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
进一步地：每隔第二预定义个数的子载波的相邻位置为候选的第三导频符号位置，用第三导频符号替换至少一个所述候选的第三导频符号位置所在子载波上的第二信号序列中的符号，所述第二预定义个数根据所述插值参数确定，其中，所述第二预定义个数大于所述第一预定义个数，所述第二信号序列中，所述第三导频符号的替换位置与所述第一信号序列中插入所述第四导频符号的位置相关。
将N个符号组成的第二信号序列连续映射到频域的N个子载波上，然后将至少一个第四导频符号根据插值前插入位置im+d替换对应的子载波位置in+d上的值，该操作保证了该子载波的导频信息保存，同时去除了其它子载波引入的插值间干扰。
步骤1605b，对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号。
最后进行传统的IFFT操作，对于多层的MIMO传输在IFFT之前还包括层映射，预编码等操作。
本发明实施例提供的导频增强方案，在原有导频位置两边又增加了一些可配置导频的位置，因此不管从正交性上还是可支持的最大Port口上都有了一定的增强。
可以理解的是，本发明导频图样的设计，可参照前述实施例提供的固定插值率和可变插值率(最小公倍数插值位置)的两种方案。在此不做赘述。
图17为本发明实施例提供的一种DMRS的增强导频设计图样示意图。如图17所示，由于多了导频位置，该实施例中DMRS导频方案可以采用更低的插值率如插值参数为(5,6)，从而保证该符号较高的数据传输率。
图17中Port0至Port3的方式与图13相同，而Port4至Port7可以在Port0至Port3的导频符号旁边放置。两组Port口间的正交性可以通过图13所示的技术，配置至少一个第三导频符号零功率实现两组Port口间无干扰，也可以通过配置至少一个第三导频符号正常功率OCC正交，以实现两组Port口间的OCC正交。
需要说明的是，可根据不同组Port口具体设置配置哪些第三导频符号零功率或正常功率OCC正交，以保证不同组Port口无干扰或OCC正交。
图18为本发明实施例提供的又一种DMRS的增强导频设计图样示意图。该实施例中DMRS增强导频图样方案图14所示的方案基础上，在Port0至Port4端口旁边再增加一组端口Port4至Port7，两组Port口的正交同样可以采用配置至少一个第三导频符号零功率或者正常功率OCC正交的方式来实现。
需要说明的是，第三导频符号的候选位置在第一导频符号候选位置的偏移d,d＝1,-1的位置im+d。第三导频符号具体插入候选位置中的哪个与第一导频符号插入的位置之间无关联。图17、图18仅示出了导频增强的其中一种图样。
本发明实施例提供的技术方案通过将整数倍插值点位置两边的符号利用起来发送导频信号，可以提升可利用导频位置的密度。进而能支持更多的Port口，或者换来导频符号可以传输更多的数据符号的效果。
在一个示例中，假设N均为12个子载波，导频符号均占4个子载波。不采用导频增强方案时，插值参数可为(2,3)，则插值参数(2,3)，m＝2，n＝3对应的M为8个符号，其中导频符号为4个，则数据符号为4个。采用导频增强方案时，插值参数为(5,6)，m＝5，n＝6对应的M为10个符号，其中导频符号为4个，则数据符号为6个。即，同样数量的导频符号下，采用导频增强方案达到了传输更多的数据符号的效果。
相应地，本发明实施例提供一种应用在多发射点异步传输的方案，以使接收端可使用联合MIMO方式接收信号。图19为本发明实施例提供的应用于多发射点异步数据传输方法示意图。
具体地，当至少一个发射装置协作向接收端发送数据时，所述至少一个发射装置包括服务发射装置和协作发射装置，所述协作发射装置根据其相对所述服务发射装置的时延偏差，确定插值参数，以使接收装置对所述至少一个发射装置的信号进行联合MIMO接收。
参见图3、图5等实施例中的描述，第二信号序列的头部和尾部分别包括多个小于预设阈值的数据。具体地，所述小于预设数据的数据可以为近似零数据。
在下行多协作点非相干方式传输给一个终端用户，或者上行多用户的同时频异步竞争接入，均可以按照图19的方式应用，图19以下行两个传输点传输为例：
终端设备可能接收至少两个传输点(Transmission Point，TP)协作传输的数据。设两个传输点为TP0和TP1。
终端设备接入目标小区的TP0，按照TP0进行定时，因此TP0可以按照无ZT的方式进行传输(不进行插值，插值率为1)。其中TP0可称为服务发射点。
终端设备测量下行各TP点的信号接收功率，选择TP1作为协作传输点。当TP1与TP0不共定时，终端设备接收到的TP1、TP0发射的信号之间会存在时延偏差。终端设备测量TP1的时延偏差，通过上行控制信道反馈给TP1时延偏差的量化指示。TP1根据接收到的时延偏差值，选择合适的ZT-OFDM的插值参数，对数据进行插值后发送信号给终端设备。终端设备对于两个TP的信号进行联合MIMO接收。
具体地，如图19所示，TP1相对TP0有一定的时延偏差(TP1delay)。通过选择合适的插值参数控制TP1信号中ZT的长度，以使得TP1的有效信号完全落在接收端的一个周期内，或使得TP1的有效信号完全在TP0的IFFTsize内。参照图19所示。其中，有效信号指的是IFFTsize中除去ZT和ZH部分的数据。ZH所占比例较小，因此未在图19中示出。
图19中采用相对简单的OLA方式，对于两个TP的信号进行联合MIMO接收。
可以理解的是，实际应用中，图19所示的应用方式还可包括其他协作TP，终端设备每个协作TP相对TP0的时延偏差，通过上行控制信道反馈给协作TP时延偏差的量化指示。协作TP根据接收到的时延偏差值，选择合适的ZT-OFDM的插值参数，对数据进行插值后发送信号给终端设备。以保证多个TP的有效信号均完全在TP0的IFFTsize内。以使终端设备可对多个TP的信号进行联合MIMO接收。
为了保证异步下多传输点联合传输，现有技术只能配置为Extended CP的方式进行传输，这样无时延偏差或者短时延偏差的TP都要按照较长的CP的格式发送，会降低这些TP的信号速率。
本发明实施例提供的多发射点异步传输技术可以保证多个不同定时的传输点按照各自的时延偏差选择合适的ZT-OFDM插值参数发送信号，同时可以保证接收装置采用联合MIMO方式进行接收，相比进行简单的串行干扰对消(successive interferencecancellation，SIC)性能更好，处理时延更短。
在5G标准中，由于考虑多种业务的共存，会出现多numerology的场景，也就是不同子载波间隔的业务(如15K/30K/60K)会共存，由于不同子载波间隔的频域Sinc窗函数不同，因此不同子载波间隔业务之间需要预留一定的保护间隔(Guard Band，GB)子载波进行保护。
本发明实施例利用ZT-OFDM的特性，构造时域更短的时间间隔，达到更宽子载波间隔的效果。
在一个示例中，当插值率为2时，所述发射所述时域信号，进一步包括：所述时域信号包括第一时域信号和第二时域信号，所述第一时域信号所占的时间长度与所述第二时域信号所占的时间长度相同；对第一时域信号和第二时域信号分别进行截取，得到第三时域信号和第四时域信号，所述第二时域信号在时域上相比所述第一时域信号延迟半个周期，所述第三时域信号所占时间长度为所述第一时域信号所占时间长度的一半，所述第四时域信号所占时间长度为所述第二时域信号所占时间长度的一半；将所述第三时域信号和第四时域信号进行混合，得到第五时域信号；发射所述第五时域信号，所述半个周期为所述第一时域信号所占时间长度的一半。
具体地，采用IFFT/2窗函数对所述第一时域信号和第二时域信号分别进行截取，将所述第一时域信号或第二时域信号头部和尾部的多个小于预设阈值的数据截掉。
上述一个示例通过构造T/2的时间间隔，达到等效30K子载波间隔的效果。
在另一个示例中，当所述插值率为4时，所述发射所述时域信号，进一步包括：所述时域信号包括第六时域信号、第七时域信号、第八时域信号和第九时域信号，所述第六时域信号所占的时间长度、所述第七时域信号所占的时间长度、所述第八时域信号所占的时间长度以及所述第九时域信号所占的时间长度相同；对第六时域信号、第七时域信号、第八时域信号和第九时域信号分别进行截取，得到第十时域信号、第十一时域信号、第十二时域信号和第十三时域信号，所述第七时域信号在时域上相比所述第六时域信号延迟四分之一周期、所述第八时域信号在时域上相比所述第七时域信号延迟四分之一周期、所述第九时域信号在时域上相比所述第八时域信号延迟四分之一周期，所述第十时域信号所占时间长度为所述第六时域信号所占时间长度的四分之一，所述第十一时域信号所占时间长度为所述第七时域信号所占时间长度的四分之一，所述第十二时域信号所占时间长度为所述第八时域信号所占时间长度的四分之一，所述第十三时域信号所占时间长度为所述第九时域信号所占时间长度的四分之一；将所述第十时域信号、第十一时域信号、第十二时域信号和第十三时域信号进行混合，得到第十四时域信号；发射所述第十四时域信号，所述四分之一周期为所述第六时域信号所占时间长度的四分之一。
具体地，采用IFFT/4窗函数对所述第六时域信号、第七时域信号、第八时域信号和第九时域信号分别进行截取，将所述第六时域信号、第七时域信号、第八时域信号和第九时域信号头部和尾部的多个小于预设阈值的数据截掉。
上述另一个示例通过构造T/4的时间间隔，达到等效60K子载波间隔的效果。
本发明实施例以构造T/2为例，详细进行说明。图20为本发明实施例提供的更短时间间隔的数据传输方法示意图。
如图20所示，发送端采用(1,2)的插值参数，得到第一时域信号和第二时域信号。所述第一时域信号所占的时间长度与所述第二时域信号所占的时间长度相同，设第一时域信号所占的时间长度为FFTsize。设FFTsize对应的时域周期为T，设时间周期T对应的子载波间隔为15K。
其中，第一时域信号和第二时域信号中接近IFFT/2长度的ZT为近似零功率。如如图20中2001、2002部分所示，第一时域信号和第二时域信号的信号之间时间延迟为T/2(Delay 0和Delay T/2)。
采用IFFT/2的窗函数对对第一时域信号和第二时域信号中有效信号部分分别进行截取，得到第三时域信号和第四时域信号，如图20中2003、2004部分所示。其中，窗函数可以是矩形窗，也可以是有一定滚降的其它窗函数。
分别在所述第三时域信号和第四时域信号最后添加ZP/2长度的零功率尾部，分别形成时域长度为T/2的更短的时间间隔的两个时域信号，如图20中2005、2006部分所示。
将添加ZP/2长度的零功率尾部的第三时域信号和第四时域信号进行混合，得到第五时域信号，如图20中2007部分所示。
发射所述第五时域信号。其中，第五时域信号的长度与原第一时域信号或第二时域信号长度相同，为FFTsize。但第五时域信号构造时域时间间隔为T/2，达到了子载波间隔两倍的效果。
相应地，接收装置接收T/2窗内的信号，采用OLA方式处理尾部的ZP部分；将FFT/2长度的信号在尾部添加FFT/2的零功率信号；将最终的FFT长度的信号经过正常的(1,2)的插值参数的ZT-OFDM的接收端处理。
可以理解的是，如果采用(1,4)插值参数，则形成了类似于60k的效果，另外，也可以把多个终端设备的信号采用图20的方式进行时分复用。即将多个终端设备的信号采用(1,2)或(1,4)插值参数、以及截取、混合的方式，进行时分复用。
本发明实施例提供的方案，利用ZT-OFDM的特性，构造时域更短的时间间隔，达到更宽子载波间隔的效果。同时不同业务之间在空口还都是15K，不存在互相ICI干扰问题。相对于5G中多numerology场景下15k/30k/60k复用的场景，该实施例由于空口都是15k，不存在ICI干扰问题，因此可以节省频域GB，有效提高吞吐量。
本发明实施例提供的数据传输方法，根据接收端测量的信道最大时延偏差，发送端对映射到频域的调制符号进行一定比率的分数倍插值滤波操作，达到最终IFFT后信号头部ZH个数据和尾部ZT个数据近似零功率的效果，并且在插值前可以在整数倍插值位置插入频域RS导频信号，为保持接收装置RS透明，插入的频域RS根据信号的时域偏移进行加相位旋转操作。
本发明实施例通过插值形成的OFDM时域符号可以直接串联形成连续的信号，此时需要保证ZT的长度能够覆盖总的信道时延偏差；也可以对IFFT后的每个符号可以在尾部添加ZP个零功率信号，或者在头部拷贝符号尾部的CP个零功率信号形成循环前缀信号，达到符号内零功率信号与ZP或者CP零功率信号连接的效果。本发明实施例提供的多个方案的选择可以最终以5G标准的帧格式要求为准。
本发明实施例中的插值滤波器不限于DFT插值滤波器，还可以为线性插值、样条插值等多种插值算法，其中对于DFT插值滤波器，包含IDFT变换、时域前后填充零功率头尾、DFT变换，其中零功率头尾ZH和ZT的长度大小可调节。
本发明实施例提供插值形成的OFDM时域符号，对应的插值率越大则对抗信道时延偏差的能力越强。将最大时延偏差按照一定间隔设定多个插值比率的档位，发射装置根据测量的最大时延偏差选择某个插值比率，并通过控制消息通知接收装置，或者接收装置根据导频格式或者零功率的长度进行盲检测。
本发明实施例可以将用户的数据符号和导频符号分为多个块，每个块独立的进行插值操作，最后块之间可以在频域离散的分布，从而获得更好的调度增益和频域分集增益。
本发明实施例提供的方案，导频符号插入可以为固定插值率的方式，而非导频符号则可以变化不同的插值率，这样可以保证不同插值参数配置下可以复用相同的导频图样。
本发明实施例提供的方案，导频插入符号也可以为可变插值率的方式，为了满足不同插值参数配置下复用相同的导频图样，需要挑选一组插值参数(mi,ni)，选取的准则需要满足该组参数的ni的最小公倍数尽量的小，来保证足够的导频频域密度，同时该组参数能够覆盖足够的信道时延并尽量的均匀量化该时延范围。
本发明实施例提供的方案，除了在整数倍插值点可以插入导频符号，对于较低的插值率，还可以在整数倍插值点左右的有限个点插入导频或者零功率符号，此时需要在插入时对符号进行一定的相位旋转和幅度调整，同时在插值后映射到子载波时对对应的位置的符号用插值前的插入导频或者零功率符号替换。
相应地，本发明实施例提供了一种通信设备，用于实现前述实施例中提供的数据传输方法，如图21所示，所述通信设备包括：插值单元2101、映射单元2102、IFFT单元2103、发射单元2104、确定单元2105和获取单元2106。
所述通信设备的插值单元2101用于对第一信号序列进行插值操作，得到第二信号序列，所述第二信号序列的长度大于所述第一信号序列的长度。
映射单元2102用于将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列。
IFFT单元2103用于对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号。
发射单元2104用于发射所述时域信号。
优选地，还包括：确定单元2105用于确定插值参数；所述插值单元2101具体用于根据所述插值参数对所述第一信号序列进行插值操作，得到所述第二信号序列。
优选地，还包括：获取单元2106用于获取终端设备的信号的最大时延偏差，所述终端设备的信号为发给所述终端设备的无线信号或所述终端设备发送的无线信号，所述最大时延偏差为所述终端设备的信号从发送端发出，经过无线信道，最早到达接收装置的时间与最晚到达接收装置的时间之差；所述确定单元2105，具体用于根据所述终端设备的信号的最大时延偏差确定所述插值参数。
优选地，所述插值单元2101具体用于：对所述第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第四信号序列；在所述第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在所述第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列，其中，ZH和ZT均为大于零的整数；对所述第五信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第二信号序列，其中，第二信号序列的长度等于所述第一信号序列的长度、ZH以及ZT的总和。
具体地，插值单元2101还可通过广义插值、以及导频位置插零值最后替换方案实现，具体可参见图3、图5、图6及图7中的介绍，在此不做赘述。
优选地，所述第一信号序列包括至少一个数据符号。
优选地，所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号，所述第一导频符号为第二导频符号经过第三相位旋转而得到的，所述第二导频符号用于接收装置进行信道测量和信道估计中的至少一个。
优选地，所述第一信号序列还包括至少一个数据符号，其中，所述至少一个第一导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第一信号序列；所述第一预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
具体地，第一信号序列可包括的多个符号以及多个符号的排列，可参照见图3、图5中的介绍，在此不做赘述。
优选地，所述映射单元2102具体用于：将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
具体地，分块插值映射方案，可参照图8中的介绍，在此不做赘述。
优选地，所述发射单元2104还用于发送所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收装置确定所述插值参数。
本发明实施例提供的通信设备的工作流程具体可参见前述图3至图20的详细说明，在此不做赘述。
需要说明的是，图21所示的通信设备，还可采用如下的实现方式。具体如图22所示，所述通信设备包括：处理器2201、发射器2202。
所述通信设备的处理器2201用于对第一信号序列进行插值操作，得到第二信号序列，所述第二信号序列的长度大于所述第一信号序列的长度。
处理器2201还用于将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列。
处理器2201还用于对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号。
发射器2202用于发射所述时域信号。
优选地，处理器2201还用于确定插值参数；处理器2201具体用于根据所述插值参数对所述第一信号序列进行插值操作，得到所述第二信号序列。
优选地，处理器2201还用于获取终端设备的信号的最大时延偏差，所述终端设备的信号为发给所述终端设备的无线信号或所述终端设备发送的无线信号，所述最大时延偏差为所述终端设备的信号从发送端发出，经过无线信道，最早到达接收装置的时间与最晚到达接收装置的时间之差；所述处理器2201具体用于根据所述终端设备的信号的最大时延偏差确定所述插值参数。
优选地，所述处理器2201具体用于：对所述第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第四信号序列；在所述第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在所述第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列，其中，ZH和ZT均为大于零的整数；对所述第五信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第二信号序列，其中，第二信号序列的长度等于所述第一信号序列的长度、ZH以及ZT的总和。
具体地，处理器2201还可通过广义插值、以及导频位置插零值最后替换方案实现，具体可参见图3、图5、图6及图7中的介绍，在此不做赘述。
优选地，所述第一信号序列包括至少一个数据符号。
优选地，所述第一信号序列包括至少一个第一导频符号，所述第一导频符号为第二导频符号经过第三相位旋转而得到的，所述第二导频符号用于接收装置进行信道测量和信道估计中的至少一个。
优选地，所述第一信号序列还包括至少一个数据符号，其中，所述至少一个第一导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第一信号序列；所述第一预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号，其中，所述第一预定义个数根据所述插值参数确定。
具体地，第一信号序列可包括的多个符号以及多个符号的排列，可参照见图3、图5中的介绍，在此不做赘述。
优选地，处理器2201具体用于：将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
具体地，分块插值映射方案，可参照图8中的介绍，在此不做赘述。
优选地，发射器2202还用于发送所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收装置确定所述插值参数。
本发明实施例提供的通信设备的工作流程具体可参见前述图3至图20的详细说明，在此不做赘述。
相应地，本发明实施例提供了又一种通信设备，用于实现前述实施例中提供的数据传输方法，如图23所示，所述通信设备包括：接收单元2301、FFT单元2302、解调单元2303、解插值单元2304、译码单元2305、获取单元2306、信道估计单元2307和确定单元2308。
所述通信设备的接收单元2301用于接收时域信号。
FFT单元2302用于对所述时域信号进行快速傅里叶变换FFT，得到子载波上的第六信号序列。
解调单元2303用于对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列。
解插值单元2304用于对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列，所述第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度。
译码单元2305用于对所述数据符号的软信息进行译码，得到数据符号。
优选地，还包括：获取单元2306用于获取导频符号；信道估计单元2307用于根据所述导频符号进行信道估计，得到信道相关信息；所述解调单元2303具体用于根据所述信道相关信息对第六信号序列进行解调，得到所述第七信号序列。
优选地，还包括：确定单元2308用于确定插值参数；所述解插值单元2304具体用于根据所述插值参数对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列。
优选地，所述解插值单元2304具体用于：对所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第十信号序列；删除所述第十信号序列头部的ZH个零，以及删除所述第十信号序列尾部的ZT个零，得到第十一信号序列；对所述第十一信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第八信号序列，其中，所述第八信号序列的长度等于所述第七信号序列的长度减去ZH和ZT得到的数值。
具体地，解插值单元2304还可通过广义解插值实现，具体可参见图10、图11中的介绍，在此不做赘述。
优选地，所述解插值单元2304具体用于：具体用于：对所述第六信号序列进行解调，得到至少一组所述第七信号序列。
优选地，所述接收单元2301还用于接收所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收装置确定所述插值参数。
本发明实施例提供的通信设备的工作流程具体可参见前述图3至图20的详细说明，在此不做赘述。
需要说明的是，图23所示的通信设备，还可采用如下的实现方式。具体如图24所示，所述通信设备包括：接收器2401、处理器2402。
所述通信设备的接收器2401用于接收时域信号。
处理器2402还用于对所述时域信号进行快速傅里叶变换FFT，得到子载波上的第六信号序列。
处理器2402还用于对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列。
处理器2402还用于对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列，所述第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度。
处理器2402还用于对所述数据符号的软信息进行译码，得到数据符号。
优选地，处理器2402还用于获取导频符号；处理器2402还用于根据所述导频符号进行信道估计，得到信道相关信息；处理器2402具体用于根据所述信道相关信息对第六信号序列进行解调，得到所述第七信号序列。
优选地，处理器2402还用于确定插值参数；处理器2402具体用于根据所述插值参数对所述第七信号序列进行解插值操作，得到第八信号序列。
优选地，处理器2402具体用于：对所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第十信号序列；删除所述第十信号序列头部的ZH个零，以及删除所述第十信号序列尾部的ZT个零，得到第十一信号序列；对所述第十一信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到所述第八信号序列，其中，所述第八信号序列的长度等于所述第七信号序列的长度减去ZH和ZT得到的数值。
具体地，处理器2402还可通过广义解插值实现，具体可参见图10、图11中的介绍，在此不做赘述。
优选地，所述处理器2402具体用于：具体用于：对所述第六信号序列进行解调，得到至少一组所述第七信号序列。
优选地，所述接收器2401还用于接收所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收装置确定所述插值参数。
本发明实施例提供的通信设备的工作流程具体可参见前述图3至图20的详细说明，在此不做赘述。
本领域技术人员应该可以意识到，在上述一个或多个示例中，本发明所描述的功能可以用硬件、软件、固件或它们的任意组合来实现。当使用软件实现时，可以将这些功能存储在计算机可读介质中或者作为计算机可读介质上的一个或多个指令或代码进行传输。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质，其中通信介质包括便于从一个地方向另一个地方传送计算机程序的任何介质。存储介质可以是通用或专用计算机能够存取的任何可用介质。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的技术方案的基础之上，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包括在本发明的保护范围之内。

Claims (22)

1.一种数据传输方法，其特征在于，包括：
对第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第四信号序列；其中，所述第一信号序列包括至少一个数据符号和至少一个第一导频符号，其中，所述至少一个第一导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第一信号序列；所述第一预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号，其中，所述第一预定义个数根据插值参数确定；
在所述第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在所述第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列，其中，ZH和ZT均为大于零的整数；
对所述第五信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到第二信号序列，所述第二信号序列的长度大于所述第一信号序列的长度，所述第二信号序列的长度等于所述第一信号序列的长度、ZH以及ZT的总和；
将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列；
对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号；
发射所述时域信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述对第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT之前，还包括：
确定插值参数。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述确定插值参数之前，还包括：
获取终端设备的信号的最大时延偏差，所述终端设备的信号为发给所述终端设备的无线信号或所述终端设备发送的无线信号，所述最大时延偏差为所述终端设备的信号从发送端发出，经过无线信道，最早到达接收装置的时间与最晚到达接收装置的时间之差；
所述确定插值参数，包括：
根据所述终端设备的信号的最大时延偏差确定所述插值参数。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一导频符号为第二导频符号经过第三相位旋转而得到的，所述第二导频符号用于接收装置进行信道测量和信道估计中的至少一个。
5.根据权利要求1至4任一项所述的方法，其特征在于，所述将第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列，具体包括：
将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
6.根据权利要求2至4任一项所述的方法，其特征在于，还包括：
发送所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收装置确定所述插值参数。
7.一种数据传输方法，其特征在于，包括：
接收时域信号；
对所述时域信号进行快速傅里叶变换FFT，得到子载波上的第六信号序列；
对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列；
对所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第十信号序列；
删除所述第十信号序列头部的ZH个零，以及删除所述第十信号序列尾部的ZT个零，得到第十一信号序列；
对所述第十一信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到第八信号序列，所述第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度，所述第八信号序列的长度等于所述第七信号序列的长度减去ZH和ZT得到的数值；其中，所述第八信号序列还包括至少一个导频符号，其中，所述至少一个导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第八信号序列；所述第一预定义规则为：在第八信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的导频符号位置，选择至少一个所述候选的导频符号位置插入所述导频符号，其中，所述第一预定义个数根据插值参数确定；
对所述数据符号的软信息进行译码，得到数据符号。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在所述对第六信号序列进行解调之前，还包括：
获取导频符号；
根据所述导频符号进行信道估计，得到信道相关信息；
所述对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列，包括：
根据所述信道相关信息对第六信号序列进行解调，得到所述第七信号序列。
9.根据权利要求7或8所述的方法，其特征在于，在所述对所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT之前，还包括：
确定插值参数。
10.根据权利要求7至8任一项所述的方法，其特征在于，所述对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列，具体包括：
对所述第六信号序列进行解调，得到至少一组所述第七信号序列。
11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括：
接收所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于确定所述插值参数。
12.一种通信设备，其特征在于，包括：
插值单元，用于对第一信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第四信号序列；其中，所述第一信号序列包括至少一个数据符号和至少一个第一导频符号，其中，所述至少一个第一导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第一信号序列；所述第一预定义规则为：在第一信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的第一导频符号位置，选择至少一个所述候选的第一导频符号位置插入所述第一导频符号，其中，所述第一预定义个数根据插值参数确定；在所述第四信号序列的头部增加ZH个零，以及在所述第四信号序列的尾部增加ZT个零，得到第五信号序列，其中，ZH和ZT均为大于零的整数；
对所述第五信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到第二信号序列，所述第二信号序列的长度大于所述第一信号序列的长度，第二信号序列的长度等于所述第一信号序列的长度、ZH以及ZT的总和；
映射单元，用于将所述第二信号序列映射到子载波，得到子载波上的第二信号序列；
IFFT单元，用于对所述子载波上的第二信号序列进行快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域信号；
发射单元，用于发射所述时域信号。
13.根据权利要求12所述的通信设备，其特征在于，还包括：
确定单元，用于确定插值参数。
14.根据权利要求13所述的通信设备，其特征在于，还包括：
获取单元，用于获取终端设备的信号的最大时延偏差，所述终端设备的信号为发给所述终端设备的无线信号或所述终端设备发送的无线信号，所述最大时延偏差为所述终端设备的信号从发送端发出，经过无线信道，最早到达接收装置的时间与最晚到达接收装置的时间之差；
所述确定单元，具体用于根据所述终端设备的信号的最大时延偏差确定所述插值参数。
15.根据权利要求12所述的通信设备，其特征在于，所述第一导频符号为第二导频符号经过第三相位旋转而得到的，所述第二导频符号用于接收装置进行信道测量和信道估计中的至少一个。
16.根据权利要求12至15任一项所述的通信设备，其特征在于，所述映射单元，具体用于：将至少一组所述第二信号序列映射到子载波，得到至少一组子载波上的第二信号序列。
17.根据权利要求13至15任一项所述的通信设备，其特征在于，所述发射单元，还用于发送所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收装置确定所述插值参数。
18.一种通信设备，其特征在于，包括：
接收单元，用于接收时域信号；
FFT单元，用于对所述时域信号进行快速傅里叶变换FFT，得到子载波上的第六信号序列；
解调单元，用于对第六信号序列进行解调，得到第七信号序列；
解插值单元，用于对所述第七信号序列进行对所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换IDFT，得到第十信号序列；删除所述第十信号序列头部的ZH个零，以及删除所述第十信号序列尾部的ZT个零，得到第十一信号序列；对所述第十一信号序列进行离散傅里叶变换DFT，得到第八信号序列，所述第八信号序列包括数据符号的软信息，其中，第八信号序列的长度小于第七信号序列的长度，所述第八信号序列的长度等于所述第七信号序列的长度减去ZH和ZT得到的数值；其中，所述第八信号序列还包括至少一个导频符号，其中，所述至少一个导频符号与所述至少一个数据符号按照第一预定义规则组成所述第八信号序列；所述第一预定义规则为：在第八信号序列中，每隔第一预定义个数的数据符号为候选的导频符号位置，选择至少一个所述候选的导频符号位置插入所述导频符号，其中，所述第一预定义个数根据插值参数确定；
译码单元，用于对所述数据符号的软信息进行译码，得到数据符号。
19.根据权利要求18所述的通信设备，其特征在于，还包括：
获取单元，用于获取导频符号；
信道估计单元，用于根据所述导频符号进行信道估计，得到信道相关信息；
所述解调单元，具体用于根据所述信道相关信息对第六信号序列进行解调，得到所述第七信号序列。
20.根据权利要求18或19所述的通信设备，其特征在于，还包括：
确定单元，用于确定插值参数。
21.根据权利要求18至19任一项所述的通信设备，其特征在于，所述解插值单元，具体用于：对所述第六信号序列进行解调，得到至少一组所述第七信号序列。
22.根据权利要求20所述的通信设备，其特征在于，所述接收单元，还用于接收所述插值参数相关的信息，所述插值参数相关的信息用于接收装置确定所述插值参数。
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