CN107852171A - 信号处理系统和信号处理方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及信号处理系统，包括：至少第一数模转换器、第二数模转换器和第三数模转换器(31‑33)(DAC)；处理单元(21)，被配置成用于将采样信号划分为与该采样信号的不同频率部分对应的第一信号和第二信号，将第一信号发送至第一DAC(31)，将第二信号划分为第一子信号和第二子信号，并且将第一子信号发送至第二DAC(32)，将第二子信号发送至第三DAC(33)，第一子信号与第二信号的实部对应，第二子信号与第二信号的虚部对应；IQ混合器(600)，被配置成用于对第二DAC(32)的模拟输出信号和第三DAC(33)的模拟输出信号进行混合；以及组合器(4)，用于对第一DAC(31)的模拟输出信号和IQ混合器(600)的输出信号进行组合。本发明还涉及信号处理的方法。

Description

信号处理系统和信号处理方法
本发明涉及根据权利要求1、19和24所述的信号处理系统以及根据权利要求10和20所述的信号处理方法。
对高数据速率的日益增长的需求提高了对高速通信系统的要求。对于今天的通信系统，基于数模转换器(DAC)的灵活的发送器是可取的。它们能够改变发送信号的调制带宽和调制格式。这些装置的性能由它们的带宽和它们的采样率确定。
然而，DAC的模拟部件对由这样的装置可实现的总带宽加以限制，使得已经开发出使用多个并行(交错)DAC的系统。使DAC输出信号交错可以在时间或频率范围内进行。例如，US 7,535,394描述了用于频率交错的硬件设置。然而，由于系统缺陷，系统的输出信号的质量可能受到限制。
本发明的目的是改进由多个DAC构成的系统的输出信号的质量、采样率和/或带宽。
根据本发明，提供了信号处理系统，该系统包括：
-至少第一模转换器(DAC)、第二模转换器和第三数模转换器；
-处理单元，被配置成用于：将采样信号划分为与采样信号的不同频率部分对应的第一信号和第二信号，将第一信号发送至第一DAC，将第二信号划分为第一子信号和第二子信号，并将第一子信号发送至第二DAC，将第二子信号发送至第三DAC，第一子信号对应于第二信号的实部，第二子信号对应于第二信号的虚部；
-IQ混合器，被配置成用于将第二DAC的模拟输出信号与第三DAC的模拟输出信号进行混合；
-组合器，用于将第一DAC的模拟输出信号与IQ混合器的输出信号进行组合。
IQ混合器允许使用三个DAC来生成所需的输出频谱，与单个DAC相比，它可以具有三倍大的模拟带宽。可能实现带宽的这种增加，而不引入显著的计算开销。第一DAC处理采样信号的第一频谱部分，而IQ混合器并且从而第二DAC和第三DAC处理采样信号的第二频谱部分和第三频谱部分。
由于IQ混合器，第二信号的频谱不需要具有共轭对称性(对应于实值时域信号)。因此，可以将频谱定义为正频率和负频率，其中，所得到的时域信号可以是复值。
处理单元可以被配置成用于在频域中执行将采样信号划分为第一信号和第二信号。具体地，采样信号的第一频谱部分对应于直接馈送至第一DAC的实值信号(第一信号)。第二频谱部分可以不显示共轭对称，使得对应的时域信号是复数的。例如，在用于生成时域信号的第二信号上使用傅立叶变换(例如IFFT)之后，该时域信号被分离为实部和虚部(第一子信号和第二子信号)，其被分别提供至第二DAC和第三DAC。因此，处理单元可以被配置成用于在时域中执行将采样信号划分为第一信号和第二信号，以及/或者可以被配置成用于对用于生成第一子信号和第二子信号的第二信号执行傅立叶变换。
用于生成提供至第二DAC和第三DAC的第一子信号和第二子信号的非共轭对称的第二信号频谱的划分也可以在频域而不是时域中执行。因此，处理单元可以被配置成用于在频域中执行将采样信号划分为第一信号和第二信号，其中，处理单元还可以被配置成用于对用于生成第一子信号和第二子信号的第二信号执行傅里叶变换。例如，可以各自通过对应的频谱分量的IFFT直接获得同相(提供至第二DAC的第一子信号)和正交(提供至第三DAC的第二子信号)的各个信号。该变型可能需要分别利用对奇函数和偶函数以及频谱的傅立叶变换的一般对称性。
当然，还应注意的是，可以使用三个以上的DAC和/或多个IQ混合器。此外，DAC不必是标准单个DAC。例如，第一DAC、第二DAC和/或第三DAC可以由多个子DAC实现。例如，DAC中至少之一通过使用时间交错(例如，数字时间交错与模拟求和点相结合)的TIDAC布置或包括模拟多路复用器的MUXDAC布置来实现(参见下面的详细说明)。
与第一信号对应的采样信号的频率部分可以包括比与第二信号对应的采样信号的频率部分更低的频率。
根据本发明的另一个实施方式，该系统还可以包括用于对DAC的输出进行滤波的低通滤波器和/或用于对IQ混合器的输出进行滤波的带通滤波器。然而，这些滤波器只是可选的。也可以不使用模拟滤波器，或者省略至少低通滤波器或带通滤波器。
此外，处理单元可以由数字信号处理器(例如，以编程装置(即，配备有对应的软件的可编程装置)的形式)来实现。
组合器可以是无源组合器，例如功率组合器、(例如，频率选择性)双工器或三工器。此外，组合器可以是有源装置(例如，求和放大器或差分放大器)。
此外，IQ混合器(IQ调制器)可以被配置成用于单边带调制。
例如，IQ混音器是电子装置。然而，IQ调制器也可以由光电调制器实现。应当注意的是，本发明当然不限于使用三个DAC和/或一个IQ混合器的系统。相反，可以提供多于三个DAC以及多于一个IQ混合器(例如，多于一个IQ调制器，或调制器的组合)。具体地，可以使用不同调制器的组合，例如，至少一个IQ调制器、至少一个RF调制器和/或用于单边带(SSB)调制的至少一个调制器的组合。例如，可以使用8个DAC(DAC 1至DAC 8)，其中，DAC 1处理基带，DAC 2向第一IQ混合器提供信号的同相分量，DAC 3向第一IQ混合器提供信号的正交分量，DAC 4向第一RF调制器提供信号，DAC 5向SSB调制器提供信号，DAC 6向第二RF调制器提供信号，DAC 7向第二IQ混合器提供信号的同相分量以及/或者DAC 8向第二IQ混合器提供信号的正交分量。当然，可以仅使用这些分量或附加分量中的一些分量。
本发明的第二方面涉及信号处理方法，特别是使用上述系统的信号处理方法，该方法包括以下步骤：
-提供至少第一数模转换器(DAC)和第二数模转换器；
-通过处理单元将采样信号划分为与采样信号的不同频率部分对应的至少第一信号和第二信号；
-预先均衡第一信号和第二信号；
-使用第一DAC将预先均衡的第一信号转换为第一模拟信号；
-使用第二DAC将预先均衡的第二信号转换为第二模拟信号；
-使用组合器对第一模拟信号和第二模拟信号进行组合，
-其中，处理单元、第一DAC和组合器限定第一处理通道，
-其中，处理单元、第二DAC和组合器限定第二处理通道，其中
-通过以预先均衡的第一信号补偿第一处理通道与第二处理通道之间的串扰的方式处理第一信号来生成预先均衡的第一信号，以及/或者通过以预先均衡的第二信号补偿第一处理通道与第二处理通道之间的串扰的方式处理第二信号来生成预先均衡的第二信号。
因此，根据本发明的方法一般涉及：通过使用用于数模转换的至少两个DAC将采样的输入信号划分为至少第一信号和第二信号并且重新组合模拟信号(“模拟带宽交错”-ABI)来增加带宽。也就是说，代替使用单个DAC，使用多个DAC，其中，原则上可以使用任意数量的DAC。通过在生成预先均衡的信号时考虑多个处理通道(至少为2)之间的串扰效应来提高模拟输出信号的质量。预先均衡的第一信号和第二信号的生成可以通过数字信号处理(例如，借助于处理单元或另一个数字信号处理器)来执行。
应当注意的是，第一处理通道和第二处理通道可以包括另外的部件，如模拟滤波器。这些另外的部件可以布置在处理单元和组合器之间。然而，用于处理组合器的输出的另外的部件(即，布置在组合器之后的部件)(例如，滤波器)也可以分别形成第一处理通道和第二处理通道的一部分，并且当生成预先均衡的信号时进行考虑。
根据本发明的实施方式，关于第一处理通道和/或第二处理通道中至少一个(例如，空间、频率和/或时间部分)使用校准测量的结果来执行生成预先均衡的第一信号和第二信号。
为了补偿例如混合器、滤波器、耦合器、组合器的模拟损伤和/或DAC的频率响应，需要关于这些部件的频率响应的信息。校准测量可以使用通道估计算法来检索整个系统的这种信息。此外，可以使用外部接收器或内部接收器(其可以与DAC一起形成公共单元)来执行校准。
例如，使用关于第一处理通道和/或第二处理通道的通道估计方案来执行校准测量。应当注意的是，通道估计的特定序列并不是绝对必要的，但是可以提高通道估计质量。根据本发明的实施方式，第一通道估计序列被发送至第一DAC(并且例如经由第一处理通道)，而第二通道估计序列被发送至第二DAC(并且例如经由第二处理通道)，其中，第一通道估计序列与第二通道估计序列是可区分的。例如，正交序列可以通过第一处理通道和第二处理通道来发送，以用于通道估计(所述序列相对于频率、时间、码和/或空间例如是正交的)。
还可能的是，校准测量包括第一处理通道和/或第二处理通道的模拟部分的至少一部分的S参数测量和/或X参数测量。例如，使用S参数测量结果和/或X参数测量结果，可以获得关于由多DAC系统的部件引起的信号损伤的信息。该系统可以作为整体被测量，或者部件的参数被单独测量，然后被数字地组合，其中，测量结果可以用于至少一些部件的出厂校准。在DAC系统的操作期间，系统可能需要补偿参数的变化，例如，部件的温度变化等。
因此，可以通过使用由组合器产生的模拟信号的一部分执行的重新校准测量的结果来自适应地生成预先均衡的第一信号和第二信号。也就是说，可以在第一DAC和第二DAC的操作期间连续地适应第一信号和第二信号的预先均衡。重新校准可以包括测量不同的频率线或频率范围。此外，重新校准可以包括跟踪系统的混合器(例如，上述IQ混合器)的本地振荡器以及相位和/或频率偏差的补偿。
当然，还应当注意的是，上述IQ混合器系统也可以使用预先均衡方法。也就是说，预先均衡的第一信号和第二信号(从而预先均衡的第一子信号和第二子信号)可以被生成并且被提供至第一DAC、第二DAC和第三DAC。例如，以它们补偿处理通道之间(在处理单元、DAC和组合器之间形成)的串扰以及/或者补偿IQ混合器的IQ不平衡(即，IQ混合器的I路径与Q路径之间的串扰)的方式来(基于第一信号和第二信号)生成预先均衡的信号。
例如，校准测量包括以下步骤中至少之一：
-生成通道估计序列(CE序列)；
-使用第一DAC运行通道估计序列；
-获取由第一DAC产生的模拟信号；
-使用第二DAC运行通道估计序列；
-获取由第二DAC产生的模拟信号；
-例如使用交叉相关来估计第一处理通道与第二处理通道之间的路径延迟；
-使用通道估计方案来执行通道估计；
-将通过通道估计(例如，以数据序列的形式)获得的校准数据加载至存储器中，以供处理单元使用；
-使用频域中的校准数据预先补偿第一信号和第二信号(序列)，并且(例如，通过IFFT)将(两个)频谱转换成时域；
-分别使用第一DAC和第二DAC来运行预先补偿的第一序列和第二序列。
应当注意的是，第一DAC和第二DAC可以同步。此外，应当注意的是，可以将通道估计序列同时提供至第一DAC和第二DAC。
此外，根据本发明的另一实施方式，通道估计方案包括将第一处理通道和第二处理通道的组合作为MIMO(多输入多输出)系统处理。例如，校准测量包括确定与MIMO系统相关的频率响应矩阵的系数。如果将第一处理通道和第二处理通道作为MIMO系统处理，则可以将通道之间的交叉耦合建模为频域中的线性系统。然而，作为标准MIMO问题的描述可能会失败，原因是串扰分量可能在频率上反转。因此，如将通过以下示例性公式所说明的，可以使用修改的MIMO公式。
DSP(数字信号处理)操作
采样的输入信号可以是2N点数据序列必须被划分在傅里叶域中以将其应用到两个DAC。
相应的频谱(傅里叶变换)被划分为第一频谱D1和第二频谱D2：
其中，正上标和负上标分别表示频谱的正频率范围和负频率范围。应当注意的是，输入信号不必是时域信号。相反，如果利用频域调制格式(例如DMT或OFDM)，则输入信号首先由其频域表示给出，并且可以直接地被划分。因此，可以处理时域和频域中的任意信号。划分操作可以与下边带的砖墙滤波(brick-wall filtering)以及上边带的砖墙滤波和隐式下转换二者对应。用于下混合较高边带的数字本地振荡器不是强制的。此外，其他划分方法如升余弦滤波也是可以的，但是它们可能引入开销，从而可能减少可实现的总体带宽。尽管如此，它们可以改进时域行为，原因是脉冲响应的长度有限。
在已经获得两个数据频谱(第一信号和第二信号)的情况下，根据以下执行预先均衡
X1＝fEQ1(D1，D2)
X2＝fEQ2(D1，D2)，
其中，对于fEQi()，i∈{1，2}表示执行均衡的任意函数。将序列(i∈{1，2})(傅立叶逆变换)分别提供至第一DAC和第二DAC。
应当注意的是，关于处理通道的定义的以下说明提供了预先均衡器是不活动的，使得X1(k)＝D1(k)并且X2(k)＝D2(k)。
获取通道模型
如果使用预先均衡器来消除失真，则由于上转换，输入频谱可以在第一DAC的频率区域[0，fs/2]以及第二DAC的区域[fs/2，fs]中被改变。位于频率f＞fs处的频率分量不能直接被修改。然而，f＞fs处的不期望的分量可以通过适当的滤波器来成形，或者通过利用过采样结合适当的陡峭的滚降滤波器来消除。这展现了以下可能性：应用DSP以消除第一处理通道与第二处理通道之间的串扰效应。
接收的信号s(n)(输出模拟信号)被限制在与采样率2fs和频谱表示S对应的频率范围[-fs，fs]。频谱被划分为低频带和高频带
从而生成可由DAC单独修改的两个信号频谱。
MIMO问题识别
在下文中，频谱的各个频率分量变得重要。该符号通过参考S(k)而不是S而聚焦于这些，其中，k表示离散频率。
为了解决问题，必须计算D1(k)和D2(k)到X1(k)和X2(k)的转换。实际问题包括交叉耦合项，其是实际频谱的镜像频谱，其频率反转并且是复共轭的。这可以利用离散频谱的重复性质通过DFT的采样点的一半的位移来描述：X(k+N/2)＝X(k-N/2)。
由非理想滤波引起的交叉耦合问题表示为
SI(k)＝H11(k)·X1(k)+H12(k)·X2(k+N/2)
SII(k)＝H21(k)·X1(k+N/2)+H22(k)·X2(k)，
其中，X1(k)和X2(k)是均衡器之后(即，在生成第一预先均衡的信号和第二预先均衡的信号之后)的频谱。
得到的模型是特殊的2×2MIMO模型，并且可以被重写为如下所示的标准的4×4MIMO模型。作为1×1或2×1或甚至4×1模型的其它方法也是可以的。
MIMO问题解决方案
如上面阐述的，2×2MIMO ABI模型是由下式给出的线性方程组
SII(k)＝H11(k)·X1(k)+H12(k)·X2(k+N/2)
SII(k)＝H21(k)·X1(k+N/2)+H22(k)·X2(k)，
如上所述，恢复原始频谱需要将D1(k)和D2(k)转换为X1(k)和X2(k)，其恢复MIMO通道效应。因此，对SI(k)和SII(k)而言，必须满足以下条件：
例如通过根据X2(k+N/2)求解关于X1(k)的第一方程并且然后将该表达式代入第二方程中可以求解上述线性方程组。
通常，MIMO系统在频域中被描述为
S(k)＝C(k)X(k)+V(k)，
由此，对于每个频率线k存在单独的等式。S(k)是输出信号，X(k)是DAC输出信号，V(k)是噪声采样的矢量。这些由下式给出
其中，L和M分别表示接收器(例如，DAC系统输出处的频带)和发送器(例如，划分后的频带)的数量。通道矩阵C(k)被定义为
消除通道损伤的预先均衡器由加权矩阵W(k)给出：
X(k)＝W(k)D(k)，
由此，W(k)和D(k)由下式给出
存在用于获得X(k)的多个适合的均衡器，如迫零均衡器(zero forcingequalizer)、最小均方误差(MMSE)均衡器或自适应均衡器。可以使用例如最小均方均衡器作为自适应均衡器，然而，其中，其他类型如递推最小二乘(RLS)均衡器以及非线性自适应均衡器也是可以的。使用用于自适应均衡的最小均方(LMS)均衡器，根据以下来更新用于LMS的均衡器系数
其中，μ是LMS算法的更新系数。通过使用该均衡器，可以改变仅频谱范围[O，fs)中的频率分量。通过修改接近f＜fs的频率分量来间接影响频率分量f＞fs。过采样(见下文)可以被包括以将图像带移位至较高频率区域。因此，通过对数据施加小的过采样因子(例如，10％)、结合好的(即，陡峭的滚降)模拟滤波器可以消除图像。为了连续地适应系统，可以连续地跟踪系统的状态。为此，例如可以在系统中插入采样示波器，以允许在系统操作期间重新校准。
应当注意的是，在频域中执行的所有操作当然可以在时域中类似地执行。此外，对于连续数据流，可以引入用于频域均衡的附加已知技术，如交叠添加或交叠保存。另一种可能性是使得能够进行连续操作的时域均衡器的实现。
本发明还涉及信号处理系统，特别是用于执行上述方法的信号处理系统，该系统包括：
-处理单元，被配置成用于将采样信号划分为与该采样信号的不同频率部分对应的至少第一信号和第二信号；
-预先均衡单元，用于预先均衡第一信号和第二信号；
-至少第一数模转换器(DAC)以及第二DAC，第一数模转换器(DAC)用于将预先均衡的第一信号转换为第一模拟信号，第二DAC用于将预先均衡的第二信号转换为第二模拟信号；
-组合器，用于对第一模拟信号和第二模拟信号进行组合，
-其中，处理单元、第一DAC和组合器限定第一处理通道，
-其中，处理单元、第二DAC和组合器限定第二处理通道，
-其中，预先均衡单元(其可以是处理单元的一部分)被配置成用于：通过以预先均衡的第一信号补偿第一处理通道与第二处理通道之间的串扰的方式处理第一信号来生成预先均衡的第一信号，以及/或者通过以预先均衡的第二信号补偿第一处理通道与第二处理通道之间的串扰的方式处理第二信号来生成预先均衡的第二信号。
此外，根据第三方面，本发明还涉及信号处理方法，特别是如上所述的信号处理方法，该方法包括以下步骤：
-提供至少第一数模转换器(DAC)和第二数模转换器；
-使用处理单元将采样信号划分为与该采样信号的不同频率部分对应的第一信号和第二信号；
-使用第一DAC基于第一信号来创建第一模拟信号；
-使用第二DAC基于第二信号来创建第二模拟信号；
-使用组合器将第一模拟信号和第二模拟信号进行组合，以及
-创建过采样的第一信号并且通过第一DAC来转换该过采样的第一信号，以获得第一模拟信号，以及/或者创建过采样的第二信号并且通过第二DAC来转换该过采样的第二信号，以获得第二模拟信号。
例如，通过对采样信号和/或第一信号进行过采样来创建过采样的第一信号，以及/或者通过对采样信号和/或第二信号进行过采样来创建过采样的第二信号。
使用采样信号(数字频谱)中的过采样，以移动(模拟输出信号的)图像带远离期望的频带。因此，可以使用适当的模拟滤波器来(例如，几乎完全地)消除图像带以及/或者避免串扰。然而，过采样方法可以与上述预先均衡方法结合，即，第一信号和第二信号在被提供至DAC之前被预先均衡。
可以通过在采样信号的频谱中插入零来执行过采样，第一信号和/或第二信号与时域中的正弦插值对应。此外，可以通过在采样信号、第一信号和/或第二信号的频谱中进行升余弦滤波来执行过采样。还应当注意的是，其他过采样方法也是可行的。
由于第一处理路径(包括第一DAC)中的信号只经历一次滤波，所以可以在至少两个DAC之间不相等地划分输入频谱(采样信号)，因此不一定需要在高频和低频处进行过采样。第二信号可能不在基带处生成，而在中间频率处生成。这个处理被称为数字上混合或数字上转换。因此，可以应用通过插入零的过采样。然后，使用数字本地振荡器将信号上转换到期望的频率。数字图像抑制滤波器可以消除不期望的边带。因此，频谱零可以在高频和低频处生成。
当对第一模拟信号和第二模拟信号进行组合时，可能不存在使信号失真的串扰项。只有模拟滤波器的特性和DAC的辛克滚降(sinc-roll-off)可能必须被补偿。
所得到的ABI问题可以描述为
SI(k)＝H11(k)·X1(k)
SII(k)＝H22(k)·X2(k)
因此，可以不需要上述MIMO处理，并且可以使用两个单输入单输出(SISO)滤波器来均衡处理通道(包括第一DAC和第二DAC)。
本发明的另一种变型仅针对第一DAC或第二DAC使用过采样。在仅针对第一DAC使用过采样的示例性情况下，可以将MIMO问题(参见上文)减少到
因此，与没有过采样的情况相比，减少了对均衡的需求，从而与本发明的上述第二方面相比，能够以更高的总体带宽来运行。所描述的过采样方法可以与上面讨论的IQ系统一起使用。
本发明还涉及信号处理系统，特别是用于执行上述方法的信号处理系统，该系统包括：
-处理单元，用于将采样信号划分为与该采样信号的不同频率部分对应的第一信号和第二信号；
-至少第一数模转换器(DAC)和第二DAC，第一数模转换器(DAC)用于基于第一信号生成第一模拟信号，第二DAC用于基于第二信号生成第二模拟信号；
-组合器，用于对第一模拟信号和第二模拟信号进行组合；以及
-过采样单元，用于创建过采样的第一信号，其中，第一DAC被配置成用于转换过采样的第一信号以获得第一模拟信号，以及/或者用于创建过采样的第二信号，其中，第二DAC被配置成用于由第二DAC对过采样的第二信号进行转换以获得第二模拟信号。
以下参照附图来描述本发明的实施方式，其中：
图1是根据本发明的实施方式的信号处理系统的框图；
图2是图1的修改；
图3是示出了根据本发明的信号处理方法的实施方式的图；
图4是图1的系统的框图，示出了系统的特定位置处的频谱；
图5是示出了接收的频谱的一部分的图；
图6是示出了接收的频谱的分量的图；
图7是示出了MIMO模型的框图；
图8是根据本发明的另一实施方式的信号处理系统的框图；
图9是图8的修改；
图10是示出了使用图8或图9的系统的频谱划分方案的图；
图11是DAC的可能的实现；
图12是示出了校准设置的框图；
图13是通道识别系统的不同实现；
图14是示出了通道估计方案的图；
图15是图14的修改；
图16是通道估计方案的另一修改；
图17是示出了MIMO数字信号处理的图；
图18是进一步示出了MIMO数字信号处理的图；
图19是升余弦滤波(raised cosine filtering)的概念；
图20分别是升余弦频域滤波器和砖墙滤波器的频率响应；
图21是示出了根据本发明的信号处理方法的另一实施方式的图；以及
图22是图1的系统的框图，示出了当执行图21所示的方法时系统的特定位置处的频谱；
图1描绘了根据本发明的实施方式的信号处理系统1。系统1包括处理单元21和数字信号处理器22。此外，系统包括第一数模转换器(DAC)31和第二数模转换器32以及组合器4。
处理单元21接收采样的输入信号d(n)，并且将采样信号d(n)划分为与该采样信号的不同频率部分对应的第一信号d1(n)和第二信号d2(n)。数字信号处理器22实现预先均衡单元220，该预先均衡单元220通过优选地联合地处理第一信号d1(n)和第二信号d2(n)来生成预先均衡的第一信号X1(n)和预先均衡的第二信号x2(n)。预先均衡的第一信号x1(n)和预先均衡的第二信号x2(n)分别通过第一DAC 31和第二DAC 32转换为第一模拟信号s1(t)和第二模拟信号s2(t)。当然，处理单元21也可以由数字信号处理器22来实现。
在模拟滤波(使用滤波器51、52、53)以及(使用包括本地振荡器61的混合器6)对第二模拟信号s2(t)进行上混合之后，最终的模拟信号s1’(t)和s2”’(t)被创建。最终的模拟信号s1’(t)和s2”’(t)与组合器4组合以产生组合的输出信号s(t)。处理系统1的操作也在图3中示出。
处理单元21、第一DAC 31和组合器4限定第一处理通道101，而处理单元21、第二DAC 32和组合器4限定第二处理通道102。应当注意的是，滤波器51、52、53也可以是处理通道101、102的一部分。数字信号处理器22以其补偿第一处理通道101与第二处理通道102之间的串扰的方式生成预先均衡的第一信号x1(n)，以及/或者以其补偿第一处理通道101与第二处理通道102之间的串扰的方式生成预先均衡的第二信号x2(n)。上面已经讨论了串扰补偿的细节。
应当注意的是，如图2所示，可以省略模拟滤波器51、52、53中至少之一。也可以根本不采用模拟滤波器。然而，可以在对信号进行组合之后(即，在组合器4之后)插入低通滤波器50，以抑制混合器6的上边带。滤波器50也可以设置在混合器6之后。如果DAC的数量超过两个(并且因此使用多于一个混合器)，则滤波器50用于抑制具有最高LO频率的混合器的边带。
在图3中示出了根据本发明的方法的实施方式的概要，其可以使用图1或图2所示的系统来执行。与图1和图2中的输入信号d(n)对应的2N点数字输入信号(序列)经历离散傅立叶变换(DFT)，以获得序列的频谱表示(如步骤1中所示)，其中I+、I-、II+和II-分别描述信号部分I和II的正频带和的负频带。箭头表示带的频率的方向。
如步骤2中所示，输入信号在频域(例如，使用图1或图2的处理单元21)被划分成等长的两部分N(2)。然后，通过逆离散傅里叶变换(IDFT)将这两个频谱(频率)部分各自变换到时域。在下一个步骤中，数字信号被馈送至DAC(例如，图1或图2的DAC 31、DAC 32)，其在没有任何过采样的情况下例如以其最大采样率fs运行，以生成模拟信号(步骤3)。
由于DAC的零级保持(ZOH)操作，DAC输出信号被步骤3中的三角形指示的正弦函数衰减。通过适当的低通滤波器去除图像带(步骤4。然而，由于滤波器的有限滚降特性，滤波器不会对所有图像带分量进行滤波。第一处理路径(参见图1或图2中的处理路径101)中的第一模拟信号的模拟处理结束，而第二模拟信号经历进一步的处理步骤。例如，第二模拟信号被上混合(例如，乘以本地振荡器(LO)，如图1或图2中的LO 61)，以被移动到较高的频率区域(步骤5)。
例如，对于LO的频率位置，存在两个替代方案1和2。LO位于采样频率fs/2的一半处，或者LO直接位于采样频率fs处。为了执行第二替代方案，在D/A转换之前必须对相应的频谱进行数字倒转，以确保在处理结束时在高频带中的正确的频率定向。使用余弦载波的上变换将生成两个边带。这些边带之一是冗余的，并且可以由带通滤波器去除(步骤6)。最终，两个单独的模拟信号被组合(使用例如图1或图2中的组合器4)，以形成具有带宽fs和采样率2fs的数字输入波形的模拟表示(步骤7)。
在混合器6将被省略的情况下，可以使用Beyond-Nyquist信令：与替代方案2中一样，通过数字频谱倒转生成第二信号。代替在步骤3中在DAC之后使用低通滤波器，将利用带通滤波器以在频率范围[fS/2，fS]中选择第二奈奎斯特(Nyquist)区域中的频率。可以避免由混合器引起的非线性失真。此外，遏止了LO相位噪声。由于辛克滚降(sinc roll-off)，该变型的可能的缺点会是在接近fs的频率处的振幅损失较高。这可以通过使用归零(RZ)而不是DAC的非归零(NRZ)操作来避免。
此外，在替代方案1中，LO位于带内，因此可能干扰信号(波形)。为了减少此干扰，可以采用(例如，非常好的)陷波滤波器来消除LO线。然而，这可能产生时域波形的退化。然而，频域波形(例如，OFDM)可能受到较少影响。此外，如果LO的相位是已知的，则可以生成数字LO，并将其插入数字信号中，这消除了模拟信号中的干扰LO线。
图4所示的框图将图3所示的频谱与图1描绘的系统1相关联。应当注意的是，处理单元21和数字信号处理器22(并且因此预先均衡)被组合在公共单元中。
图5示出了所接收的信号的频谱表示S被限制在与采样率2fs对应的频率范围[-fS，fS]。虽然所接收的信号是实值信号，但是在此示出了双边频谱而不是单边频谱，原因是DFT生成双边频谱。如上面已经阐述的，频谱被划分为低频带SI(k)和高频带SII(k)：
图6示出了频谱SI(k)和SII(k)的另一个表示。频谱SI(k)和SII(k)各自被分离成期望的主要分量和不期望的串扰分量。如上面已经讨论的，该问题包括交叉耦合项，其是实际频谱的镜像频谱。图6中的表示频率方向的箭头形象化频谱在频率上被反转并且是复共轭的。该操作可以通过离散傅里叶变换(DFT)：X(k+N/2)＝X(k-N/2)的采样点的一半的移位来描述，从而利用离散频谱的重复性质。
如上面已经阐述的，由于如图5所示的非理想滤波而发生的交叉耦合问题被表示为
SI(k)＝H11(k)·X1(k)+H12(k)·X2(k+N/2)
SII(k)＝H21(k)·X1(k+N/2)+H22(k)·X2(k)，
其中，X1(k)和X2(k)是均衡器之后的频谱(在执行第一信号和第二信号的预先均衡之后)。这个MIMO系统在图7中被可视化。通俗易懂的，利用频域中的两个附加的移位操作，标准MIMO问题的差异变得可见。得到的模型是特殊的2×2MIMO模型，并且也可以被重写为如上所述的标准4×4MIMO模型。其他方法(如1×1、2×1或甚至4×1的模型)也是可以的。
图8描绘了根据本发明的另一实施方式的信号处理系统1。系统1包括从DSP单元22接收数字(采样的)输入信号的第一DAC 31、第二DAC 32和第三DAC 33。用于将采样的输入信号划分成与该采样信号的不同频率部分对应的划分信号的处理单元21由DSP单元22提供，或者可以由单独的单元来实现。
处理单元21将输入信号划分为与采样信号的第一频率部分和第二频率部分对应的第一信号和第二信号，其中，第一信号被传输至第一DAC 31。第二信号被划分为第一子信号和第二子信号，其中，第一子信号被提供至第二DAC 32，而第二子信号被提供至第三DAC33。第一子信号与第二信号的实部对应，而第二子信号与第二信号的虚部对应(参见图10)。
处理系统1还包括接收第二DAC 32的模拟输出信号的IQ混合器600(包括本地振荡器601)和第三DAC 33的模拟输出信号。IQ混合器600对DAC 32、DAC 33的输出信号进行混合，并且(经由模拟滤波器54)将其输出传输至组合器4。因此，组合器4将IQ混合器600的输出信号与第一DAC 31的输出信号进行组合。应当注意的是，DAC 31至DAC 33的输出信号分别经由模拟滤波器51至模拟滤波器53馈送至组合器4和IQ混合器600。然而，如图9所示，可以省略滤波器51至滤波器54中的至少一些滤波器。
由于IQ混合器600，第二信号的频谱无需具有与实值时域信号对应的共轭对称性。因此，可以针对正频率以及负频率独立地定义频谱，并且所得到的时域信号是复值。图10示出了输入信号(数据)频谱的分割。频谱被划分成两部分。第一部分(包括频谱部分I-、I+)与直接被馈送至第一DAC 31的实值信号对应。频谱的第二部分(包括频谱部分II+，III+)不显示共轭对称性，使得对应的时域信号是复杂的。在傅里叶变换(例如，IFFT)之后，时域信号被分离成实部和虚部(即，第一子信号和第二子信号)，其分别被馈送至第二DAC和第三DAC。
如上所述，也可以在频域而不是时域中执行用于第一DAC和第二DAC的非共轭对称频谱的划分。因此，可以通过某些频谱分量的傅里叶变换(例如，IFFT)来直接获得同相分量(第二DAC 32)和正交分量(第三DAC 33)的各个信号。该步骤需要分别利用奇函数和偶函数以及频谱的傅里叶变换的一般对称性。
还应当注意的是，可以使用三个以上的DAC，并且图8和图9的DAC 31至DAC 33不需要是单独的标准单个DAC。例如，它们中的至少一些可以由多个子DAC实现。例如，如图11a所示，可以使用数字时间交错与模拟求和点7的组合将子DAC 300a至子DAC 300k实现为TIDAC。此外，它们可以被实现为具有如图11b所示的模拟多路复用器70(MUXDAC)的MUXDAC。MUXDAC实现不一定需要在单个多路复用器中对DAC 300a至DAC 300k中的所有输出进行组合。相反，例如在8个DAC：3级2：1多路复用器(第一级：4×2：1，第二级：2×2：1，第三级：1×2：1的情况下，多级多路复用器也是可以的。注意，各个子DAC 300a至子DAC 300k也可以被频率交错，从而创建频率交错的DAC的多个层级。
此外，系统1还可以包括如上面关于图1和图2所讨论的预先均衡单元220，其中，预先均衡单元被配置成用于对提供至DAC 31至DAC 33的信号进行预先均衡。
图12示出了根据本发明的基于图1所示的系统并且被配置成用于执行校准过程的另一处理系统1。为了执行校准，系统1包括用于执行关于第一处理通道101和第二处理通道102的通道估计的通道识别单元80。划分器81用于对组合器4的输出信号的一部分进行分支、对被提供至通道识别单元80的一部分进行分支。当然，也可以使用开关来代替划分器。
图13a)至图13c)示出了通道识别单元80的不同实现。根据图13a)，由DSP/CE块801获取(使用示波器800)和处理(由划分器81产生的)信号的全频谱。根据图13b)，信号的片段通过滤波(使用滤波器802)和下变频(使用混合器803)来获得，从而限制了示波器800的带宽和采样率的要求。滤波器和混合器803的LO 8031可以是可调谐的，从而能够对全谱进行迭代识别。依次获得的信息被数字地重新组合，从而获得了关于全谱宽度的信息。
此外，在图13c中)，由于LO 61，601是系统设置中唯一关键的动态元件，因此仅获取关于LO的频率fLO和相位φLO的信息。它可以通过陷波滤波器与范围结合或者通过从用于LO的稳定的PLL(使用示波器800)读取关于当前频率和相位的信息来获得。对于此变型，可能需要初始通道识别。
当然，本发明不限于图13a)至图13c)所示的实现。例如，混合变型以及相关变型也是可以的。此外，用于通道估计的专用序列不是绝对必要的，但是可以提高通道估计质量。
此外，如上面已经阐述的，为了补偿混合器6的模拟损伤，滤波器51至滤波器53、组合器4和/或DAC 31、DAC 32的频率响应，需要关于这些系统的脉冲响应和/或频率响应的信息。校准例程使用通道估计算法(参见上文)来检索整个系统的此信息。然而，也可以使用S参数分析器或X参数分析器来获得此信息。该系统可以作为整体进行测量，或者部件的参数被单独测量，并且之后被数字地组合。在操作期间，系统1可能需要补偿变化的参数，例如，部件的温度变化等。具体地，在系统1的操作期间使用校准过程，以不断地适应系统1。上面已经说明了可能的校准过程。
例如，校准过程使用图14a)、图14b)和图16所示的通道估计方案。根据图14a)，只有第一DAC 31正在运行，其中，信号s′(t)(来自划分器81)由通道识别单元80的示波器800获取。(使用DSP单元801)计算FFT，并且在频域中将所得到的信号下采样为2fs。在将频谱划分为两部分之后，将频谱转换到时域，其中，执行两个单独的最小二乘(LS)CE。它们中的一个具有表示图像频谱的序列，而另一个具有表示正则频谱的序列。最后，获得的通道脉冲响应被转换到生成H11(k)和H21(k)的频域。使用相同的过程来计算H12(k)和H22(k)，但是对于差异，仅第二DAC 32运行(图14b)。通道频率响应随后被插值以匹配数据模式的长度，以执行频域均衡(FDE)。
此外，也可以使用ABI序列(即，有效载荷序列)来执行CE，但是可以通过使用例如长度相等的De Bruijn二进制序列(DBBS)模式来提高质量。应当注意的是，也可以在频域中执行通道估计。
为了使用上述CE方案来防止问题，图15中呈现了另一种方案。根据该方案，利用了数量减少的FFT/IFFT操作。在先前的部分中呈现的方案的CE序列可以确定范围[0，fs/2]和[fs/2，fs]中的频谱分量。利用这些新序列，可以在单个步骤中估计范围[0，fs]中的频谱分量，从而可以获得更有效且可靠的估计。
另一种解决方案(图16)使用MIMO最小二乘通道估计方案，由此联合地估计MIMO 2×1通道。所得到的频率响应在频域中被划分，以检索四个通道频率响应。
图17示出了使用重复数据序列的ABI方案的DSP步骤，例如，针对任意波形发生器(AWG)。使用频域调制格式(例如，OFDM或DMT)省却对第一FFT操作的需要。使用快速傅里叶变换(FFT)将输入信号(序列)d(n)变换到频域。然后，将其划分成D1(k)和D2(k)两部分。此外，生成D1(k)和D2(k)的移位版本和非移位版本。将均衡器应用(即，执行预先均衡)于频谱Dj(k)和Dj(k+N/2)，其中，i，j∈{1，2}。所得到的频谱经由快速傅里叶逆变换(IFFT)操作被变换到时域，并且所得到的序列可以被馈送至DAC 31、DAC 32。均衡器系数Wij(k)(其中，i，j∈{2，2})由如上所述的关于2×2MIMO问题的解决方案给出。
图18总体上示出了执行对输入信号的划分和预先均衡(例如与图1和图2的系统一起使用，但是也与图8或图9所示的IQ混合器系统一起使用)的示例。使用FFT将输入序列d(n)变换为其频谱表示。在频谱域中，序列被划分为两部分(使用处理单元21)，即，生成第一信号和第二信号。第一部分与输入信号的低频(LF)分量对应，而第二部分与输入信号的高频(HF)分量对应。可以通过分割频谱来进行划分，从而从频域表示中挑出低频采样和高频采样，以生成两个序列(第一信号和第二信号)的频谱表示。此操作可以包括速率变化。在图18中，速率变化由向下的箭头表示。
现在，预先均衡单元220的MIMO均衡器221跟随，其补偿(如上面已经提到的)例如
a)每个频带中的幅度和/或相位
b)频带之间的幅度和/或相位不匹配以及
c)频段之间的串扰
d)并且也可能引起非线性失真
存在实现频谱划分(即，用于配置处理单元21)的多种方式。下面，说明两种可能性。用于划分功能的主要条件是在所有离散频率上等于1以及/或者确保所有离散频率分量存在于一个或另一个频率部分中。
例如(参见上面图3的步骤1和步骤2)，砖墙滤波可以用于输入信号的低频部分，其与和例如因子2(如果输入信号(频谱)被相等地划分)的下采样结合的理想的低通滤波对应。对于高频部分，该操作与带通(高通)滤波对应，带通(高通)滤波之后是下混合以及附加的理想低通滤波动作。例如，接着是因子2下采样(如果输入信号被相等地划分)。在频域中，这可以通过选择适当的采样来实现。
另一种可能性是升余弦滤波(参见图19)。如图所示，可以移除升余弦函数中乘以零的频率采样，以执行速率转换。升高的余弦滤波器H升余弦，低和H升余弦，高的频率响应在图20a)中示出。图20b)示出了砖墙滤波器H块，低和H块，高的频率响应。
图21示出了根据本发明的另一变型的用于数据处理的方法。此外，至少提供第一DAC和第二DAC，并且使用处理单元将采样信号划分为与该采样信号的不同频率部分对应的第一信号和第二信号(步骤I、步骤II)。此外，使用第一DAC和第二DAC创建第一模拟信号和第二模拟信号(步骤III)。然而，与图3所示的方法不同，过采样的第一信号和过采样的第二信号由第一DAC和第二DAC生成和转换，以获得第一模拟信号和第二模拟信号。当然，过采样可以与上述信号的预先均衡结合。
使用过采样(例如，通过在数字频谱中插入零)，以移动图像带远离期望的频带。因此，适当的模拟滤波器(步骤IV和步骤VI)能够几乎完全消除图像，使得可以避免处理通道之间的串扰。由于第一处理路径中的信号仅经历一次滤波并且从而在高频和低频下都不需要过采样，因此可以在第一DAC和第二DAC之间不相等地划分输入频谱。过采样的第二信号不在基带处生成，而在中间频率(数字上混合或数字上变换)处生成。因此，在高频和低频处都实现频谱零点(spectral zero)。然后，使用LO将第二信号上变换到期望的频率(步骤V)，并且边带抑制滤波器(例如，带通滤波器、高通滤波器或低通滤波器)移除不期望的边带(步骤VI)。
在图22中示出了用于执行上述过采样方法的系统1(例如，与图1所示的系统相同)的原理设计，其中，还示出了系统1的特定位置处的信号频谱。

Claims (24)

1.一种信号处理系统，包括：
至少第一数模转换器、第二数模转换器和第三数模转换器(31-33)(DAC)；
处理单元(21)，其被配置成用于将采样信号划分为与所述采样信号的不同频率部分对应的至少第一信号和第二信号，将所述第一信号发送至所述第一DAC(31)，将所述第二信号划分为第一子信号和第二子信号，并且将所述第一子信号发送至所述第二DAC(32)，将所述第二子信号发送至所述第三DAC(33)，所述第一子信号对应于所述第二信号的实部，所述第二子信号对应于所述第二信号的虚部；
IQ混合器(600)，其被配置成用于将所述第二DAC(32)的模拟输出信号与所述第三DAC(33)的模拟输出信号进行混合；
组合器(4)，用于将所述第一DAC(31)的模拟输出信号和所述IQ混合器(600)的输出信号进行组合。
2.根据权利要求1所述的系统，其中，与所述第一信号对应的频率部分包括比与所述第二信号对应的频率部分更低的频率。
3.根据权利要求1或2所述的系统，其中，所述处理单元(21)被配置成用于执行在频域中将所述采样信号划分为所述第一信号和所述第二信号。
4.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述处理单元(21)被配置成用于执行在时域中将所述采样信号划分为所述第一信号和所述第二信号。
5.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述处理单元(21)被配置成用于对所述第二信号执行傅里叶变换，以生成所述第一子信号和所述第二子信号。
6.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，还包括用于对所述DAC(31-33)的输出进行滤波的至少一个低通滤波器(51-53)和/或用于对所述IQ混合器(600)的输出进行滤波的带通滤波器或低通滤波器或高通滤波器(54)。
7.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述处理单元(21)由数字信号处理器(22)实现。
8.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述IQ混合器(600)被配置成用于单边带调制。
9.根据前述权利要求中的任一项所述的系统，其中，所述IQ混合器(600)由光电调制器实现。
10.一种信号处理方法，特别是使用根据前述权利要求中的任一项所述的系统的信号处理方法，所述方法包括以下步骤：
提供至少第一数模转换器和第二数模转换器(31，32)(DAC)；
通过处理单元(21)将采样信号划分为与所述采样信号的不同频率部分对应的至少第一信号和第二信号；
对所述第一信号和所述第二信号进行预先均衡；
使用所述第一DAC(31)将预先均衡的第一信号转换为第一模拟信号；
使用所述第二DAC(32)将预先均衡的第二信号转换为第二模拟信号；
使用组合器(4)对所述第一模拟信号和所述第二模拟信号进行组合，
其中，所述处理单元(21)、所述第一DAC(31)和所述组合器(4)限定第一处理通道(101)，
其中，所述处理单元(21)、所述第二DAC(32)和所述组合器(4)限定第二处理通道(102)，
其特征在于，
通过以所述预先均衡的第一信号补偿所述第一处理通道与所述第二处理通道(101，102)之间的串扰的方式处理所述第一信号来生成所述预先均衡的第一信号，以及/或者通过以所述预先均衡的第二信号补偿所述第一处理通道与所述第二处理通道(101，102)之间的串扰的方式处理所述第二信号来生成所述预先均衡的第二信号。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，使用关于所述第一处理通道和/或所述第二处理通道(101，102)的至少空间、频率和/或时间部分的校准测量的结果来执行生成所述预先均衡的第一信号和所述预先均衡的第二信号。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，使用关于所述第一处理通道和/或所述第二处理通道(101，102)的通道估计方案来执行所述校准测量。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述通道估计方案包括将所述第一处理通道和所述第二处理通道(101，102)的组合作为MIMO系统处理。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述校准测量包括确定与所述MIMO系统相关的频率响应矩阵的系数。
15.根据权利要求12至14中的任一项所述的方法，其中，所述通道估计方案包括将通道估计序列发送至所述第一DAC和/或所述第二DAC(31，32)。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，将第一通道估计序列发送至所述第一DAC(31)，并且将第二通道估计序列发送至所述第二DAC(32)，其中，所述第一通道估计序列与所述第二通道估计序列是可区分的。
17.根据权利要求11至16中的任一项所述的方法，其中，所述校准测量包括所述第一处理通道和/或所述第二处理通道(101，102)的模拟部分的至少一部分的S参数测量和/或X参数测量。
18.根据权利要求10至17中的任一项所述的方法，其中，通过使用由所述组合器(4)产生的模拟信号的一部分执行的重新校准测量的结果来适应性地生成所述预先均衡的第一信号和所述预先均衡的第二信号。
19.一种信号处理系统，特别是用于执行根据权利要求10至18中的任一项所述的方法的信号处理系统，所述系统包括：
处理单元(21)，其被配置成用于将采样信号划分为与所述采样信号的不同频率部分对应的至少第一信号和第二信号；
预先均衡单元(220)，用于对所述第一信号和所述第二信号进行预先均衡；
至少第一数模转换器和第二数模转换器(31，32)(DAC)，所述第一DAC(31)用于将预先均衡的第一信号转换为第一模拟信号，所述第二DAC(32)用于将预先均衡的第二信号转换为第二模拟信号；
组合器(4)，用于对所述第一模拟信号和所述第二模拟信号进行组合，
其中，所述处理单元(21)、所述第一DAC(31)和所述组合器(4)限定第一处理通道(101)，
其中，所述处理单元(21)、所述第二DAC(32)和所述组合器(4)限定第二处理通道(102)，
其特征在于，
预先均衡单元(220)被配置成用于：通过以所述预先均衡的第一信号补偿所述第一处理通道与所述第二处理通道(101，102)之间的串扰的方式处理所述第一信号来生成所述预先均衡的第一信号，以及/或者通过以所述预先均衡的第二信号补偿所述第一处理通道与所述第二处理通道(101，102)之间的串扰的方式处理所述第二信号来生成所述预先均衡的第二信号。
20.一种信号处理方法，特别是根据权利要求10至18中的任一项所述的信号处理方法，所述方法包括以下步骤：
提供至少第一数模转换器和第二数模转换器(31，32)DAC；
使用处理单元(21)将采样信号划分为与所述采样信号的不同频率部分对应的第一信号和第二信号；
使用所述第一DAC(31)基于所述第一信号创建第一模拟信号；
使用所述第二DAC(32)基于所述第二信号创建第二模拟信号；
使用组合器(4)对所述第一模拟信号和所述第二模拟信号进行组合，
其特征在于，
创建过采样的第一信号并且通过所述第一DAC(31)转换所述过采样的第一信号，以获得所述第一模拟信号，以及/或者创建过采样的第二信号并且通过所述第二DAC(32)转换所述过采样的第二信号，以获得所述第二模拟信号。
21.根据权利要求20所述的方法，其中，通过对所述采样信号和/或所述第一信号进行过采样来创建所述过采样的第一信号，以及/或者通过对所述采样信号和/或所述第二信号进行过采样来创建所述过采样的第二信号。
22.根据权利要求20或21所述的方法，其中，通过在所述采样信号、所述第一信号和/或所述第二信号的频谱中插入零来执行过采样。
23.根据权利要求20至22中的任一项所述的方法，其中，通过在所述采样信号、所述第一信号和/或所述第二信号的频谱中进行升余弦滤波来执行所述过采样。
24.一种信号处理系统，特别是用于执行根据权利要求20至23中的任一项所述的方法的信号处理系统，所述系统包括：
处理单元(21)，用于将采样信号划分为与所述采样信号的不同频率部分对应的第一信号和第二信号；
至少第一数模转换器和第二数模转换器(31，32)(DAC)，所述第一DAC(31)用于基于所述第一信号创建第一模拟信号，所述第二DAC(32)用于基于所述第二信号创建第二模拟信号；
组合器(4)，用于对所述第一模拟信号和所述第二模拟信号进行组合，
其特征在于，
过采样单元用于：创建过采样的第一信号，其中，所述第一DAC(31)被配置成用于转换所述过采样的第一信号，以获得所述第一模拟信号；以及/或者创建过采样的第二信号，其中，所述第二DAC(32)被配置成用于通过所述第二DAC(32)转换所述过采样的第二信号，以获得所述第二模拟信号。
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