CN107852106B - 对并联连接的功率器件的控制 - Google Patents

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Abstract

一种用于控制并联连接的功率器件中例如频率转换器中例如IGBT的半导体功率开关的方法和安排，其中，所述半导体功率开关将所述功率器件的中间DC电压的或者正极或者负极连接至所述功率器件的输出相位。在所述方法中，测量并联连接的那些输出相位的电压，在输出电压测量结果的基础上计算输出电压状态变化的定时差异，并且提前或延迟所述半导体功率开关的控制信号，使得在期望时刻发生经由输出阻抗连接在一起的所述相位的所述输出电压状态变化。

Description

对并联连接的功率器件的控制
技术领域
本发明涉及一种用于控制并联连接的功率器件的方法和安排。更具体地，本发明涉及通过控制并联连接逆变器的功率半导体开关的切换时刻来均衡并联连接的逆变器的负载。
背景技术
由于对商用开关型功率部件(如IGBT模块)的限制而需要在很高的输出功率电平(例如，＞1MW)下进行对电功率器件(例如，频率转换器)的并联连接。并行连接可以或者在单个单元内部通过将多个功率部件并联连接或者通过将较大的类似单元并联连接来实现。单个单元内部的并联连接是有问题的，因为每个不同功率电平需要其自己的机械构造。这就是全部功率单元通常并联连接的原因，从制造和服务的角度来看，这也是有利的。对功率单元的并联连接通常还需要使用在输出端子与公共耦合点之间的外部均衡阻抗，例如，电感器。
绝缘栅双极型晶体管(IGBT)是广泛使用在功率电子器件的主电路中(如在频率转换器中)的开关型功率电子部件。IGBT是栅极控制的部件，这意味着其可以通过向栅极端子供应的电压信号而接通/断开。IGBT由于对栅极控制信号的快速响应时间而是功率电子应用的理想部件，由此使得有可能在精确控制下保持负载电流。
在下文中，IGBT被用作功率半导体开关的示例，但是如对于本领域技术人员清楚的是，还存在可以应用本发明的其他类型的功率半导体部件。
并联连接的功率单元的负载性能(即，电流负载能力)通常低于单一器件的性能之和，因为器件之间不一定相等地分担负载电流。这就是通常使用降额因数(例如，0，9)的原因，这意味着：
P总＝0，9×∑PN [1]
其中，P总是并联连接的单元的总输出功率，并且PN是每个单一单元的标称输出功率。
降额因数意味着理论最大功率的减小，由此例如就经济性而言是个问题。有利的是，能够使用尽可能高的降额因数，通过尽可能精确地均衡负载，这是可能的。
存在许多用于均衡的公知方法，例如，美国专利公开US 8,188,694 B2呈现了一种解决方案，其中，公共控制单元计算输出电压状态变化实例的定时，并且向每个并联连接的逆变器的控制单元发送此定时信号。然后，逆变器特定的控制单元基本上同时形成功率级IGBT的控制信号。同时切换时刻促进了相等负载共享，但是在此方法和安排中，信号路径中的部件的信号延迟容差可能导致偏离理想情况以及需要使用降额因数和较大输出阻抗。美国专利公开US 8,432,714呈现了一种解决方案，其中，在并联连接的逆变器模块之间的负载均衡基于根据所测量的输出电流和所测量的逆变器模块温度来调整开关部件的切换指令。
发明内容
本发明的目标是通过呈现一种用于并联连接的功率器件(例如，频率转换器)的新颖解决方案、实现对输出电压脉冲波形的受控的有利地基本上同时的定时来避免现有技术的问题。此目标由独立权利要求中陈述的内容实现，其他优选实施例在从属权利要求中被公开。
本发明的特有特征是：测量所有并联连接的功率器件(例如，频率转换器)的输出电压，并且将测量结果用于减轻在由例如栅极驱动电路以及切换部件参数容差引起的输出电压状态变化期间的定时差异。在实践中，这意味着并联运行的IGBT的控制信号被提前或推迟，使得如期望的发生输出电压脉冲状态变化的定时。在本发明的一个实施例中，期望定时是基本上同时的，但是根据本发明，还有可能设置定时差异，例如，以便于补偿负载阻抗不均衡的效应。
根据本发明的实施例，用于确定输出电压定时的标准是预定义时段(例如，在参考电压状态变化之后(此定时已在附图中用作示例))上的电压时间积分。
根据本发明的实施例，用于确定输出电压定时的标准是输出电压在参考电压状态变化之后经过一个电压电平(例如，DC中间电压电平的中间值)或多个电压电平(例如，DC中间电压电平的10％和90％)的时刻或持续时间。
根据本发明的实施例，测量输出电压，并且在器件运行期间连续执行根据测量结果进行的对信号处理路径延迟差异的补偿。因此，通过此方法，例如温度、电流电平、老化等对输出电压状态变化定时的影响将被自动予以考虑并补偿。在此文献中，这被称为动态形式的实施方式。这种实施方式形式的条件是功率器件或安排包括用于测量输出电压的装置。测量装置的工作原理可以是模拟的或数字的(即，将输出电压与一个或多个预定义电平进行比较)。
根据本发明的实施例，对输出电压的测量的本质是非循环性的(即，输出电压仅在制造过程期间或在调试期间被测量)，并且根据检测到的定时差异计算的IGBT特定的补偿提前或延迟作为参数被存储在器件的控制单元中。然后，可以根据一个或多个负载状况确定和存储的这些延迟补偿参数在器件运行期间被使用，直到可能的下一个参数确定发生。在此文献中，这被称为静态形式的实施方式。这种静态形式的实施方式或者通过使用内部测量装置或者通过使用外部测量装置(例如，示波器)成为可能。通过此方法，输出电压状态变化定时的可能变化将不会在器件运行期间被补偿。
相比于现有技术，本发明的益处在于：整个控制信号路径中的信号处理延迟差异在所有环境和负载状况下被连续补偿。因此，输出电压状态变化根据期望有利地基本上同时发生，这使得有可能使降额因数最大化并且使外部均衡阻抗最小化例如使得所述外部均衡阻抗可以仅仅由几条线缆组成。
在本说明书和以下实施例示例中更详细地限定了本发明。在独立权利要求以及其他权利要求中的优选实施例中限定了保护范围。
附图说明
在下文中，本发明参照附图、使用示例呈现了更详细的说明，在附图中：
图1呈现了并联连接的频率转换器的主电路，
图2呈现了并联连接的相位开关的主电路，
图3A至图3C呈现了采用并联连接的控制数据转移拓扑结构，
图4展示了并联连接中的输出电压，并且
图5展示了并联连接中的输出电压。
具体实施方式
图1呈现了作为可以应用根据本发明的方法的功率器件安排的示例的并联连接频率转换器的主要图示。在所述安排中，频率转换器FC1和FC2经由输出三相电感器L01和L02并联连接以便对公共电机M进行供应。输出电感器的主要功能是在切换瞬间改善负载电流共享。为了简化起见，在此示例性附图和以下示例性附图中的并联连接的器件的数量为二，但这不是对本发明的任何限制，更多类似的器件FC3......也可以被连接在同一安排中。
在本示例中，FC1的主电路被详细地呈现。FC1为已知且典型的频率转换器，其包含：二极管桥式整流器REC1，所述二极管桥式整流器将三相电源电压L1、L2和L3整流为恒定中间DC链路电压UDC1，所述DC链路电压由电容CDC1进行平滑；三相逆变器单元INU1，所述三相逆变器单元由具有反向平行续流二极管D1...D6的IGBT开关V1...V6组成；以及控制单元CU1。电感部件通常被用在整流器的任一侧中，以便对供应相位电流的谐波进行滤波，但是从本发明的角度来看，作为无关部件，电感部件已从图中省略。逆变器的基本功能是为电机M产生三相可调输出电压U1、V1、W1。这种类型的器件由于DC链路电压的两极而被称为双电平转换器。如对本领域技术人员显而易见的，本发明不仅仅局限于双电平转换器，而是还可以应用于更高电压电平的转换器。
另一个并联连接的频率转换器FC2在框图层面呈现。每个频率转换器都可以是完整的，并且可以具有如图中呈现的自身单元，或者它们可以具有例如公共整流器和公共中间电路。所有并联连接的器件具有公共控制单元CU，所述公共控制单元与频率转换器特定的控制单元CU1、CU2...进行快速数据转移连接。
图2呈现了用于将并联连接的逆变器单元FC11、FC12的相位开关并联连接的安排的示例。相位开关指的是能够将输出相位端子连接至任一DC链路极的部件。例如，在FC11中，IGBT V11、V14以及续流二极管D11、D14属于U相位开关。并联连接的相位的输出端子U11、U12经由电感滤波器L11、L12连接至公共输出端子U10。
在本示例中，逆变器单元具有用于测量输出相位电流(iU11，iU12)和输出相位电压(uU11，uU12)的内部装置。输出电压通常是针对DC链路电压的负极(UDC1-，UDC2-)来测量的，并且根据本发明，输出电压可以仅仅通过一个或多个比较器来测量以便找出输出电压经过一个或多个预定义电压电平的确切时刻，或者输出电压可以通过模拟电路来测量以便找出电压波形的时间积分。值得注意的是，尽管在描述性示例中已经提及了直接输出电压测量，但是还可以通过测量每个IGBT两端的电压来间接测量输出电压。内部输出相位电压测量装置仅仅在本发明的动态实施方式的情况下是绝对必需的，还可以通过外部测量装置来实现静态情况。CU11、CU12表示逆变器特定的控制单元，所述控制单元接收测量信息、生成针对IGBT的栅极控制脉冲(uG11，uG14，uG21，uG24)并且经由通信链路DB11、DB12与公共控制单元CU10通信，在此示例性拓扑结构中，所述公共控制单元计算调制图案(＝相位开关的位置参考)。在实践中，控制单元CU11、CU12可以包括多个单独的子单元，如用于信号处理的控制板以及用于栅极控制脉冲生成的栅极驱动器。
图3A至图3C呈现了根据本发明的可以用于将电子器件(如，频率转换器)并联连接的通信拓扑结构的一些示例。
图3A呈现了拓扑结构，其中，主控制单元CU20经由数据总线通信链路DB21、DB22、DB23与逆变器特定的控制单元CU21、CU22、CU23直接通信。在此安排中，控制单元CU21、CU22、CU23将其测量数据发送至CU20，CU20计算调制图案并将调制图案发送至每个逆变器特定的控制单元CU21、CU22、CU23。单独的调制图案是或者根据动态实施方式情况下的测量或者根据静态实施方式情况下已存储的延迟差异补偿参数来计算的。
图3B呈现了拓扑结构，其中，信号分割单元SD30被添加在主控制单元CU30与逆变器特定的控制单元CU31、CU32、CU33之间。在此情况下，不论并联连接的单元的数量如何，主控制单元在物理上都是相同的，并且其计算基本调制图案。可以在SD30中、或者根据其经由数据总线DB31、DB32、DB33从逆变器处接收到的测量数据或者根据已存储的延迟差异补偿参数来计算逆变器特定的脉冲图案的时延提前或延迟。
图3C呈现了环形拓扑结构，其中，同一通信链路DB40将主控制单元CU40与并联连接的逆变器的所有控制单元CU41、CU42、CU43连接。在此安排中，每个控制单元CU41、CU42、CU43依次将其自己的测量数据发送至主控制单元，所述主控制单元然后计算单独的调制图案并将其发送至每个逆变器特定的控制单元。
图4展示了根据本发明的实施例的关于如何确定并联连接的电器件(如频率转换器)的异步切换的原理。这里，在未应用定时差异补偿，并且uU1、uU2是两个并联连接的U相位开关的相应输出电压时，uU参考是基本参考信号(即，两个U相位开关的位置参考)。根据本发明的实施例，两个相位开关的虚拟切换时延被确定，并且如果时延彼此不同，则差异将通过提前或延迟并联连接的IGBT的控制脉冲在随后的类似状态变化中被补偿。在实践中，这分别意味着或者较快相位开关(即，具有较短虚拟切换时延的相位开关)的位置参考相比于较慢相位开关的位置参考被延迟，或者较慢相位开关的位置参考被提前。还有可能为输出电压状态变化设置受控定时差异，例如以便补偿负载阻抗不均衡的效应，从而实现相等负载电流共享。在此情况下，可以以在不同时刻发生不同输出端的输出电压状态变化的方式来设置定时差异。
对虚拟切换时延的确定可以基于理想相位电压(不具有切换延迟)的时间积分与真实测量输出电压的时间积分之间的差异。例如，在示例性图4中，对于相位U11，理想电压积分AU参考、真实电压积分AU1以及在向上状态变化之后的虚拟切换时延tvU11可以根据以下公式[2]...[4]计算：
Figure BDA0001559617970000071
Figure BDA0001559617970000072
Figure BDA0001559617970000073
在此示例中，计算有利地从参考信号变化时刻t40直到时刻t41的预定义时段上的电压时间积分，在后一时刻t41处，U11相位电压已达到最终DC中间链路电平UDC1，并且在状态变化已稳定之后，电压瞬变。
输出相位U21的虚拟切换时延tvU21将以类似的方式、基于相应时间积分AU21计算，并且根据本发明，在虚拟延迟tvU11与tvU21之间的可能差异将在时刻t44之后的下一个类似输出相位变化期间被补偿。
对虚拟切换时延的类似确定还可以在相反位置变化之后(t42至t43)执行。有可能使用与图4中所呈现的不同的积分时间，例如通过计算直到下一个相反位置变化时刻(从t40到t42)的时间积分或者甚至到下一个类似位置变化时刻(从t40到t44)的时间积分。
图5展示了用于确定输出电压状态变化之间的时间差异的另一种方法。在此情况下，将输出电压与预定电平进行比较，例如，与DC链路电压的中间值(UDC1/2和UDC2/2)进行比较。经过这些电压电平的不同时刻(向上电压脉冲处的t51至t52，向下电压脉冲处的t54至t55)可以被直接用作针对下一种类似情况的校正时间提前/延迟。还有可能使用多于一个电平(例如，DC链路电压的10％、50％和90％)来进行电压比较以便得到更准确的结果，并且可选地，还使用比较结果的平均值或加权平均值来进行定时差异校正。
作为根据本发明的输出相位电压状态变化提前/延迟过程的最终结果，所有并联连接的输出相位将基本上同时改变其状态。
根据本发明的动态实施例，输出电压被测量，并且在器件运行期间基本上连续地执行对信号处理路径延迟差异的补偿。
根据本发明的静态实施例，对输出电压的测量的本质是非循环性的(即，输出电压例如仅在制造过程期间或在调试期间被测量)，并且根据检测到的输出电压差异来计算的IGBT特定的补偿提前或延迟作为参数被存储在器件的控制单元中。此实施例可以被实现例如使得输出电压的所有状态变化被调整为从相位开关位置参考信号的状态变化起的恒定延迟时段之后发生。可以根据一个或多个负载状况确定并存储延迟参数。
尽管已经参照先前实施例描述了本发明，但是应当认识到，本发明不限于这些实施例，而是在不脱离如所附权利要求书中限定的本发明的范围的情况下，许多修改和变化对本领域技术人员而言将变得明显。例如，尽管在描述性示例中已经提及了直接输出电压测量，但是还可以通过测量每个IGBT两端的电压来间接测量输出电压。

Claims (21)

1.一种用于控制并联连接的功率器件中的半导体功率开关的方法，
其中，所述半导体功率开关将所述功率器件的中间DC电压的或者正极或者负极连接至所述功率器件的输出相位，
其特征在于：
测量并联连接的那些输出相位的电压，并且
在输出电压测量结果的基础上计算输出电压状态变化的定时差异，并且
提前或延迟所述半导体功率开关的控制信号，使得在期望时刻发生经由输出阻抗连接在一起的所述相位的所述输出电压状态变化。
2.根据权利要求1所述的方法，
提前或延迟所述半导体功率开关的所述控制信号，使得基本上同时发生经由输出阻抗连接在一起的所述相位的所述输出电压状态变化。
3.根据权利要求1或2所述的方法，
较快相位开关的控制信号相比于较慢相位开关的控制信号被延迟，和/或所述较慢相位开关的所述控制信号相比于所述较快相位开关的所述控制信号被提前。
4.根据权利要求1或2所述的方法，
测量并联连接的那些输出相位的输出电压的波形，并且
计算并联连接的所述输出相位的输出电压在预定义时段上的时间积分，并且
经由输出阻抗连接在一起的所述相位的所计算时间积分的差异被用作用于确定输出电压定时差异的标准。
5.根据权利要求4所述的方法，
计算所述输出电压在预定义时段上的时间积分，使得在所述输出电压状态变化发生之前或之时开始针对每个相位的积分计算。
6.根据权利要求1或2所述的方法，
测量并联连接的那些输出相位的输出电压的波形，并且
确定所述输出电压经过一个或多个预定义电压电平的时刻，
经过经由输出阻抗连接在一起的所述相位中的相当电压电平的所确定时刻的差异被用作用于确定输出电压定时差异的标准。
7.根据权利要求1、2和5中任一项所述的方法，
在所述功率器件的运行期间基本上连续地执行所述输出电压定时差异计算。
8.根据权利要求1、2和5中任一项所述的方法，
所确定输出电压定时差异作为参数被存储在所述功率器件的控制单元中。
9.根据权利要求8所述的方法，
在制造过程期间和/或在调试期间执行所述输出电压定时差异计算。
10.一种用于控制并联连接的功率器件中的半导体功率开关的设备，
其中，所述半导体功率开关被安排用于将所述功率器件的中间DC电压的或者正极或者负极连接至所述功率器件的输出相位，
其特征在于：
所述设备被安排用于测量并联连接的那些输出相位的电压，
用于在输出电压测量结果的基础上计算输出电压状态变化的定时差异，并且
用于提前或延迟所述半导体功率开关的控制信号，使得在期望时刻发生经由输出阻抗连接在一起的所述相位的所述输出电压状态变化。
11.根据权利要求10所述的设备，所述设备被配置用于提前或延迟所述半导体功率开关的所述控制信号，使得基本上同时发生经由输出阻抗连接在一起的所述相位的所述输出电压状态变化。
12.根据权利要求10或11所述的设备，
所述设备被安排用于相比于较慢相位开关的控制信号而延迟较快相位开关的控制信号，和/或相比于所述较快相位开关的所述控制信号而提前所述较慢相位开关的所述控制信号。
13.根据权利要求10或11所述的设备，
所述设备被安排用于测量并联连接的那些输出相位的输出电压的波形，并且
用于计算并联连接的所述输出相位的输出电压在预定义时段上的时间积分，并且
用于将经由输出阻抗连接在一起的所述相位的所计算时间积分的差异用作用于确定输出电压定时差异的标准。
14.根据权利要求10或11所述的设备，
所述设备被安排用于计算所述输出电压在预定义时段上的时间积分，使得在所述输出电压状态变化发生之前或之时开始针对每个相位的积分计算。
15.根据权利要求10或11所述的设备，
所述设备被安排用于测量并联连接的那些输出相位的输出电压的波形，
用于确定所述输出电压经过一个或多个预定义电压电平的时刻，并且
用于将经过经由输出阻抗连接在一起的所述相位中的相当电压电平的所确定时刻的差异用作用于确定输出电压定时差异的标准。
16.根据权利要求10或11所述的设备，
所述设备被安排用于在所述功率器件的运行期间基本上连续地执行所述输出电压定时差异计算。
17.根据权利要求10或11所述的设备，
所述设备包括存储装置，所述设备被安排用于将所述输出电压定时差异作为参数存储在所述存储装置中。
18.根据权利要求17所述的设备，
在制造过程期间和/或在调试期间执行所述输出电压定时差异计算。
19.根据权利要求10、11和18中任一项所述的设备，
所述设备包括用于测量输出相位电流的装置。
20.根据权利要求19所述的设备，
用于测量所述输出相位电流的所述装置是内部装置。
21.根据权利要求19所述的设备，
用于测量所述输出相位电流的所述装置是外部装置。
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