CN107851964A - 对数字式设置的脉冲宽度的模拟限制 - Google Patents

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Abstract

功率开关器件(例如，MOSFET)通过飞行时间确定系统的激光发射器驱动相对大的脉冲功率的浪涌，其中开关器件和激光发射器两者紧密地封装在印刷电路板上，该印刷电路板具有进一步紧密封装和温度敏感的其他组件。提供了脉冲持续时间限制电路，其具有模拟积分器，所述模拟积分器被配置成在时间上积分所产生的且可编程定义的脉冲。电压触发的钳位器件耦合到模拟积分器的输出。电压触发的钳位器件具有预定阈值电压，如果处于或高于该预定阈值电压则其从相对低的跨导模式切换到显著更高的跨导模式。电压触发的钳位器件被耦合到系统的电流提供电路分支，所述电流提供电路分支是具有提供用于导通功率开关器件的电流的能力的电路分支。

Description

对数字式设置的脉冲宽度的模拟限制
背景
数字控制的脉宽调制(PWM)越来越多地在高频、高定时分辨率系统中得以应用。一个示例是光子飞行时间确定子系统(也被称为TOF子系统或LIDAR子系统)。这样的子系统可以用于例如三维(3D)增强现实系统中。PWM的数字控制可以是可编程的，其中编程允许有风险的设置。
概述
根据本公开的一个方面，通过飞行时间(TOF)确定系统的高功率负载(例如，诸如激光二极管的光发射器)驱动相对大的脉冲功率浪涌(例如，每脉冲0.5A或更多)的功率开关器件(例如，功率MOSFET)紧挨其驱动的负载(例如，激光二极管)被封装。在一个实施例中，功率开关器件及其驱动的负载(例如光发射器)两者基本上彼此相邻地安装在印刷电路板上，该印刷电路板具有进一步紧密封装且温度敏感的其他组件。控制功率开关器件的脉冲序列的波形是可编程地定义的，并且因此可以包括可编程地导致过大的脉冲持续时间或者可编程地导致在连续脉冲之间具有过小间距的脉冲持续时间，使得由于编程的脉冲宽度和/或它们之间的间距的有风险的设置而可能发生的过热。提供了脉冲持续时间限制电路，其具有模拟积分器，所述模拟积分器被配置成随时间积分可编程定义的数字脉冲。电压触发的钳位器件被耦合到模拟积分器的输出，并且当积分器输出变得等于或大于预定阈值电压时被触发。阈值电压是处于或高于该电压时电压触发的钳位器件从具有相对低的跨导模式的第一跨导模式切换到具有显著更高的跨导的第二跨导模式的电压。电压触发的钳位器件被耦合到系统的电流提供电路分支，其中电流提供电路分支被用于提供用于接通系统的功率开关器件(例如，功率MOSFET)的电流。如果电流提供电路分支被停止或禁止供应其电流，则系统的相应的高功率输出组件(例如激光二极管)被切断或切换到降低的功耗模式。因此，如果电压触发的钳位器件保持在其相对第一跨导模式中，则其不会明显干扰电流提供电路分支供应电流以接通系统的一个或多个高功率组件的能力。另一方面，当电压触发的钳位器件被触发到其具有显著更高的跨导的第二跨导模式中时，其从电流提供电路分支移除电流，并且因此明显阻碍了电流提供电路分支供应电流以接通系统的一个或多个高功率组件的能力。因此，高功率组件(例如，激光二极管和功率开关器件)被自动关断或切换到较低功率模式，并且减少或防止板载组件过热的风险。
提供本简要概述是为了以精简的形式介绍将在以下详细描述中进一步描述的概念选集。本简要概述并非旨在标识出要求保护的主题的关键特征或必要特征，亦非旨在用作辅助确定要求保护的主题的范围。
附图简述
图1A描绘了具有嵌入其中的TOF子系统的透视HMD实施例，该TOF子系统用于实现穿戴透视HMD的用户所看到的视野中的现实物体的距离确定。
图1B是被组织成显示穿过用于驱动图1A的光发射器的信号与用于选通图1A的门控光传感器的信号之间的物理空间的信号传播竞争的示意图。
图2A是用于导通和关断高功率组件的第一电路的示意图，且其中导通时间可能被过度延长或者关断时间可能被过度缩短。
图2B是用于导通和关断高功率组件的第二电路的示意图，且其中导通时间受硬件限制。
图2C是用于导通和关断高功率组件的第三电路的示意图，且其中导通时间受硬件限制。
图2D是用于导通和关断高功率组件的第四电路的示意图，且其中导通时间受硬件限制。
图3A是解释一过程的流程图，通过该过程模拟限制可被施加在数字定义的脉冲宽度和间距上。
图3B是分段级别线性近似图，其示意性地解说电压触发跨导器件的跨导的变化。
图4是描绘具有板载TOF子系统的透视、混合现实显示系统的一实施例的示例组件的框图。
图5A、图5B和图5C解说了围绕具体化为眼镜的相应的透视头戴式显示器的框架的各种组件的示例性布置。
图6是可与一个或多个实施例一同使用的透视、近眼显示系统的硬件和软件组件的一个实施例的框图。
图7是与透视、近眼、混合现实显示单元相关联的处理单元的硬件和软件组件的一个实施例的框图。
详细描述
如在背景技术部分简要介绍的，大功率输出组件(例如，功率MOSFET及其驱动负载-例如激光二极管)可以紧密封装在印刷电路板上(例如，归因于密集的时序要求)，并且可被可编程地变化的数字控制装置控制，使得一些可编程设置可能造成印刷电路板(PCB)的大功率输出组件或附近的其他组件的过热的风险。更具体地说，大功率输出组件可以包括高功率光发射器(例如激光二极管)和高功率绝缘栅开关器件，诸如IGFET(绝缘栅场效应晶体管)或MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。这些可以应用于例如如在三维(3D)增强现实系统中使用的光子飞行时间确定子系统(也称为TOF子系统)的高频率、高定时分辨率系统中。
在一个变型中，对应于某些重复频率和相位的脉冲光子能量波形被产生为一系列时间约束的光子束，其中每个束例如以短持续时间而高能量的形式被输出，并且基本上矩形的光脉冲除了具有相对窄的脉冲宽度之外还优选具有陡峭的上升和下降沿。更具体地说，每个脉冲的峰值平稳宽度可以理想地在例如大约50纳秒(ns)或更小量级上，而脉冲的前沿和后沿各自理想地占据不超过大约10ns。光子的输出脉冲离开其发射器、穿过空气行进到反射目标并返回适当的敏化传感器所花的时间被称为飞行时间(TOF)。发射器/传感器对和目标之间的距离可以被计算为TOF*C'/2，其中C'是传输介质(例如空气)中的光速。通过调制脉冲序列的相位和波形以及依赖于前脉冲沿和后脉冲沿的定时，可以减小干扰并可提高测量分辨率。最佳的波形和定时可以通过对这些参数的基于软件的数字控制来以试探法导出。然而，由于脉冲宽度和/或脉冲之间的时间间距的风险增加设置，软件控制可允许对高功率组件的意外损坏。
可嵌入TOF子系统的系统的具体示例包括其中TOF发射器/传感器对被安装在独立HMD上并用于测量用户的头部与HMD指向的是在用户的周围远处和近处的现实对象的混合现实头戴式显示器(HMD)系统。这些测量的距离然后被适当的数据处理装置(例如，板载和/或外部电子信号处理装置)用于实时构建用户周围的现实对象的三维(3D)映射。被映射的现实对象被建模为存在于XYZ基准框架中，其中Z是用户与正交于Z方向的视野内XY平面之间的深度距离。该框架可以被填充有现实对象和一个或多个叠加的虚拟对象。3D立体视觉的错觉可以通过使用透视双目镜的差分对来创建，其中当观看增强现实场景时，对于用户的两只眼睛中的每一个存在单独的、电子驱动的和光学叠加的成像子系统。术语增强现实(AR)被用于指代显示增强现实世界环境，其中通过添加计算机生成的虚拟图像数据来增强或修改对现实世界环境(或表示现实世界环境的图像数据)的感知。AR环境可被用于提升包括单用户或多用户实时视频游戏、实时地图制作、导航以及各种实时移动设备应用的多个应用。
当TOF子系统被用于在宽范围的距离上提供高分辨率距离测量(例如，在厘米量级上)时，期望具有：(1)适当波长的光子能量的高功率脉冲(例如，在可见光谱之外)；(2)非常陡峭的前脉冲沿和后脉冲沿(例如，每个小于10ns)；(3)光能发射器(例如，IR激光二极管)和光学返回传感器(例如，IR感测、可选通CCD像素阵列)的电子驱动信号之间的精确同步；(4)定义光子能量的高功率脉冲的波形的灵活性；(5)产生光子能量的高功率脉冲的高功率组件的长寿命和可靠性。不幸的是，当灵活软件控制被允许用于数字控制驱动高功率光能发射器(例如，以每脉冲0.5A或更高电流驱动的一个或多个IR激光二极管)的功率MOSFET以由此供应光子能量的高功率脉冲时，灵活性还可以允许功率MOSFET和/或高功率光学能量发射器的过度长时间的接通或者脉冲之间的过短的关断时间，使得可能发生过热并且损坏高功率组件并且可能损坏附近的TOF子系统的其他组件。
图1A呈现了示例性环境100，其中使用嵌入有TOF子系统的透视头戴式显示设备(st-HMD)以使得允许穿戴透视HMD的用户看到的视野中的现实对象的距离确定。
更具体地，图1A示意性地描绘了多用户环境100，其中第一用户18穿戴相应的第一头戴式设备(在150处放大示出)，并通过HMD 150的部分透视功能性看见包括现实对象和虚拟对象两者的增强现实环境。现实对象可以包括椅子16、中枢计算系统10和相对靠近第一用户18设置的宽尺寸显示器11。将现实第二用户19描绘为更远离第一用户18定位。增强现实环境中的虚拟对象可以包括虚拟怪物17，虚拟怪物17在各个现实对象的前面、后面和/或之间，并且相对于两个用户不同地三维定位。例如，当通过第一HMD 150的选择性透视镜感知到时，计算机生成的图像数据可以使得虚拟怪物17看上去覆盖在现实椅子16旁边。第二用户19可以穿戴他自己的和各自的第二HMD并且感知基于他自己与增强现实环境100内的现实和虚拟对象之间的相对距离而不同的事物。在所示示例中，第一用户18的穿戴的第一HMD 150与第二用户19之间的第一距离被表示为D1。穿戴的第一HMD 150与现实椅子16之间的第二距离被表示为D2。穿戴的第一HMD 150与虚拟叠加的怪物17之间的第三距离被表示为D3，而将穿戴的第一HMD 150与其上安装现实显示器11的现实家具架之间的第四距离被表示为D4。
飞行时间(TOF)子系统160被安装到HMD 150的上框架部分，并被用于实时确定第一用户的头部和周围现实对象之间的各种现实距离(例如，D1、D2、D4)。所确定的现实距离可以与所确定的头部定向组合地使用，以实时地电子地构建用户周围的现实对象的三维(3D)映射。后面的数据然后被用来将虚拟叠加的怪物17的立体图像实时地电子地构建为相对于混合现实环境100中的可查看的其他对象适当地设定大小并定位。当各种现实距离(例如，D1、D2、D4)被准确地确定时，用户体验和现实感可被增强。在一个实施例中，由飞行时间(TOF)子系统160可确定的各种现实距离(例如，D1、D2、D4)在距对应的HMD(例如150)1英尺到距对应的HMD 30英尺的范围内。在一个实施例中，由TOF子系统160可确定的各种现实距离在距对应的HMD 6英寸到距对应的HMD 50英寸的范围内。
所示出的中枢计算系统10可以包括计算装置12、一个或多个现实捕获设备21(例如，其可以具有其自己的TOF子系统——未示出)和显示器11，所有这些都以有线和/或无线的方式与彼此以及与计算机网络(未示出)通信。中枢计算系统10的现实捕捉设备21可以与HMD 150的TOF子系统160以时间复用协作方式操作。更具体地说，HMD TOF子系统160可输出在相对短(例如每脉冲1/300秒)的第一时间段期间场景选通第一脉冲的数字定义的猝发串，随后是没有选通(strobing)的长延伸(例如每延伸1/30秒)。中枢计算系统10的现实捕捉设备21可以自动确定场景内HMD的非选通时段何时出现，并且可以在那些时间期间输出它们自己的选通脉冲。各设备21和150的场景选通脉冲可以是PWM编码的和/或可以占据电磁频谱的不同部分。
所解说的计算设备12还可以与第一用户18穿戴的附加数据处理设备5(例如，智能手机、触摸板等)进行无线通信，其中所穿戴的数据处理设备5与所穿戴的第一HMD 150进行有线和/或无线通信。在一个实施例中，用户中的一个或多个可以进一步穿戴所谓的智能手表29，智能手表29具有其自己的数据处理资源并且与本地用户的附加数据处理设备(例如，与智能电话5)和/或与中枢计算系统10中的一个或多个进行无线通信。所穿戴的数据处理设备5、29可以包含各自的低电压便携式电源，诸如包括一个或多个可再充电电池的那些电源(未示出，例如，每个电源具有约5VDC或更少的输出)。在一个实施例中，HMD 150可以包括无线或有线再充电装置(未示出)，通过该无线或有线再充电装置，可以以无线或可拆卸的有线再充电方式分别从辅助设备5、29和12中的一个或多个对HMD 150的板载电池(未示出)进行再充电。
计算装置12可以包括一个或多个数字和/或模拟信号处理器以及用于为这些处理器供电的对应电源。捕捉设备21可包括组合的彩色和深度传感相机，该相机可被用来在视觉上监视包括特定环境100内的人以及一个或多个其他对象的一个或多个目标。在一个示例中，捕捉设备21可以包括RGB感测阵列和基于IR或近红外(NIR)的深度感测阵列，并且计算装置12可以作为机顶盒和/或作为实时游戏控制台来操作。如上所指示的，捕捉设备21可以与其他室内TOF确定子系统(例如160)进行时间复用和/或频谱复用协作。另外，中枢计算系统10可以与存在于本地环境100中和/或存在于远程环境(未示出)中的头戴式显示器(仅一个被详细示出为HMD 150)中的多个进行协作无线通信。
如图1A所描绘的，第一用户18穿戴这里表示为150(1)的相应的第一透视头戴式显示器，并且第二用户29可穿戴他自己的这里指定为150(2)的透视头戴式显示器，虽然在图中没有明确引用。所穿戴的透视头戴式显示器150(1)和150(2)可以从如本文所述的包括中枢计算系统10、智能手机5和/或智能手表29的多个处理设备中的任何处理设备接收虚拟数据，使得三维(3D)虚拟对象(例如，怪物17)被每个穿戴HMD的用户感知到存在于通过相应HMD显示的相应视野内。例如，如用户18透过他的透视头戴式显示器150(1)所看到的，虚拟对象17被显示为将其后侧指向第一用户18。如由第二用户19透过他的透视头戴式显示器150(2)所看到的，虚拟对象17被显示为面向该第二用户19并且站得比现实椅子16更接近第二用户19。
参照第一HMD的嵌入式TOF子系统160的放大图160”，在一个实施例中，TOF子系统160被形成在C形多层印刷电路板(PCB)161上，该C形多层印刷电路板支撑在其中心的组合RGB和IR/NIR相机165以及在其C形配置的腿的末端附近的多个高功率激光发射器(例如，IR和/或NIR激光二极管)，诸如162a和162b。在一个实施例中，C形印刷电路板(PCB)161具有十个或更多个通过插入的介电层彼此间隔开的导体层。各个激光发射器(例如，162a、162b)的定位和/或角度设置可以提供相较于仅使用单个中心安装的激光发射器(未示出)可能或实际可行的更宽的脉冲选通照明(在用户环境的IR和/或NIR波段中)。在一个实施例中，在PCB161上存在至少四个这样的激光发射器。激光发射器(例如，162a、162b)可以各自包括以各种串联和/或并联电连接配置连接的一个或多个高功率激光二极管。取决于板载激光发射器的特性，可以要求不同的驱动电压，激光发射器通过该驱动电压在高电流电平并因此以相应的高功率电平脉冲化。可以提供一个或多个板载升压电路(未示出，参见图1B的169”)，用于生成大于一个或多个板载便携式电池的值的相应值的经调节电压；例如以用于向高功率激光二极管供电。在一个实施例中，在HMD中经调解电压电源包括一个3.0V DC电源、5.0VDC电源和7.5V DC电源。在一个实施例中，所解说的C形PCB 161的一半长度D0约为2.1英寸并且其每个延伸腿为约1.0英寸长，使得在布置在中心的相机165和每个布置在末端的激光发射器(例如162a、162b)之间存在大约3英寸的电磁信号传播长度。布置在末端的激光发射器162a、162b可以但不一定需要是相同类型的。它们替代地可具有不同的光输出波长谱和/或它们可以从PCB 161的前向主面指向不同的3D有向角度。在一个实施例中，布置在末端的激光发射器162a、162b的角度被设置成提供用户的视野的120度宽选通照明。尽管在图1A中仅示出了两个这样的激光发射器162a、162b，但是其他实施例可以包括具有相应的光输出功率能力、相应的光输出频谱和/或相应的光输出分布轴和房间-扫描能力(例如，横向和/或垂直地超过120度)的更大数量的光发射器。光输出分布不需要是圆形的，而是可以是多极的或以其它方式配置的。
尽管在图1A中未示出，但是可以在布置有高功率激光发射器162a、162b(例如，IR/NIR激光二极管)的PCB 161的背侧提供金属散热器，以提供光发射器162a，162b在各自分别输出各自的光脉冲串之后的冷却。散热器可以可操作地耦合到与用户的头部热隔离的排气口。在一个实施例中，光发射器162a、162b在输出约10000个脉冲的3.33毫秒(ms)脉冲猝发与随后关断约30ms或更长之间交替。在一个实施例中，每个脉冲具有大约0.5安培或更大(可能高达20A)的峰值电流大小和大约5ns至23ns范围内的脉冲宽度，其中3.33ms长的输出光脉冲串之后是大约30ms的无输出时段(无选通时段)，从而完成第二帧时段的1/30。HMD上的各激光发射器中的不同激光发射器可以在下一帧中提供其光脉冲输出串等等，使得HMD上的每个激光发射器在输出其高能量脉冲猝发之后具有相对长的时间来冷却。存在于环境100内的其他TOF子系统(例如，捕捉设备21的TOF子系统)可以在HMD安装的光发射器(例如，162a、162b)的不选通时段期间输出其自己的场景选通脉冲。每帧大约30ms的无输出时段可以用于数据处理目的和/或以刷新板载升压器，包括以大于一个或多个HMD板载电池的电压电平的电压电平(例如，大于1.5V DC、大于3.0V DC或大于4.5V DC)为高功率光发射器162a、162b供电的那些板载升压器。
尽管可以为各个高功率光发射器(例如，162a、162b)提供散热器和相对长的冷却期，但是通过软件控制中的疏忽，高功率光发射器和/或其直接驱动开关元件(例如，IGFET)的脉冲宽度调制(PWM)驱动信号的配置被设置为使得这些高功率组件过热并且自身被损坏和/或损坏附近的其他组件仍然是可能的。具体地说，当使用尺寸相对小并且组件封装的PCB 161时，对热敏感的其他组件可能相对靠近高功率组件(例如光发射器)布置。因此希望避免高功率组件的物理邻域中的过热。因为系统控制通常在性质上是数字的，因此一种自然的倾向可能是以某种复杂的方式测试数字控制信号，以遵守一组复杂的防止过热的规则。然而，TOF确定子系统(例如160)可能需要保持小尺寸、重量轻、成本低、具有低功耗，并且不被过多的信号传播延迟所困扰，特别是当作为本身需要体积小、重量轻、成本低、具有低功耗，并且不被过多的信号传播延迟所困扰的独立(无连线)的头戴式显示设备(HMD)来嵌入时。因此，数字控制信号的复杂的数字测试可能不会产生实际的、低成本的防止过热损坏的方式。下面将描述基于模拟的实现这一点的方法。
为了更好地理解可能的约束，在此描述一个实施例，其中每个3.33ms长高功率输出光脉冲串被细分为0.022ns长重复间隔，其中每个重复间隔中的脉冲数量以及重复间隔中的这些脉冲的前导沿和尾部沿的布置借助于软件灵活地以数字方式控制，例如控制到约50皮秒(在一个实施例中为85皮秒)的精度。例如，可能希望在重复间隔内产生预定数量的脉冲，每个脉冲具有约6ns的峰值平台宽度、约3ns或更少的前导沿上升时间和约10ns或更少的尾部沿下降时间。由重复间隔的可编程建立的脉冲和在该间隔中所述脉冲的相位设置所创建的特定波形可以用启发法改变，以改善信噪比性能并使来自不希望的更高阶谐波的干扰最小化。然而，在每个脉冲在何处行进以及每个脉冲多宽的启发法变化中，可能会出现两个或更多个中等宽度的脉冲太靠近在一起并且具有一个过宽的脉冲的过热效应，或者可能出现软件不经意地命令产生一个过宽的脉冲，其导致或增加不期望的过热条件的风险，由此光发射器被损坏或遭受对其操作特性的永久改变和/或由此直接驱动光发射器的开关器件(例如，功率MOSFET)被损坏或遭受对其操作特性的永久改变和/或由此附近的其他组件被损坏或者遭受对其操作特性的永久改变。这些结果中的任何一个都是不希望的，因为例如它们干扰TOF确定子系统(例如160)的最佳操作和/或干扰其他附近子系统的最佳操作；包括例如通过增加功耗和/或降低准确度。
除了光发射器驱动器之外，在该系统内还存在第二类数字控制电路。在与软件定义的脉冲串从当时使用的光发射器(例如，162a)输出的基本上同时，数字快门控制脉冲被传播并且应用到相机165的IR和/或NIR传感器阵列，从而以数字方式操作相机165的集成电子快门机构(例如，基于CCD的电荷收集限制机构)。快门控制脉冲可以驱动相机165的电压偏置端子，并且因此可以控制相机165的光敏度和脉冲区分属性。更具体地，如果目标现实对象(例如，椅子16)相对接近用户并且是高度反射性的，那么返程光脉冲将相对强地返回，并且其定时接近可能附加地被噪声和伪影填充的感测时段的开始。在这种情况下，快门优选以低敏感度操作并且在感测时段开始之后很快关断，以便阻挡掉噪声和伪影，但是捕捉短TOF光子的返回脉冲的所选的那些脉冲的前导沿和/或尾部沿。另一方面，如果目标现实对象(例如，第二用户19)距离第一用户18相对远并且是反射性不佳的，则返程光脉冲将相对弱地返回并且其定时接近返回光的感测时段的末尾。在这种情况下，相机快门可以以高敏感度操作，并且在感测时段开始处关断，而在末尾附近导通。换句话说，快门机构可以在软件的控制下可变地和以数字方式操作以补偿不同的返回光可能性，例如通过在返回光感测时段的前端附近仅导通短时间并且通过在返回光感应时段的尾端附近导通更长时间，以避免来自附近反射性对象的返回光的过亮所造成的过饱和并从而避免来自远处且反射性较低的目标物体的弱返回光所造成的敏感度过低。
如应用于安装在中心的相机165a的电子快门脉冲的定时和大小以及如应用于部署在末端的光发射器162a、162b的电子光发射驱动脉冲的定时需要被同步以彼此在时间上非常接近(例如，在一个实施例中在彼此的约50ps内；；另一个实施例中在彼此的约85ps内)。在一个实施例中，数字基准时钟生成器(参见图1B的163b”)被提供在大致位于相机165和第一(例如，162b)光发射器之间的中间位置的PCB电路部分163b中。第一电磁信号传播时间延迟由从PCB电路部分163b行进到第一(例如，162b)光发射器附近的更末端PCB电路部分163a的电信号经历。第二电磁信号传播时间延迟由从PCB电路部分163b行进到相机165附近的更中心PCB电路部分163c的电信号经历。第一和第二电磁信号传播时间延迟可以根据温度、制造过程(包括由于制造后过热而导致的设备物理器件的变化)、电压和/或其它系统参数而变化。在PCB 161上提供一个或多个可变时间延迟元件以补偿这些变化的影响并确保相机165与光发射器(例如162b)接收其激光驱动脉冲的波形(在图1A中未示出，转而参见图1B的121”)基本上同时(例如，在50ps分辨率等级上)接收其快门控制脉冲(图1A中未示出，转而参见图1B的123a”，123b”)。图1A另外示出了诸如164a之类的其他PCB电路部分可以被插入在安装在中心的相机165和部署在印刷电路板(PCB)161的另一末端处的光发射器(例如，162a)之间。如所提及的，可以存在多于两个激光发射器，并且它们可以被部署在PCB161上的其他地方。对于不同部署的光发射器中的每一个，可能需要相应的不同的时间延迟。
虽然在图1A中未详细示出，但应理解的是，PCB 161的电路可以与头戴式显示器(HMD)150的其他部分进行可操作的有线和/或无线通信，包括例如与被置于HMD中的其他地方的经调节功率电源(例如，3.0V DC、5.0V DC)、与被置于HMD中的其他地方的串行和/或并行通信端口、与被置于HMD中的其他地方的数字处理器和/或其它控制电路136进行可操作的有线和/或无线通信。替代地或附加地，电缆可以可拆卸地可操作地耦合到诸如智能电话5之类的其它被穿戴模块，其中该其它被穿戴模块用作用于HMD的电池供电的低电压电力再充电电源，并且作为用于耦合到计算中枢10和/或直接耦合到互联网或另一种形式的网络的临时通信机构。还构想了头戴式显示设备(HMD)与计算中枢10之间和/或直接与因特网或另一种形式的网络之间的无线通信。
接下来参照图1B，这里提供的是被组织来显示各种电信号可如何在与图1A的印刷电路板161相似的印刷电路板(PCB)161”的物理布局周围传播的示意图。并非图1B所示的所有元件必须被提供在图1A的PCB 161上。为了对称和容易理解，图1B的结构被的一部分被示出。随着在下面描述图1B的细节，这将变得更加清楚。图1B的目的是显示物理布局、组件功能、用于驱动光发射器(例如162a”、162b”)的信号遇到的延迟、用于选通安装在PCB161”上其相应位置处的相机传感器阵列165”的光传感器(例如，红外敏感像素)的信号所遇到的延迟以及可用于使快门和光发射器驱动信号彼此非常接近地时间对准的可变延迟(例如，在彼此的约50ps内)。
基准时钟生成器163b”优选地物理上靠近相机阵列165”部署，例如在图1A的PCB区域163b中。紧邻基准时钟生成器163b”，例如在图1A的PCB区域163c中，提供了快门脉冲波形生成器163c0"。在一个实施例中，快门脉冲波形生成器163c0”是数字控制的，并且还用作激光脉冲波形生成器，因此避免了对块163b1"和163b2"的需要，其中在该情况下块163b1"和163b2"被短路PCB迹线取代。这解释了上面的“部分”的意思是指并非图1B中所示的所有元件均必须也在图1A的PCB 161上提供。替代地，由波形生成器163c0”输出的快门脉冲波形是根据期望其如何驱动快门传感器阵列165”(例如，CCD阵列)的敏感性快门方面来定制的，并且在这种情况下，激光脉冲波形生成器163b1"和163b2"之一或两者被进一步示出，提供激光脉冲波形生成器163b1"和163b2"以分开定义分别驱动激光光源162b"和162a"的脉冲串。在一个实施例中，激光器1号(#1)脉冲波形生成器163b1”物理地部署在图1A的PCB区域163b中并且紧邻共享基准时钟生成器163b”。在一个实施例中，激光器#1脉冲波形生成器163b1”是数字可编程的，包括具有85皮秒区间延迟元件(或其他小延迟长度，例如具有50ps延迟元件)的抽头延迟线和数字控制的复用器并由此允许生成包括具有约1ns或更小的上升沿持续时间、约5ns或更大的电平平台宽度和约1ns或更小的下降沿持续时间的定制脉冲。这些脉冲可用于驱动高电压/高电流光源驱动缓冲器163a”。由于高电压/电流光源驱动缓冲器163a”内存在寄生电容，所以通过激光光源162b"驱动的电信号的实际上升和下降时间可能更大。更具体地说，通过激光源162b”驱动的电信号的下降沿持续时间可能是不期望地长，例如长于10ns。这种延长的前导和/或尾部脉冲沿可能不期望地有助于组件的过热。然而，导致过热(或这种过热发生的增加的风险)的主要原因是其中串中的个体脉冲每个均过长(例如，大于50ns)和/或紧邻脉冲之间的关断时间过短(例如，小于20ns)的情况。
电信号通过导体和半导体的传播速度趋于显著小于光子信号(例如，118”和120")通过空气的传播速度。这本身不是问题。然而，为了适当地生成传出光子信号(例如，118”)并适当地处理返回光子信号(例如，120")，期望在缓冲器163a”的所缓冲的输出信号中(例如，在激光驱动脉冲121”中)和在快门操作缓冲器163c2"的所缓冲的输出信号中(例如，在快门驱动脉冲123a"和123b"中)提供陡峭的上升沿和下降沿。还期望这些优选陡峭的上升沿和下降沿之间的相对定时关系被控制到高分辨率水平，而不管系统操作温度的变化、系统制造过程的变化(包括由于过热效应引起的工作特性的变化)和电路布局选择如何。
为此，至少一个可数字控制的时间延迟元件被提供为具有精细的延迟分辨率(例如，每个离散延迟量50ps或85ps)，并且插入在激光器#1脉冲波形生成器163b1”及其相应高功率缓冲器#1 163a”之间或者在快门脉冲波形生成器163c0"及其相应缓冲器#0163c2”之间或在激光器#2脉冲波形生成器163b2"及其相应高功率缓冲器#2 164a”之间。为了通用性，在图1B中分别示出了所有三个这样的插入和数字可控的时间延迟元件163a1"、163c1"和164a2"。应该理解的是，除了具有可选地插入的、可数字控制的时间延迟元件之外，在激光器#1脉冲波形生成器163b1”及其相应高功率缓冲器#1 163a”之间；在快门脉冲波形生成器163c0”及其相应缓冲器#0 163c2”之间；以及在激光器#2脉冲波形生成器163b2”及其相应高功率缓冲器#2 164a”之间的各个信号传播路径中将存在一些相对固定时间延迟元件(例如PCB迹线)。固定延迟可以根据温度、系统制造过程和电路布局选择中的变化而变化。一个或多个校准过程调整包括数字可控时间延迟元件163a1”、163c1”和164a2”中的至少一个，以补偿这些变化以及用于控制功能中的非线性。这些校准过程的细节在本公开的范围外。在一个实施例中，在PCB161”上提供一个或多个校准比较器(例如，163cc”)，并且每个校准比较器被连接用于接收快门驱动脉冲(如输入到缓冲器#0163c2”的)的前导和下降沿并且用于接收光发射器脉冲串中的至少一个(如输入到缓冲器#1 163a”或缓冲器#2 164a”中的)的前导和下降沿并且用于确定何时；由于对(一个或多个)数字可控时间延迟元件的调整(163a1”、163c1”和164a2”中的至少一个)所接收的沿在时间级别上相对于彼此交叉。然后，在快门驱动脉冲(如输入缓冲器#0 163c2”的)和光发射器脉冲串(如输入到缓冲器#1163a”中或输入到缓冲器#2 164a”中的)之间的期望的定时关系可以被通过使用板载或板外数字控制器和/或数据处理器170”以及板载或板外校准参数存储存储器168”以及存储在板载或板外指令存储存储器(诸如举例而言168”)上的板载或板外控制软件数字地命令。
然而，该一个实施例的该一个或多个校准比较器(例如，163cc”)不检测快门驱动缓冲器#0 163c2”和光源、直接驱动缓冲器#1 163a”和缓冲器#2164a”内或由其输出的信号的定时关系。这是因为校准比较器(例如，163cc”)以低电压、逻辑电平信号操作，而至少该光源直接驱动缓冲器#1 163a”和缓冲器#2 164a”以相对较高的电压和/或电流操作。鉴于此，如果要对光源直接驱动缓冲器#1 163a”和缓冲器#2 164a”进行设计改变，则该设计改变不应当对通过光源直接驱动缓冲器(例如，163a”和164a”)传播的信号引入显著的时间延迟，并且该设计改变不应当引入关于通过光源直接驱动缓冲器(例如，163a”和164a”)传播的脉冲信号的上升沿和下降沿之间的定时关系的显著的不确定性。
本文公开了这样的设计变化。然而，在详细描述它之前，为了完整起见，描述了图1B的其余部分。
可以使脉冲激光(例如，118”)和光敏传感器阵列165”的脉冲快门的组合效果等效于将传出和快门返回光的各自波形的交叠并行部分的大小有效相乘(166”)的效果。更具体地说，图1B示出了第一快门驱动脉冲123a”的前导沿部分和直接激光驱动脉冲121”的下降沿部分121c”在时间级别上交叠，其中假设是所感测的返回光120”对应于所解说的直接激光驱动脉冲121”的大小。第一快门驱动脉冲123a”的大小可以由快门驱动缓冲器#0 163c2”的数字增益控制端子控制，以适应感测的返回光120”的不同大小。如果第一快门驱动脉冲123a”处于零或直接激光驱动脉冲121”处于零，则这两者的有效相乘的结果为零。另一方面，当二者均为非零时，相乘的结果被积分并存储在有效的和逐像素的存储装置167”(其可以是阵列165”的按照CCD级别互连的光感测像素)中。可以通过多次采样来确定飞行时间(TOF)，以提高信噪比。返回光脉冲的尾部沿(对应于沿121c”)的统计轮廓可以通过对快门驱动脉冲的前导沿按时间级别平移(例如通过在第一所示快门脉冲123a”的相位和第二所示快门脉冲123b”的相位之间进行调制)来探测。相反，当快门脉冲的尾部沿与返回的光脉冲的前导沿重叠按时间级别交叠时，可以通过将快门脉冲的尾部沿按时间级别移位来探测返回的光脉冲的前导沿(对应于沿121a”)的统计轮廓。通过使直接激光驱动脉冲121”和直接快门脉冲信号123”的前导沿和下降沿尽可能地陡峭，可以提高飞行时间(TOF)确定的分辨率。
此外，为了完整起见，图1B的块169”是升压器，其将所提供的DC电源电压从例如在3VDC-5VDC之间的电池输入增加到约7.5VDC的经调节电压，以便增加应用到被驱动光源(例如，IR激光二极管162a”和162b”)的驱动功率。物品119”是激光目标，其距TOF子系统的距离将被确定。在一个变型中，例如通过改变沿着其中出现这种脉冲的重复串中的第一脉冲的前导沿的抽头延迟线的定时(DDL的一部分未示出，转而参见图2B的201)，延迟元件163a1”、163c1”和164a2”的各自的数字可调整延迟被代之以集成到它们的先前的波形生成器163b1”、163c0”和/或163b2”中。
参照图2A，现在描述激光源驱动器201的示例。由具有正反馈元件(例如，放大缓冲器A0)并且例如以3V二进制信号进行操作的数字控制的多抽头数字延迟线(DDL)201生成大致矩形脉冲串。DDL 201是数字可编程的(并且由板载存储器和/或微控制器，例如图1B的168”、170”控制)，使得重复间隔中的每个脉冲(在221处示出的仅一个)之间的时间间距是可编程地定制的，并且使得每个这样的脉冲221的前导沿部分221a的时间放置是可编程地定制的；每个这样的脉冲221的尾部沿(例如，下降沿)部分221c的时间放置是可定制的，并且因此每个这样的脉冲221的峰值平台部分221b的宽度是可编程地定制的。因此，并且如上所提及的，每个脉冲放置在时间线上的何处以及每个脉冲多宽的软件指示的变化可能会导致两个或更多个太靠近在一起的中等宽度的脉冲的产生并且具有类似于一个过宽的脉冲的过热效应的过热效应(或者过热的增加的风险)，或者软件指示的变化可能导致一个过宽的脉冲的不经意产生，其导致不期望的过热条件的风险，由此光发射器被损坏或遭受对其操作特性的永久改变和/或由此直接驱动光发射器的开关器件(例如，功率MOSFET)被损坏或遭受对其操作特性的永久改变和/或由此附近的其他组件被损坏或者遭受对其操作特性的永久改变。这些结果中的任何一个都是不希望的，因为例如它们可干扰TOF确定子系统(例如160)的最佳操作和/或干扰其他附近子系统的最佳操作；包括例如通过增加功耗和/或降低准确度。
在一个实施例中，DLL生成脉冲的前导沿部分221a具有小于1ns的上升时间，并且尾部沿221c具有大约1ns或更小的下降时间。峰值平台部分221b的宽度可以以小到约50皮秒至约85皮秒的增量来控制。因此，沿放置的精确和数字控制的微调是可能的。使用具有类似能力的其他可编程脉冲串生成器来进行脉冲及其相应的前导沿和尾部沿的粗略和精细时间放置在本公开的构想内，其中这些沿具有这样的相对陡峭的上升和下降几何形状。图2A中的放大镜指向节点N2并且放大显示由于由非反相放大器A1提供的电平移位功能而出现在节点N2的5.0V峰值脉冲中的一个。
图2A的所示激光源驱动器201还包括以发射机跟随极配置连接的多个双极结晶体管(BJT)Qp3、Qn4以及功率MOSFET Qn7。BJT Qn4是NPN晶体管，而Qp3是PNP晶体管。功率MOSFET Qn7是N沟道器件。在一个实施例中，Qp3、Qn4和Qn7都是基于硅的分立器件，其具有小型化焊料凸块安装封装，其中封装大小在约为1mm量级上。因此它们在PCB160上消耗相对小的空间(图1A)。对于Qp3、Qn4和Qn7中的一个或多个使用其他半导体材料技术，诸如而不限于III-V族化合物，诸如GaAs和/或其氮化物(例如GaN)、应变晶格SiGe制剂等等，在本公开的构想内。
缓冲放大器A1连接到5V电源，并将DDL电路201输出的3V脉冲电平移位为5V脉冲。(在替代实施例中，由于放大器A1中的内部电压降，脉冲为4.5V高)。互补的双极结晶体管(BJT)Qp3和Qn4形成用于功率MOSFET Qn7的寄生栅极电容Cp的发射机跟随极类型的驱动器。应用到Qp3和Qn4的基极端子的脉冲串的电平移位脉冲221具有大约5伏的峰值平台大小。选择该值以充分驱动MOSFET Qn7进入饱和并补偿示例性实施例210的基于硅的BJT Qp3和Qn4的带隙特性。当在脉冲221的前导沿到达之前节点N2处的基极驱动电压为0V时，如果节点N3高于阈值(例如，0.6V)，则Qp3变为正向偏置，并且将栅极电容Cp的电荷漏掉，以便将栅极节点G7的电压驱动到低于MOSFET Qn7的阈值电压(VTHigfet)。因此Qn7基本上被关断。
当应用的脉冲221的前导沿部分221a到达并穿越到约0.6V以上时，NPN晶体管Qn4被快速导通，并且从Vboost(升压器)电路207的相对高的电压V7提供足够的电流以将栅极节点G7的电压充电到所应用的脉冲221的电压(例如5.0V)减去Qn4的基极至发射极正向压降Vbe4Fwd。此电压高于MOSFET Qn7的阈值电压(VTHigfet)，并且因此Qn7被快速导通。同时，因为节点G7上的电压上升到大约5V，而进入栅极电容Cp中的电流igs1随着栅极电容Cp充满电而逐渐减小，从节点N2到Qn4的发射极的正向偏置电流自熄且Qn4关断。因此，导通MOSFETQn7的功耗被限制到将栅极节点G7的电压充电到高于MOSFET Qn7的阈值电压(VTHigfet)所需的功耗。
当应用的脉冲221的尾部沿221c到达并穿越到G7上的电压减去约0.6V下方时，PNP晶体管Qp3导通，并且作为发射机跟随极开始将栅极电容Cp的电荷漏掉，以便驱动栅极节点G7的电压低于MOSFET Qn7的阈值电压(VTHigfet)。因此Qn7基本上被关断。
如上所述，NPN晶体管Qn4的集电极连接到相对高的电压轨(节点V7)，在一个实施例中，其通过可编程升压电路207的作用大致维持在约7.5V(在一个实施例中，所维持的电压可编程地改变)。升压电路207接收来自较低电压源(例如，板载经调节5VDC电源(未示出))的功率输入。一旦Qn4响应于脉冲221的前导沿221a而变得正向偏置，Qn4就耦合V7轨电压(例如，7.5V减去Qn4的正向发射极-集电极压降Vec4)以对栅极电容Cp充电(以电流Igs1)。PNP晶体管Qp3的基极B3处的电压至少像其发射极(节点N3)的电压那么快地上升(即使不是更快)，且因此Qp3被保持反向偏置且关断。简而言之，在Qp3保持关断的同时，MOSFET栅极(G7)的充电同时使Qn4先导通然后关断。当MOSFET Qn7导通时，大电流浪涌流经介于MOSFET的漏极端子D7和V7节点之间的光发射元件(例如IR激光二极管或一系列二极管)。在一个实施例中，浪涌具有大约0.5安培的大小，但是其可以更高(例如，在一些实施例中多达10A至20A)或更低。只要驱动脉冲221的宽度在大约50ns或更小(更具体地，在一个实施例中大约6ns)的量级上，此浪涌应当具有相对短的持续时间。然而，数字控制的DDL电路201被编程地命令以输出更长的脉冲宽度或者极短的关断持续时间且然后高功率组件(例如，Qn7，激光器#1)可能过热并变得被这种过热损坏和/或它们可能损坏附近的其他组件。
图2B解说了对电路的自同步和低部件计数修改，其以经修改的光发射器驱动器220的形式降低潜在过热风险。如所看到的，一些额外组件，即NPN晶体管Qn1、电阻器R2和电容器C1以其中NPN晶体管Qn1(例如，硅双极结晶体管)被导通的方式被插入，从电平移位放大器A1拉出相对大的第一电流iGTTh1以支持相应的电流iGTTh2移动穿过被触发导通的NPN晶体管Qn1。然而，电平移位放大器A1被设计成使得当尝试提供相对大的第一电流iGTTh1时，其输出下降到显著低于5V。另一方面，电平移位放大器A1被设计成当仅仅为NPN晶体管Qn4的基极至发射极结提供正向偏置而提供显著更小的电流iLTTh0时提供相对接近5V的输出。因此，如果晶体管Qn1未被触发为高电流泄露模式，则放大器A1能够向晶体管Qn4的基极提供大约5V。另一方面，如果晶体管Qn1被触发成高电流泄露模式(其中iGTTh1流动的模式)，则放大器A1不能提供大约5V电平，Qn4的基极至发射极结变为反向偏置并且Qn4关断。同时，PNP晶体管Qp3可变为导通，从而对功率MOSFET Qn7的栅极电容Cp放电并因此关断后一功率组件。
放大器A1的放大的示例性实施例在图2B中描绘。示例性放大器A1由偶数个反相器组成，例如所解说的A1.1和A1.2。第一反相器A1.1是由板载3伏电源(V3)供电的CMOS反相器。第二反相器A1.2是由板载5伏电源(V5)供电的CMOS反相器且由与PMOS晶体管Qp0级联连接的NMOS晶体管Qno组成。Qp0的源极连接到V5电源轨。Qp0的漏极连接到Qn0的漏极和节点N2。Qn0的源极接地。PMOS晶体管Qp0的大小使得当第一反相器A1.1的输出为低(例如，处于0V)并且Qn1低于其触发阈值时，PMOS晶体管Qp0可以输出正向偏置电流iLTTh0，用于以Qp0的源极(V5)和漏极(N2)之间的相对小的电压降(例如，VdsP0<0.5V)来正向偏置NPN晶体管Qn4的基极至发射极结。此外，PMOS晶体管Qp0相对于NPN晶体管Qn1被设置大小，使得如果Qn1被触发到其高电流泄露模式，则当第一反相器A1.1的输出为低(例如，处于0V)时在Qp0的源极(V5)和漏极(N2)之间出现相对大的电压降(例如VdsP0>2.5V)，这种情况出现是由于PMOS晶体管Qp0具有不足的电流传导能力(例如，沟道宽度太小)而不能在Qn1被触发到其高电流模式时输出由NPN晶体管Qn1汲取的相对大的第一电流iGTTh1。这组条件迫使NPN晶体管Qn4关断并停止对节点N3应用大约5V。这又导致功率MOSFET Qn7关断或至少切换到降低电流模式，因为其栅极至源极电压(在节点G7处)低于其饱和操作电平。结果，流过高功率组件(例如Qn7、激光器#1)的电流ids减小并且防止了过热。
在脉冲钳位电路(C1、R2、Qn1)的附加组件中引入的晶体管Qn1作为电压触发的开关跨导器件操作，意味着晶体管Qn1具有预定阈值电压(例如≥0.6V)，处于或高于该预定阈值电压时晶体管Qn1呈现相对大的跨导(此处，集电极电流iGTTh2与基极输入电压VN4的比率，其中VN4是节点N4处的电压)并且低于该预定阈值电压(例如，<0.6V)时，晶体管Qn1呈现显著更小的跨导(例如，远小于10的Δi/Δv比)。尽管在一个实施例中，电压触发的NPN晶体管Qn1是具有约0.6V的阈值电压(如由半导体材料的带隙特性确定)的硅晶体管，使用导致电压触发的、跨导器件(例如，Qn1)具有各自不同的阈值电压(例如，对于Ge为约0.2V)的替代材料(例如，Ge，SiGe，GaAs，GaN)在本公开的构想内。将除了一个或多个BJT以外的器件用于电压触发的跨导器件，例如结场效应器件(JFET)或达林顿连接的结器件集合，也在本公开的构想内(参见例如如下讨论的图2C-2D)。
电阻器R2和电容器C1形成模拟电压积分电路。当节点N1处的电压为高(例如，3.0V)时，电流流经电阻器R2以对电容器C1充电。另一方面，当节点N1处的电压为低(例如0V)时，放电电流流经电阻器R2以对电容器C1放电。一定量的放电电流也可以从电容器C1流出并流经电压触发的跨导器件(Qn1)的基极至发射极路径，尽管当VN4低于阈值时该量可以是相对可忽略的。充电和放电模式的持续时间，以及由电阻器R2和电容器C1的选定值提供的RC时间常数将决定跨电容器C1产生什么样的电压VN4。只要跨积分电容器C1的电压VN4保持低于电压触发的跨导器件(Qn1)的预定阈值电压(例如，0.6V)，则该跨导器件仅汲取可忽略的量的电流并且不干扰MOSFET驱动电路220的其余部分的操作。然而，当跨积分电容器C1的电压达到或超过电压触发的跨导器件(Qn1)的预定阈值电压(例如0.6V)时，该跨导器件切换到相对高跨导模式(例如，大于10或更好为大于50的Δi/Δv比)；传导相对大的电流iGTTh2(其中这里GTTh代表大于阈值)并由此干扰MOSFET驱动电路220的其余部分的操作。更具体地说，它导致功率MOSFET Qn7变得关断(或被驱动为其中它传导少得多的漏极至源极电流ids”的模式)，并因此防止大电流(图2A的ids7)流经高功率组件(例如，Qn7和激光器#1)。
所添加的脉冲宽度限制元件，即NPN晶体管Qn1、电阻器R2和电容器C1可以是封装尺寸在约1mm或更小量级的小型化焊料凸块安装封装的形式。因此，它们在PCB 161(图1A)上消耗相对小的空间，并且基本上不改变穿过激光器的直接驱动缓冲器电路220的信号传播延迟。电阻器R2和电容器C1的值可以考虑由DDL 201输出的脉冲的峰值电压(例如，3V)和电压触发的跨导器件(例如，Qn1)的触发阈值电压(例如，0.6V)以及最大脉宽调制比(高电平持续时间比低电平加高电平持续时间)用启发法来选择以允许在预定时间段(例如，100ns或更少)上由DDL 201输出的脉冲。在一个实施例中，脉冲宽度钳位电路切断具有大于75ns的脉冲宽度的任一个单个脉冲。电压触发的跨导器件(例如，Qn1)的触发阈值电压(例如，0.6V)应当小于应用到积分器的输入(节点N1)的脉冲的峰值电压(例如，3V)。
图2B示出了具有特征电感L5和固有电阻R5的电感器RL55的进一步添加。例如，示例电感器RL55可以是被配置为以大约45MHz或更高的频率操作的线绕式空芯型。当与栅极电容Cp结合考虑时，电感器RL55被插入以形成RLC环路。在一个实施例中，添加的电感器RL55也是封装尺寸在约1mm或更小量级上的小型化焊料凸块安装封装的形式。因此，它在PCB 161(图1A)上消耗相对小的空间，并且基本上不改变穿过激光器的直接驱动缓冲器电路220的信号传播延迟。在所示实施例中，双端子电感器RL55的一个端子直接接地(例如PCB161的多个导电层之中的广面积地平面)，而另一个端子连接到节点N5。电感器RL55的电感L5被用于提供功率MOSFET Qn7的高栅极电容Cp的更快放电。该操作的细节在这里并不完全相关。非常简要而言，当Qn7被导通时，第一电流iLa向下流经电感L5和其特征电阻R5。当Qn7正被关断时，L5的磁场崩溃，并且感应的第二电流iLb向下流经电感器RL55以对栅极电容Cp更快地放电。
图2C解说了MOSFET驱动缓冲器的另一实施例230。除了另外的NPN晶体管Qn2和相应的集电极负载R24被添加以外，该电路大部分与图2B的电路相似。(在一个实施例中，R24为零欧姆)。另外，在一个实施例中，额外的非反相电平移位放大器A1a可选地被插入在DDL201的3V输出与节点N2之间，其中可选电平移位放大器A1a的脉冲峰值输出电压由输出级电压源Va确定，并且可以设定为例如4.5V或5.0V或者大于3.0V的另一个这样的值。在一替代实施例中，电平移位放大器A1a不存在，并且第二放大器A1b单独提供从DDL 201输出的3.0V二进制信号到在节点N2使用的5.0V二进制信号的电平移位。在NPN晶体管Qn1的发射极和接地之间以达林顿对的样式插入另一NPN晶体管Qn2，使得Qn1的发射极电流变成Qn2的基极电流。因此，当达到该组合的阈值电压(例如，0.6V+0.6V＝1.2V)时，可以触发更高的跨导。在又一实施例(未示出)中，在BJT Qn2的发射极和接地之间插入一个或多个硅和/或锗二极管，使得取决于电平移位器A1a的Va电压，阈值电压变为0.6V+0.6V+(n*0.6)+(m*0.2)＝Vth>1.2V，其中n是额外插入的硅二极管(或另外的达林顿连接的硅BJT)的数量，m是额外插入的锗二极管(或另外的达林顿连接的锗BJT)的数量。给定用于触发电压的阈值电压被触发，Qn1和Qn2(加上进一步级联在二极管或BJT中的-未示出)的跨导组合是例如串联器件的基极至发射极阈值电压的总和0.6V+0.6V＝1.2V，使用其他半导体材料(例如，Ge，SiGe，GaAs)和/或不同器件(例如，BJT和JFET)的混合来获得用于触发切换到高跨导模式的的各自不同的阈值电压和/或其他材料和器件类型行为(例如，相对于温度变化)在本公开的构想内。在一个实施例中，可以消除电阻器R24，并且Qn2的集电极可以连接到Qn1的集电极。在替代实施例中，电阻器R24可以由诸如包括电感器的电抗性网络(reactive network)(参见图2D的L24)之类的电抗性网络取代或与该电抗性网络串联提供，其中该添加的电抗性网络(例如电感器)可以被磁性耦合到L5，使得当Qn2被导通时，在L5中感应出电流，以对MOSFET Qn7的栅极快速放电。当然，所有这些使添加复杂化的电路不利地增加了系统的部件计数和成本，而图2B的驱动器220不那么复杂并且添加了较少的部件，同时获得相对好的结果。
参照图2D的驱动器实施例240，并且如上所解释的，在一个变型中，电阻器R24被电感器L24(其可以具有其自身的特性串联电阻(未示出))取代，其中在电感器L24和L5之间存在互感耦合m524。当电压被触发时，Qn1和Qn2的跨导组合被导通，电流iGTTh4开始流经电感器L24。这使得栅极放电电流iLb流经电感器L5。如果Qn1和Qn2的组合没有被导通，那么电流iGTTh4不流动。另一方面，如果当NPN晶体管Qn4导通时，第一电流iLa流入电感器L5以建立其磁场，则跨L24感应出正EMF(电动势)，并朝向关断或保持关断PNP晶体管Qp3极化。因此互感耦合m524不对期望的电路操作具有不利影响。
图3A是示出一系列事件300的流程图，其中脉冲宽度钳位电路(诸如图2B和2C的脉冲宽度钳位电路)采用模拟处理，以由于数字定义的脉冲宽度和脉冲之间的间距而对高功率输出设置限制。在步骤302中，使用模拟积分器电路(例如简单的RC积分器)在数字定义的输入脉冲串的子窗口部分的低持续时间和高持续时间上进行积分。子窗口部分的时间长度小于整个脉冲串的时间长度(例如，小于4ms)，但是足够长以检测并切断由于其导通持续时间过长(例如，超过75ns)的甚至单个脉冲导致的过热可能性，使得在一个或多个被驱动的高功率组件(例如，Qn7和激光器#1)中可能发生过热(或其风险增加)。模拟积分子窗口部分也将捕获两个或更多脉冲，每个脉冲的持续时间相对短，但同时又紧密地间隔开，从而产生过热的可能性。
步骤304描绘了应当触发向下钳位的可能性的组合。更具体而言，如果积分时间窗口(子窗口)中的低持续时间太短和/或一个或多个高持续时间太长，则积分器输出(例如，图2B的VN4)上升到电压触发的钳位器件(例如，图2B的Qn1)的触发阈值，并相应地使电压触发的钳位器件从非钳位模式快速切换到钳位模式。更具体地说，在图2B的Qn1的情况下，当跨电容器C1的电压低于阈值(例如，0.6V)时，NPN晶体管Qn1在其集电极至发射极路径中以及在其基极至发射极路径中传导不超过可忽略的量的泄漏电流。然而，一旦达到NPN晶体管Qn1的阈值电压(例如，0.6V)，则显著更大的集电极至发射极电流iGTTh2流经NPN晶体管Qn1，并作为流经放大器MOSFET Qp0的电流的一部分。流经放大器MOSFET Qp0的电流变得足够大，使得在其源极端子(V5)和其漏极端子(N2)之间感应出相对大的电压降。结果，节点N2处的基极驱动电压VN2显著下降。结果，至少NPN晶体管Qn4被关断并因此停止向电感器L5提供场维持电流iLa。电感器L5的磁场开始崩溃，并因此从功率MOSFET Qn7的栅极感应出栅极放电电流。因此Qn7被快速关断。由于过热而造成的损坏被阻止。即使在不存在RL55电感电路的替代情况下，Qn4的关断和Qn1的导通使得PNP晶体管Qp3的基极电压VB3低于其发射极(VN3)的基极电压，并因此导通Qp3，以将电荷从栅极电容Cp漏掉，从而使MOSFET Qn7关断或者至少显著减小其电流输出Ids”。从而防止或者显著减少由于过热造成的损坏，并且增加了器件寿命。
步骤306描绘了电压触发的钳位器件(例如，图2B的Qn1)从非钳位模式切换到钳位模式的一些可能的结果。即使钳位器件(例如，图2B的Qn1)无法完全关断NPN晶体管Qn4，被触发导通的钳位器件(例如，图2B的Qn1)也剥夺了NPN晶体管Qn4的基极电压和/或基极至发射极电流并因此减小了NPN晶体管Qn4可以递送到功率MOSFET Qn7的栅极电容Cp中的电荷的量和/或速率。因此，至少，当钳位器件(例如，图2B的Qn1)被触发导通时Qn7不被导通到完全饱和模式，并且这减弱了应用到高功率组件(例如，激光器#1、Qn7)的功率的量。因此，由于过热而造成永久损坏的风险被自动减小(步骤308)。
尽管图2B-2D和3针对IGFET驱动的激光发射器和用于该一个IGFET的相应快速充电和放电驱动电路的单一组合，但应当理解，图1A的PCB 161(例如)可以具有安装在其上的两个或更多个这样的组合，并且因此图2B-2D的一个或多个的电路和图3A的方法可以在该PCB上多次重复，而无需向PCB过度添加许多大型组件，并且无需导致由于添加钳位电路(例如图2B的晶体管Qn1、电阻器R2和电容器C1)和/或由于添加电感性电路(例如，图2B的电感器RL55)到直接-到-激光驱动缓冲器(例如，图1B的163a”)中而造成的信号传播延迟的显著的温度相关的变化。因此，提供了一种优雅和小的形状因子修改，以降低因过热而损坏的风险，并且可选地还减少了多个IGFET激光发射器驱动器(未全部示出)的放电时间，而不显著增加系统重量、成本和复杂度的规模。
图3B是分段级别线性近似图，其示意性地解说电压触发跨导器件的跨导行为的变化。如图所示，电压触发的跨导器件在其跨导特性曲线350中具有在预定阈值电压Vth处的拐点(例如转折点)355，其中在阈值电压Vth以下，其跨导斜率(例如，Δice/ΔVbe，仅示出一个，其中替代地可以存在这种斜率的第一范围)相对小(例如，小于10，且更优选地远小于1)，并且在阈值电压Vth以上，其跨导斜率(例如Δice/ΔVbe，仅示出一个，其中替代地可以存在这种斜率的第二范围)显著更大(例如，大于10，更优选远大于10，诸如大于50或100或500或1000)。应该理解的是，图3B仅仅是示意性近似，并且实际上跨导特性曲线350可以具有弯曲指数或幂级数形式，其具有多个斜率并且可以比所示的简单两段式近似更复杂。关键点在于在预定阈值电压Vth以下，相对小的电流iLTTh或基本上没有电流将流动，并且因此电压触发的跨导器件(例如，Qn1)将不显著改变提供电流以用于导通一个或多个高功率组件的电流提供电路分支的行为。在图2B的示例220中，电流提供电路分支由通过MOSFET Qp0的源极至漏极电流通路和通过双极晶体管Qn4的基极至发射极电流通路中的一者或两者构成。另一方面，当在其预定阈值电压Vth以上操作时，相对大的电流iGTTh2将由电压触发的跨导器件(例如，Qn1)汲取，并且因此将显著阻碍电流提供电路分支提供电流以用于导通一个或多个高功率组件的能力。在图2B的示例220中，其中电流提供电路分支由通过MOSFET Qp0的源极至漏极电流通路和通过双极晶体管Qn4的基极至发射极电流通路中的一者或两者构成，触发导通的跨导器件(例如，Qn1)导致相对大的电流iGTTh2流过MOSFET Qp0，使得该MOSFET的源极至漏极电压(VdsQp0)显著增加，并且触发导通的跨导器件(例如，Qn1)剥夺了其电流的通过双极晶体管Qn4的基极至发射机电流通路，使得双极晶体管Qn4被朝着关断驱动。另外，在图2B的示例220中，触发导通的跨导器件(例如，Qn1)可以引起正向偏置的发射极至基极电流流过PNP晶体管Qp3以导通PNP晶体管Qp3器件并将功率MOSFET Qn7的栅极(Cp)的电荷泄露，从而降低或关断功率MOSFET Qn7所提供的电流。结果，通过电路的高功率组件(例如，Qn7、激光器#1)的电流被减小或关断，并且由这些高功率组件产生的热能的量被匹配地减少。
使用诸如双极结晶体管(BJT)Qn1的结型半导体器件的优点是其阈值电压(Vth)由带隙物理学确定并且是相对地温度无关的。因此，诸如NPN晶体管Qn1的相对小而简单的器件可以用作电压触发的跨导器件。附加地或替代地使用用于形成电压触发的跨导器件的其他器件在本公开的构想内。例如，如图2C-2D所解说的达林顿配置可呈现围绕其阈值电压Vth的更大的跨导变化。
图4是描绘使用本公开的高功率组件脉冲宽度钳位方面的透视、混合现实显示设备的一个实施例400的示例组件的框图。所解说的系统400包括作为近眼头戴式显示设备150'的透视显示设备，其经由无线链路3与用户穿戴的(例如，带式穿戴的或臂戴的)处理单元4通信。头戴式显示设备150’(在一个实施例中它是带镜架102的眼镜116的形状)被佩戴在用户的头上，使得用户能够透视显示器(在本示例中该显示器被实现为用于每一只眼睛的独立的显示光学系统14)，并且从而提供包括用户前面的空间的实际直接视图的双眼视觉。
使用术语“实际直接视图”来指直接用人眼透过HMD 150’的透镜(例如116)看到现实世界对象，而非仅看到这些对象的经创建的图像表示的能力。例如，透过房间的玻璃看允许用户得到该房间的实际直接视图，而观看电视机上的房间的视频并不是该房间的实际直接视图。基于执行软件(例如，游戏应用)的上下文，该系统可在显示器上投影虚拟对象(例如，图1A的怪兽17)的图像(有时被称为虚拟图像)，虚拟对象的图像可由佩戴透视显示设备的人观看，同时该人还透过显示器观看真实世界对象。
镜架102提供用于将该系统的各元件保持在原位的支撑体以及用于电连接的管道。在该实施例中，镜架102提供便利的眼镜架作为对下面进一步讨论的该系统的各元件的支撑。在其它实施例中，可使用其它支撑结构(例如，绕头可调节带)。这样的结构的示例是面罩(visor)或护目镜。镜架102包括用于搁置在用户的每只耳朵上的镜腿或侧臂。可见镜腿侧102代表右镜腿的实施例，并且包括显示设备150’的控制电路136。镜架的鼻梁104包括用于记录声音并向处理单元4传送音频数据的话筒110。虽然在图4中未示出，但是图1A的C形PCB 161可以安装在话筒110的正上方，以允许无阻碍地接收音频信号，而同时通过使用TOF技术来提供准确的深度确定。所提供的深度确定能力可以用于标识由HMD 150'的穿戴者所做出的各种手势。
在一个实施例中，处理单元4被佩戴在用户的腕上，并且包括用于操作透视头戴式显示器150’的部分计算能力。处理单元4可与一个或多个中枢计算系统10无线地(例如，WiFi、蓝牙、红外、或其他无线通信手段)通信。
中枢计算系统10可包括计算机、游戏系统或控制台等等。根据一示例实施例，中枢计算系统10可以包括硬件组件和/或软件组件，使得中枢计算系统10可被用于执行诸如实时多用户游戏应用、非游戏应用等等之类的应用。在一个实施例中，中枢计算系统10可包括诸如标准化处理器、专用处理器(例如包括高速图形支持固件的处理器)、微处理器等等之类的处理器，这些处理器可以执行存储在处理器可读存储设备上的指令来执行本文所述的过程。
中枢计算系统10进一步包括一个或多个捕捉设备，如捕捉设备21A和21B。在其他实施例中，可以使用多于或少于两个的捕捉设备来捕捉用户的房间或其他物理环境。
捕捉设备21A和21B可以例如包括相机，其可视地监视本地和周围空间中的一个或多个用户，并捕捉由该一个或多个用户执行的姿态、姿势和/或移动，以及周围空间的结构。所捕捉的现实世界数据可以被分析，并被跟踪以在应用内执行一个或多个控制或动作和/或使化身或屏幕上角色动画化。应用可以在中枢计算系统10、穿戴的显示设备150'、和/或在未穿戴的显示器16上和/或在移动设备5上执行，如下面所讨论的，或者在这些的组合上执行。
中枢计算系统10可被连接到诸如电视机、监视器、高清电视机(HDTV)等可提供游戏或应用视觉的视听设备16。例如，中枢计算系统10可包括诸如图形卡等视频适配器和/或诸如声卡等音频适配器，这些适配器可提供与游戏应用、非游戏应用等相关联的视听信号。视听设备16可从中枢计算系统10接收视听信号，并且然后可以输出与视听信号相关联的游戏或应用视觉和/或音频。根据一个实施例，视听设备16可经由例如，S-视频电缆、同轴电缆、HDMI电缆、DVI电缆、VGA电缆、分量视频电缆、RCA电缆等连接至中枢计算系统10。在一个示例中，视听设备16包括内置扬声器。在其他实施例中，视听设备16、单独的立体声系统或中枢计算系统10连接到外部扬声器22。
此外，如在中枢计算系统10中一样，游戏和非游戏应用可以在移动设备4的处理器上执行，哪个用户动作控制或者哪个用户动作动画化如可在移动设备4的显示器7上显示的化身。移动设备4还提供用于通过互联网，或者经由有线或无线通信介质通过另一通信网络，与像中枢计算系统10的其它计算设备通信的网络接口。例如，用户可以参与与其他移动设备用户和在像是中枢计算系统10的更强大的系统上所玩的那样的在线游戏会话。移动设备4的硬件和软件组件的示例诸如可以被实现在智能手机或者平板计算设备中。移动设备4的一些其他示例是膝上型或笔记本计算机和上网本计算机。
图5A解说了被实现为眼镜的具有包括注视检测元件(例如，确定用户的每只眼睛的注视的角度的面向眼睛相机)的可移动显示光学系统的透视透视头戴式显示器的示例布置。表现为每个眼睛的镜片的是每个眼睛的显示光学系统14，例如14R和14L。显示光学系统包括透视透镜(例如图4中的116)，如普通眼镜一样，但还包含用于将虚拟内容与透过透镜116看到的实际且直接现实世界视图无缝地融合的光学元件(例如，反射镜、滤光器)。显示光学系统14(其部分14R和14L是图5A中的一部分)具有通常位于透视透镜116的中心的光学轴，其中光通常被准直以提供无失真视图。例如，在眼睛护理专业人员使一副普通眼镜适合于用户的脸部时，目标是该眼镜在每一瞳孔与相应镜片的中心或光轴相对准的位置处落在用户的鼻子上，从而通常使得校准光到达用户的眼睛以得到清晰或无失真的视图。
在图5A的示例中，至少一个传感器的检测区域139R、139L与其相应显示光学系统14R、14L的光轴相对准，使得检测区域139R、139L的中心捕捉沿着光轴的光。如果相应显示光学系统14L、14R与用户的相应眼睛瞳孔对准，则相应传感器134的每一检测区域139与用户的瞳孔相对准。检测区域139的反射光经由一个或多个光学元件被转移到面向眼睛的相机134(不同于图1A的面向场景的相机165)的IR和/或RGB图像传感器阵列。
在一个示例中，通常也被称为RGB相机的可见光传感器阵列可以是面向眼睛的相机传感器，并且光学元件或光引导元件的示例是部分透射且部分反射的可见光反射镜。在一些示例中，相机可以是小型的，例如2毫米(mm)乘2mm。相应的面向眼睛的相机134L、134R可以进一步包括IR传感器阵列，来自间隔开的目标对象的反射IR辐射可以被定向到该IR传感器阵列。在一些示例中，相机134可以是RGB和IR传感器阵列的组合，并且光引导元件可包括可见光反射或转向元件和IR辐射反射或转向元件。
在图5A的示例中，存在四组注视确定照明器153(例如，IR激光发射器)，其与相应的面向眼睛的光电检测器152配对，以用于确定注视方向并且被屏障154分开以避免由照明器153生成的入射光和在光电探测器152处接收的反射光之间的干涉。另外，在眼镜/护目镜架的另一侧上提供面向外的场景照明激光发射器(例如，图5A中未示出的162a、162b)，以提供TOF确定。例如，面向外的场景照明激光发射器(例如，162a、162b)可以安装在PCB上，如图1A所指示的。为了避免附图中的不必要的混乱，关于左和右眼对之一示出了附图标记。每个照明器可以是红外(IR)照明器，其生成在预定的一个或多个波长(例如在光谱的红外和/或近红外(NIR)部分)的窄光束。光电检测器中的每一个可被选择来捕捉在该预定的一个或多个波长处的光。红外还可以包括近红外。
在图5A中，每个显示光学系统14具有面向每只眼睛的注视检测元件(诸如相机134(具有左眼和右眼部分134L和134R))的相应布置，且其检测区域139、光学对准元件(未示出)、照明器153和光电检测器152位于可移动的内部镜架部分117L、117R上。在这个示例中，显示调整机构包括一个或多个电动机203，每个电动机具有相应的轴205，该轴205附接到物体，用于在三个维度中的至少一个维度上推动和拉动该物体。在这个示例中，物体是内部镜架部分117，其在由电动机203驱动的轴205的引导和动力的作用下在镜架115内从左向右滑动或反过来。在其它实施例中，一个电动机203可以驱动两个内部镜架。在一个实施例中，显示设备150的控制电路136的处理器能够经由镜架102内的电连接而连接到该一个或更多个电动机203，以用于控制电动机203对轴205在不同方向上的调整。此外，电动机203也经由镜架102的电连接接入电源。
图5B解说被实现为具有包括注视检测元件的可移动显示光学系统的眼镜的透视、头戴式显示器的另一示例性布置。在此实施例中，每个显示光学系统14被包围在单独的框架部分115l、115r中，例如，单独的眼镜框架区段，其由电动机203个别地可移动。在一些实施例中，在任何维度中的移动范围都小于10毫米。在一些实施例中，取决于针对产品提供的镜架大小的范围，移动范围小于6毫米。对于水平方向，将每个镜架向左或向右移动几毫米将不显著影响眼镜腿(例如，102)之间的宽度，其将显示光学系统14附接到用户的头部。
图5C解说被实现为具有包括注视检测元件的可移动显示光学系统的眼镜的透视、头戴式显示器的另一示例性布置。在该示例中，传感器134r、134l本身与其相应显示光学系统14r、14l中心处的光轴成一直线或与其对准，但在镜架115上位于系统14下方。另外，在一些实施例中，相机134可以是深度相机或者包括深度相机。在此示例中，存在两组照明器153和光电检测器152。
图6是可与一个或多个实施例一同使用的透视、近眼显示单元150的硬件和软件组件的一个实施例的框图。在这一实施例中，透视头戴式显示器150”接收来自处理单元210的关于虚拟图像的指令并将传感器信息提供回处理单元210。可以在处理单元210中实现的软件和硬件组件将从显示设备150”接收传感信息，并且还可以从中枢计算设备10接收传感信息。基于该信息(包括从TOF子系统获得的深度信息)，处理单元210将确定在何处以及在何时向用户提供虚拟图像并相应地将指令发送给显示设备150”的控制电路136。
注意，图6的各组件中的一些(例如，眼睛相机134、可变虚拟焦距调整器135、光电检测器接口139、微显示器120、照明设备153或即照明器、耳机130、温度传感器138、显示调整机构203)以阴影示出，以指示这些设备中的每一个有两个——头戴式显示设备150”的左侧14L一个以及右侧14R一个。图6示出与电源管理电路202通信的控制电路200。控制电路200包括处理器210、与存储器214(例如D-RAM)进行通信的存储器控制器212、相机接口216、相机缓冲器218、显示驱动器220、显示格式化器222、定时生成器226、显示输出接口228、以及显示输入接口230。在一个实施例中，控制电路220的所有组件都通过一个或多个总线的专用线路彼此进行通信。在另一实施例中，控制电路200的每个组件都与处理器210通信。
相机接口216提供到面向物理环境的相机165'和每个眼睛相机134的接口，并且将从相机165'、134接收的相应图像存储在相机缓冲器218中(对于深度相机165'的情况，其包括Z深度数据存储部分和RGB平面图像存储部分)。显示驱动器220将驱动微显示器120。显示格式化器222可以向执行该增强现实系统的处理的一个或多个计算机系统(例如20、12、210)的一个或多个处理器提供与被显示在微显示器120上的虚拟图像有关的信息。定时生成器226被用来为该系统提供定时数据。显示输出228是用于将来自面向物理环境的相机113和眼睛相机134的图像提供给处理单元4的缓冲器。显示输入230是用于接收诸如要在微型显示器120上显示的虚拟图像之类的图像的缓冲。显示输出228和显示输入230与作为到处理单元4的接口的接口232进行通信。
电源管理电路202包括电压调节器234、眼睛跟踪照明驱动器236、可变调整器驱动器237、光电检测器接口239、音频DAC及放大器238、话筒前置放大器和音频ADC 240、温度传感器接口242、显示调整机构驱动器245、以及时钟生成器244。电压调节器234通过带接口232从处理单元4接收电力，并将该电力提供给头戴式显示设备150的其他组件。如上所述，照明驱动器236为照明设备153、162提供IR光源驱动信号。音频DAC和放大器238接收来自耳机130的音频信息。话筒前置放大器和音频ADC 240提供用于话筒110的接口。温度传感器接口242是用于温度传感器138的接口。一个或多个显示调整驱动器245向组成每一显示调整机构203的一个或多个电动机或其他设备提供控制信号，这些控制信号指示三个方向中的至少一个方向上的移动调整量。电源管理单元202还向三轴磁力计132A、三轴陀螺仪132B以及三轴加速度计132C提供电能并从其接收回数据。在一个实施例中，功率管理电路202包括再充电管理模块(未示出)，其允许以可拆卸的有线或无线方式从外部源对小的板载电池(未示出，例如3VDC、4.5VDC)再充电。
可变调整器驱动器237向调整器135提供例如驱动电流或驱动电压等控制信号以移动微显示器部件173的一个或多个元件来达到通过在处理单元4或中枢计算机10或这两者中执行的软件计算得到的聚焦区域的位移。在扫过一定范围的位移并且因此扫过一定范围的聚焦区域的实施例中，可变调整器驱动器237从定时生成器226、或者可替代地从时钟生成器244接收定时信号，以便以所编程的速率或频率来操作。
光电检测器接口239接收并执行来自每一光电检测器的电压或电流读数所需的任何模数转换，经由存储器控制器212以处理器可读的格式来将该读数存储在存储器中，并且监视光电检测器152的操作参数，如温度和波长准确度。
图7是与透视、近眼显示单元相关联的处理单元4的硬件和软件组件的一个实施例的框图。移动设备4也可包括硬件和软件组件的这一实施例或执行类似功能的类似组件。图7示出与电源管理电路306进行通信的控制电路304。控制电路304包括：中央处理单元(CPU)320、图形处理单元(GPU)322、高速缓存324、RAM 326、与存储器330(例如D-RAM)进行通信的存储器控制328、与闪存334(或其他类型的非易失性存储)进行通信的闪存控制器332、通过带接口302和带接口232与透视头戴式显示器150进行通信的显示输出缓冲器336、通过带接口302和带接口232与透视头戴式显示器150进行通信的显示输入缓冲器338、与用于连接到话筒的外部话筒连接器342进行通信的话筒接口340、用于连接到无线通信设备346的PCIexpress接口、以及(诸)USB端口348。
在一个实施例中，无线通信组件346可以包括启用Wi-Fi的通信设备、蓝牙通信设备、红外通信设备等。USB端口可以用于将处理单元4对接到中枢计算设备10以便加载数据或软件到处理单元210以及充电处理单元4。在一个实施例中，CPU 320和GPU 322是用于确定用户的环境的XYZ映射(包括基于TOF确定)以及在何处、在何时以及如何将图像插入到用户的视图中的主要主力。
电源管理电路306包括时钟生成器360、模数转换器362、电池充电器364、电压调节器366、透视、近眼显示器电源376，以及与温度传感器374进行通信的温度传感器接口372(位于处理单元4的腕带(wrist band)上)。到直流转换器362的交流电被连接到充电插孔370以用于接收AC供电并为该系统产生DC供电。电压调节器366与用于向该系统提供电力的电池368进行通信。电池充电器364被用来在从充电插孔370接收到电力时(通过电压调节器366)对电池368进行充电。设备功率接口376可以向显示设备150的较小的板载电池提供再充电功率。电压调节器可以提供用于向HMD 150供电的一个或多个特定电压，包括例如3.0VDC信号和4.5VDC信号。
上面的图提供了用于显示光学系统的元件的几何形状的示例，其为如上所讨论的确定Z-深度的不同方法提供基础。方法实施例可以参考上面系统和结构的元素以用于说明性上下文；然而，方法实施例可以在不同于上面描述的那些的系统或结构实施例中操作。
附图中示出的示例计算机系统包括计算机可读存储介质的示例。计算机可读存储介质也是处理器可读存储介质。这样的介质可包括以用于存储诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据等信息的任何方法或技术实现的易失性和非易失性、可移动和不可移动介质。计算机存储介质包括，但不限于，RAM、ROM、EEPROM、高速缓存、闪存或其他存储器技术、CD-ROM、数字多功能盘(DVD)或其他光盘存储、记忆棒或卡、磁带盒、磁带、媒体驱动器、硬盘、磁盘存储或其他磁性存储设备、或能用于存储所需信息且可以由计算机访问的任何其他介质。
因此，已经公开了一种降低具有高功率组件(例如，激光发射器)的电路中的过热损坏的风险的方法，所述高功率组件通过数字定义的脉冲被导通和关断，其中所述数字定义的脉冲可以包括过宽和/或过度靠近在一起的一个或多个脉冲，使得存在所述高功率组件和/或其他附近组件(例如，安装在相同PCB上的那些组件)中的一个或多个的过热的相当大的风险，其中所述方法包括：(a)在时间上并用模拟积分电路对所述数字定义的脉冲进行积分；以及(b)将所述模拟积分电路的输出用于到电压触发的钳位器件，电压触发的钳位器件具有预定阈值电压，在处于或高于所述预定阈值电压时，所述电压触发的钳位器件从相对低的跨导模式切换到显著更高的跨导模式，所述电压触发的钳位器件被耦合到电流提供电路分支，所述电流提供电路分支具有提供用于导通所述高功率组件中的一个或多个的电流的能力；其中当所述电压触发的钳位器件处于其相对低的跨导模式时，其不显著干扰所述电流提供电路分支提供用于导通所述高功率组件的所述一个或多个的电流的能力；并且其中当所述电压触发的钳位器件处于其显著更高的跨导模式时，其从所述电流提供电路分支去除电流并由此显著阻碍所述电流提供电路分支提供用于导通所述高功率组件中的所述一个或多个的电流的能力。
所公开的方法可以是以下的方法：其中所述电压触发的钳位器件包括结型半导体器件，所述结型半导体器件的电压到电流跨导特性曲线具有在所述预定阈值电压处的拐点，由此当被以低于所述预定阈值电压驱动时，所述结型半导体器件呈现相对小的跨导斜率，且当被以处于或高于所述预定阈值电压驱动时呈现显著更大的跨导斜率。所公开的方法可以是以下的方法：其中当被以高于所述预定阈值电压驱动时，所述结型半导体器件的跨导斜率是当被以低于所述预定阈值电压驱动时的至少十倍(10x)。所公开的方法可以是以下的方法：其中当被以高于所述预定阈值电压驱动时，所述结型半导体器件的跨导斜率是当被以低于所述预定阈值电压驱动时的至少一百倍(100x)。所公开的方法可以是以下的方法：其中所述结型半导体器件包括第一双极结晶体管(BJT)。所公开的方法可以是以下的方法：其中所述电流提供电路分支包括第二双极结晶体管(BJT)的基极至发射极分支。所公开的方法可以是以下的方法：其中所述电流提供电路分支包括将驱动电流提供到所述第二BJT的所述基极至发射极分支的场效应器件的源极至漏极分支。所公开的方法可以是以下的方法：其中所述场效应器件被配置为在所述电压触发的钳位器件被切换到其较高跨导模式时呈现相对大的漏极至源极电压降并且在所述电压触发的钳位器件不被切换到其较高跨导模式时呈现显著更小的漏极至源极电压降。所公开的方法可以是以下的方法：其中所述电压触发的钳位器件被附加地耦合到电感电路，所述电感电路被配置为在所述电压触发的钳位器件被切换到其较高跨导模式时关断所述高功率组件中的一个或多个。
所公开的内容包括一种脉冲持续时间限制电路，其用于在具有高功率组件的系统中使用，所述高功率组件通过数字定义的脉冲被导通和关断，其中所述数字定义的脉冲可以包括过宽和/或过度靠近在一起的一个或多个脉冲，使得存在所述系统的所述高功率组件和/或其他附近组件中的一个或多个的过热的相当大的风险，所述电路包括：(a)被配置成在时间上对数字定义的脉冲进行积分的模拟积分器；以及(b)被耦合到所述模拟积分器的输出的电压触发的钳位器件，所述电压触发的钳位器件具有预定阈值电压，当处于或高于所述预定阈值电压时，其从相对低的跨导模式切换到显著更高的跨导模式，其中所述电压触发的钳位器件被耦合到所述系统的电流提供电路分支，所述电流提供电路分支是具有提供用于导通所述高功率组件中的一个或多个的电流的能力的电路分支；其中当所述电压触发的钳位器件处于其相对低的跨导模式时，其不显著干扰所述电流提供电路分支提供用于导通所述系统的所述高功率组件的所述一个或多个的电流的能力；并且其中当所述电压触发的钳位器件处于其显著更高的跨导模式时，其从所述电流提供电路分支去除电流并由此显著阻碍所述电流提供电路分支提供用于导通所述高功率组件的所述一个或多个的电流的能力。
所公开的电路可以是以下的电路：其中所述电压触发的钳位器件包括结型半导体器件，所述结型半导体器件的电压到电流跨导特性曲线具有在所述预定阈值电压处的拐点，由此当被以低于所述预定阈值电压驱动时，所述结型半导体器件呈现相对小的跨导斜率，且当被以处于或高于所述预定阈值电压驱动时呈现显著更大的跨导斜率。所公开的电路可以是以下的电路：其中当被以高于所述预定阈值电压驱动时，所述结型半导体器件的跨导斜率是当被以低于所述预定阈值电压驱动时的至少十倍(10x)。所公开的电路可以是以下的电路：其中当被以高于所述预定阈值电压驱动时，所述结型半导体器件的跨导斜率是当被以低于所述预定阈值电压驱动时的至少一百倍(100x)。所公开的电路可以是以下的电路：其中所述结型半导体器件包括第一双极结晶体管(BJT)。所公开的电路可以是以下的电路：其中所述电流提供电路分支包括第二双极结晶体管(BJT)的基极至发射极分支。所公开的电路可以是以下的电路：其中所述电流提供电路分支包括将驱动电流提供到所述第二BJT的所述基极至发射极分支的场效应器件的源极至漏极分支。
所公开的内容包括一种光子飞行时间(TOF)确定系统，包括：(a)多个光发射器，各自被配置为输出各自的光子脉冲猝发，用于从部署在预定距离范围内的物体反射；(b)多个发射器驱动器，连接到所述光发射器中的对应光发射器并且各自被配置为输出用于驱动所述光发射器的对应电流脉冲，并且因此使光发射器输出它们各自的光子脉冲突发；(c)一个或多个脉冲串生成电路，每个脉冲串生成电路都是数字可编程的，以输出具有各自的可编程定义的脉冲宽度的间隔开的脉冲的可编程定义的波形；(d)多个脉冲持续时间限制电路，可操作地耦合到所述发射器驱动器中的对应发射器驱动器，其中每个发射器驱动器具有各自的电流提供电路分支，其具有提供用于导通所述发射器驱动器的较高功率组件的控制电流的能力；其中所述脉冲持续时间限制电路中的一个或多个各自包括：(e)模拟积分器，所述模拟积分器被配置为在时间上对所述脉冲串生成电路中对应的一个脉冲串生成电路的可编程定义的脉冲进行积分；以及(f)耦合到所述模拟积分器的输出的电压触发的钳位器件，所述电压触发的钳位器件具有预定阈值电压，在处于或高于所述预定阈值电压时，其从相对低的跨导模式切换到显著更高的跨导模式，其中所述电压触发的钳位器件被耦合到所述发射器驱动器中的相应的一个发射器驱动器的相应的电流提供电路分支；其中当所述电压触发的钳位器件处于其相对低的跨导模式时，其不显著干扰所述相应的电流提供电路分支提供导通所述相应的发射器驱动器的所述高功率组件中的所述一个或多个的电流的能力；并且其中当所述电压触发的钳位器件处于其显著更高的跨导模式时，其从所述相应的电流提供电路分支去除电流并由此显著阻碍所述电流提供电路分支提供导通所述相应的发射器驱动器的所述高功率组件的所述一个或多个的电流的能力。
所公开的TOF确定系统可以是以下的TOF确定系统，其进一步包括：印刷电路板，在所述印刷电路板上安装所述光发射器中的至少两个光发射器、其相应的发射器驱动器、其相应的多个脉冲持续时间限制电路和所述脉冲串生成电路中的一个或多个。所述系统可以是以下的系统：其中所述脉冲持续时间限制电路的至少一个的所述电压触发的钳位器件包括结型半导体器件，所述结型半导体器件的电压到电流跨导特性曲线具有在所述预定阈值电压处的拐点，由此当被以低于所述预定阈值电压驱动时，所述结型半导体器件呈现相对小的跨导斜率，且当被以处于或高于所述预定阈值电压驱动时呈现显著更大的跨导斜率。所述系统可以是以下的系统：其中当被以高于所述预定阈值电压驱动时，所述脉冲持续时间限制电路的至少一个的所述结型半导体器件的跨导斜率是当被以低于所述预定阈值电压驱动时的至少一百倍(100x)。
本文的技术可包括在诸如程序模块等由计算机执行的计算机可执行指令的通用上下文中描述的那些。一般而言，程序模块包括执行特定任务或实现特定抽象数据类型的例程、程序、对象、组件、数据结构等。本技术也可以在任务由通过通信网络链接的远程处理设备执行的分布式计算环境中实现。在分布式计算环境中，程序模块可以位于包括存储器存储设备的本地和远程计算机存储介质两者中。
尽管用结构特征和/或方法动作专用的语言描述了本发明主题，但可以理解，所附权利要求书中定义的主题不必限于上述具体特征或动作。更确切而言，上述具体特征和动作是作为实现权利要求的示例形式公开的。

Claims (15)

1.一种使用模拟处理来限制由于数字设置的脉冲宽度造成的电路组件的过热的风险的方法，所述方法包括：
在时间上并用模拟积分电路对数字定义的脉冲积分，所述数字定义的脉冲引起通过负载以及相应的电流开关器件的电流的浪涌的导通和关断；以及
将所述模拟积分电路的输出应用到电压触发的钳位器件，所述电压触发的钳位器件具有预定阈值电压，当处于或高于所述预定阈值电压时，所述电压触发的钳位器件从处于第一跨导范围中切换到处于第二跨导范围中，其中所述第二跨导范围中的跨导显著大于所述第一跨导范围中的对应跨导，所述电压触发的钳位器件被耦合到电流提供电路分支，所述电流提供电路分支具有提供用于导通所述电流开关器件的电流的能力；
其中如果所述电压触发的钳位器件处于所述第一跨导范围内，则所述电压触发的钳位器件不显著干扰所述电流提供电路分支提供用于导通所述电流开关器件的电流的能力；以及
其中如果所述电压触发的钳位器件处于所述第二跨导范围内，则所述电压触发的钳位器件从所述电流提供电路分支去除显著量的电流并由此显著阻碍所述电流提供电路分支提供用于导通所述电流开关器件的电流的能力。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电压触发的钳位器件包括结型半导体器件，所述结型半导体器件的电压至电流跨导特性曲线在所述预定阈值电压处具有拐点，由此所述结型半导体器件在被以低于所述预定阈值电压驱动时呈现第一组一个或多个跨导斜率，并且在被以处于或高于所述预定阈值电压驱动时呈现第二组一个或多个显著更大的第二跨导斜率。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，与所述结型半导体器件被驱动在高于所述预定阈值电压相对应的所述结型半导体器件的所述第二组一个或多个跨导斜率中的每个跨导斜率是所述第一组一个或多个跨导斜率中的相应跨导斜率的至少十倍。
4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述结型半导体器件包括第一双极结晶体管。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述电流提供电路分支包括第二双极结晶体管(BJT)的基极至发射极分支。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述电流提供电路分支包括将驱动电流提供到所述第二BJT的所述基极至发射极分支的场效应器件的源极至漏极分支。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述场效应器件被配置为在所述电压触发的钳位器件处于所述第二跨导范围中时呈现相对大的漏极至源极电压降并且在所述电压触发的钳位器件处于所述第一跨导范围中时呈现显著更小的漏极至源极电压降。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电压触发的钳位器件附加地耦合到电感电路，所述电感电路被配置为响应于所述电压触发的钳位器件从其第一跨导范围切换到其第二跨导范围而关断所述电流开关器件。
9.一种脉冲持续时间限制电路，包括：
模拟积分器，所述模拟积分器被配置为在时间上对数字定义的脉冲进行积分，所述数字定义的脉冲引起通过负载以及功率输出系统的相应的电流开关器件的电流的浪涌的导通和关断；以及
耦合到所述模拟积分器的输出的电压触发的钳位器件，所述电压触发的钳位器件具有预定阈值电压，当处于或高于所述预定阈值电压时所述电压触发的钳位器件从处于第一跨导范围切换到处于第二跨导范围，其中所述第二跨导范围中的跨导显著大于所述第一跨导范围中的对应的跨导，
其中所述电压触发的钳位器件被耦合到所述系统的电流提供电路分支，所述电流提供电路分支是具有提供用于导通所述功率输出系统的所述开关器件的电流的能力的电路分支；
其中如果所述电压触发的钳位器件处于其第一跨导范围内，则所述电压触发的钳位器件不显著干扰所述电流提供电路分支提供用于导通所述功率输出系统的所述开关器件的电流的能力；以及
其中如果所述电压触发的钳位器件处于其第二跨导范围内，则所述电压触发的钳位器件从所述电流提供电路分支去除显著量的电流并由此显著阻碍所述电流提供电路分支提供用于导通所述功率输出系统的所述开关器件的电流的能力。
10.如权利要求9所述的电路，其特征在于：
所述电压触发的钳位器件包括结型半导体器件，所述结型半导体器件的电压至电流跨导特性曲线在所述预定阈值电压处具有拐点，由此所述结型半导体器件在被以低于所述预定阈值电压驱动时呈现第一组一个或多个跨导斜率，并且在被以处于或高于所述预定阈值电压驱动时呈现第二组一个或多个显著更大的第二跨导斜率。
11.如权利要求10所述的电路，其特征在于，与所述结型半导体器件被驱动在高于所述预定阈值电压相对应的所述结型半导体器件的所述第二组一个或多个跨导斜率中的每个跨导斜率是所述第一组一个或多个跨导斜率中的相应跨导斜率的至少百倍。
12.一种光子飞行时间(TOF)确定系统，包括：
多个光发射器，所述多个光发射器各自被配置为输出各自的光子脉冲猝发以从部署在预定距离范围内的物体反射；
多个发射器驱动器，所述多个发射器驱动器被连接到所述光发射器中的对应光发射器并且各自被配置为输出用于驱动所述光发射器的对应电流脉冲并且因此使得所述光发射器输出它们各自的光子脉冲猝发；
一个或多个脉冲串生成电路，每个脉冲串生成电路是数字可编程的以输出具有各自的可编程定义的脉冲宽度的间隔开的脉冲的可编程定义的波形；
多个脉冲持续时间限制电路，多个脉冲持续时间限制电路操作地耦合到所述发射器驱动器中的对应发射器驱动器，其中每个发射器驱动器具有各自的电流提供电路分支，所述电流提供电路分支具有提供用于导通所述发射器驱动器的功率开关器件的控制电流的能力；
其中一个或多个所述脉冲持续时间限制电路各自包括：
模拟积分器，所述模拟积分器被配置为在时间上积分所述脉冲串生成电路中的相应一个脉冲串生成电路的可编程定义的脉冲；以及
耦合到所述模拟积分器的输出的电压触发的钳位器件，所述电压触发的钳位器件具有预定阈值电压，当处于或高于所述预定阈值电压时所述电压触发的钳位器件从第一跨导模式切换到第二跨导模式，所述第二跨导模式的跨导显著大于所述第一跨导模式的对应跨导，
其中所述电压触发的钳位器件被耦合到所述发射器驱动器中的相应一个发射器驱动器的相应的电流提供电路分支；
其中如果所述电压触发的钳位器件处于其第一跨导模式，则所述电压触发的钳位器件不显著干扰所述相应的电流提供电路分支提供用于导通所述相应的发射器驱动器的所述功率开关器件的电流的能力；以及
其中如果所述电压触发的钳位器件处于其第二跨导模式，则所述电压触发的钳位器件从所述相应的电流提供电路分支去除电流并由此显著阻碍所述电流提供电路分支提供用于导通所述相应的发射器驱动器的所述功率开关器件的电流的能力。
13.如权利要求12所述的TOF确定系统，其特征在于，还包括：
印刷电路板，在所述印刷电路板上安装所述光发射器中的至少两个光发射器、其相应的发射器驱动器、其相应的多个脉冲持续时间限制电路和所述脉冲串生成电路中的一个或多个。
14.如权利要求13所述的TOF确定系统，其特征在于：
所述至少一个脉冲持续时间限制电路的所述电压触发的钳位器件包括结型半导体器件，所述结型半导体器件的电压到电流跨导特性曲线具有在所述预定阈值电压处的拐点，由此所述结型半导体器件当被以低于所述预定阈值电压驱动时呈现一个或多个相对小的跨导斜率并且当被以处于或高于所述预定阈值电压驱动时呈现一个或多个显著更大的跨导斜率。
15.如权利要求14所述的TOF确定系统，其特征在于：
所述脉冲持续时间限制电路中的至少一个脉冲持续时间限制电路的所述结型半导体器件的所述一个或多个跨导斜率在被以高于所述预定阈值电压驱动时每个均是在被以低于所述预定阈值电压驱动时所述结型半导体器件的相应跨导斜率的至少百倍(100x)。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110557014A (zh) * 2019-10-16 2019-12-10 上海沪工焊接集团股份有限公司 一种宽电压功率因素校正电路
CN112737589A (zh) * 2021-04-02 2021-04-30 杭州富特科技股份有限公司 一种基于电动汽车obc的cp信号幅值采样算法
CN113196091A (zh) * 2018-09-18 2021-07-30 威力登激光雷达美国有限公司 多通道lidar照明驱动器
CN113287237A (zh) * 2019-12-20 2021-08-20 深圳市速腾聚创科技有限公司 激光发射电路和激光雷达

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10627490B2 (en) 2016-01-31 2020-04-21 Velodyne Lidar, Inc. Multiple pulse, LIDAR based 3-D imaging
US10393877B2 (en) 2016-06-01 2019-08-27 Velodyne Lidar, Inc. Multiple pixel scanning LIDAR
US10386465B2 (en) 2017-03-31 2019-08-20 Velodyne Lidar, Inc. Integrated LIDAR illumination power control
US10321258B2 (en) * 2017-04-19 2019-06-11 Microsoft Technology Licensing, Llc Emulating spatial perception using virtual echolocation
WO2018208843A1 (en) 2017-05-08 2018-11-15 Velodyne Lidar, Inc. Lidar data acquisition and control
KR102466677B1 (ko) * 2017-08-22 2022-11-14 삼성전자주식회사 라이다 및 그 동작방법
US10658814B2 (en) 2017-10-23 2020-05-19 Microsoft Technology Licensing, Llc Laser diode priming to reduce latency
US10361537B2 (en) 2017-10-23 2019-07-23 Microsoft Technology Licensing, Llc Dynamic supply voltage control circuit for laser diode
US11885958B2 (en) 2019-01-07 2024-01-30 Velodyne Lidar Usa, Inc. Systems and methods for a dual axis resonant scanning mirror
US10860864B2 (en) * 2019-01-16 2020-12-08 Charter Communications Operating, Llc Surveillance and image analysis in a monitored environment
EP3899575A4 (en) * 2019-01-31 2022-08-31 Sense Photonics, Inc. STROBE DEPENDENT LIGHTING FOR FLASH LIDAR
CN112868148A (zh) * 2019-03-01 2021-05-28 Gan系统公司 快速脉冲、高电流激光驱动器
WO2020209491A1 (en) * 2019-04-11 2020-10-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Head-mounted display device and operating method of the same
CN113785492B (zh) 2019-04-29 2024-05-03 宜普电源转换公司 具有栅极电流重用的氮化镓激光二极管驱动场效晶体管
US11495207B2 (en) * 2019-06-14 2022-11-08 Greg Graves Voice modulation apparatus and methods
EP4031908A4 (en) * 2019-10-01 2023-11-22 Sense Photonics, Inc. CONFIGURABLE 3D FIELD LIDAR SYSTEM USING STROBOSCOPY
US10797698B1 (en) 2019-11-29 2020-10-06 Waymo Llc Systems and methods for selecting light emitters for emitting light
CN111551949B (zh) * 2020-05-20 2023-01-03 炬佑智能科技(苏州)有限公司 一种脉冲延时时间控制方法和装置
CN113063965B (zh) * 2021-03-23 2023-06-13 西安微电子技术研究所 一种石英挠性加速度计伺服电路及石英挠性加速度计

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101944837A (zh) * 2009-07-07 2011-01-12 施耐德东芝换流器欧洲公司 用于控制功率晶体管的器件
US20110279366A1 (en) * 2009-01-27 2011-11-17 Xyz Interactive Technologies Inc. Method and apparatus for ranging finding, orienting, and/or positioning of single and/or multiple devices

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0354435B1 (en) 1988-08-12 1995-12-20 Hitachi, Ltd. A drive circuit for an insulated gate transistor; and its use in a switching circuit, a current switching apparatus and an induction motor system
JP2669117B2 (ja) 1990-07-19 1997-10-27 富士電機株式会社 電圧駆動形半導体素子の駆動回路
US5498935A (en) 1993-11-12 1996-03-12 William H. McMahan Laser flash lamp control system
US5450427A (en) 1994-10-21 1995-09-12 Imra America, Inc. Technique for the generation of optical pulses in modelocked lasers by dispersive control of the oscillation pulse width
US5579328A (en) 1995-08-10 1996-11-26 Northern Telecom Limited Digital control of laser diode power levels
US6335654B1 (en) 2000-03-17 2002-01-01 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Inrush current control circuit
US6609842B1 (en) 2000-03-27 2003-08-26 Marconi Communications, Inc. Linear laser driver circuit
US6801557B2 (en) 2000-04-07 2004-10-05 Gang Liu Laser driver for a laser sensing system
WO2002075873A1 (en) 2001-03-16 2002-09-26 Calmar Optcom, Inc. Digital control of actively mode-locked lasers
JP3842061B2 (ja) 2001-03-26 2006-11-08 矢崎総業株式会社 負荷駆動装置
DE10139929A1 (de) 2001-08-14 2003-02-27 Deutsch Franz Forsch Inst Leistungsabschaltung von Lasern durch Pulsweitenbegrenzung
US6833910B2 (en) 2002-05-01 2004-12-21 Boegh-Andersen Torben Laser transponder
US7505196B2 (en) 2004-03-31 2009-03-17 Imra America, Inc. Method and apparatus for controlling and protecting pulsed high power fiber amplifier systems
US7660094B2 (en) * 2004-12-14 2010-02-09 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Inverter circuit
US7511931B2 (en) * 2006-08-01 2009-03-31 Intersil Americas Inc. Self protecting output stage
US8014118B2 (en) * 2007-02-27 2011-09-06 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Load driving circuit, driver IC having a load driving circuit, and plasma display panel having a driver IC
US8755420B2 (en) 2007-06-14 2014-06-17 Tria Beauty, Inc. Failure protection apparatus and system
US9069059B2 (en) 2010-05-13 2015-06-30 Laser Lions LLC Concealed light detection and ranging system
KR101912936B1 (ko) * 2011-11-08 2018-10-30 엘지디스플레이 주식회사 다채널 ｌｅｄ의 정전류 제어 장치와 이를 이용한 액정표시장치
JP2016509292A (ja) 2013-01-03 2016-03-24 メタ カンパニー エクストラミッシブ空間撮像デジタル眼鏡装置または拡張介在ビジョン

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110279366A1 (en) * 2009-01-27 2011-11-17 Xyz Interactive Technologies Inc. Method and apparatus for ranging finding, orienting, and/or positioning of single and/or multiple devices
CN101944837A (zh) * 2009-07-07 2011-01-12 施耐德东芝换流器欧洲公司 用于控制功率晶体管的器件

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113196091A (zh) * 2018-09-18 2021-07-30 威力登激光雷达美国有限公司 多通道lidar照明驱动器
CN110557014A (zh) * 2019-10-16 2019-12-10 上海沪工焊接集团股份有限公司 一种宽电压功率因素校正电路
CN113287237A (zh) * 2019-12-20 2021-08-20 深圳市速腾聚创科技有限公司 激光发射电路和激光雷达
CN113287237B (zh) * 2019-12-20 2023-08-04 深圳市速腾聚创科技有限公司 激光发射电路和激光雷达
CN112737589A (zh) * 2021-04-02 2021-04-30 杭州富特科技股份有限公司 一种基于电动汽车obc的cp信号幅值采样算法

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