CN107834872A - 适用于宽电流变化范围的取能装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种适用于宽电流变化范围的取能装置，属于电流检测领域，解决目前取能装置结构复杂及成本高的问题。取能线圈缠绕于铁芯上；防冲击器件两端与取能线圈两个输出端连；全桥整流器两个交流输入端与取能线圈两个输出端连；防反二极管正极与全桥整流器一直流输出端连，负极与滤波电容一端连，滤波电容另一端与全桥整流器另一直流输出端连；直流稳压器件输入端和公共端分别与滤波电容两端连接，输出端与负载连；迟滞比较器两个输入端与滤波电容两端连，输出端与可控开关器件控制端连，当滤波电容两端电压大于迟滞比较器上限电压时迟滞比较器控制可控开关器件导通，滤波电容两端电压小于迟滞比较器下限电压时迟滞比较器控制可控开关器件关断。

Description

适用于宽电流变化范围的取能装置

技术领域

本发明涉及电流检测技术领域，尤其涉及一种适用于宽电流变化范围的取能装置。

背景技术

随着电力系统智能化要求的不断提高，越来越多的检测设备会安装到一次设备即被测设备附近，这往往需要就地为检测设备供电。由于电力系统的负荷波动，线圈式取能装置往往要满足很宽的被测设备电流变化范围。当被测设备的电流变化范围比较大时，为了避免铁芯饱和，需要将线圈的尺寸加大，这使得线圈式取能装置的尺寸比较大。

目前，为了减小线圈的整体尺寸，常用的方法有在线圈式取能装置中增加泄能电路、用补偿线圈在大电流时进行磁通补偿、多绕组切换、多铁芯切换、晶闸管控制等手段。然而，泄能电路将多余的能量通过稳压管或三极管进行消耗，虽然达到了防止铁芯饱和的目的，但泄能元件将多余的电能转化为热能，因此，需要增加散热装置才能保证线圈式取能装置的温度在适当的范围内，不仅导致装置结构复杂，成本高，而且从另一方面增加了装置的尺寸。通过补偿线圈、多绕组切换以及多铁芯切换的方式，需要增加继电器及其驱动电路，使得线圈式取能装置结构复杂，制作工艺难度大。通过晶闸管控制方式需要在线圈式取能装置中增加复杂的检测回路、控制回路和驱动回路，不仅使得装置结构复杂，而且成本比较高。

发明内容

本发明的目的是解决目前的线圈式取能装置结构复杂、制作工艺难度大及成本比较高的技术问题，提供一种适用于宽电流变化范围的取能装置。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：

一种适用于宽电流变化范围的取能装置，包括铁芯、取能线圈和取能电路，所述取能电路包括防冲击器件、全桥整流器、防反二极管、滤波电容、直流稳压器件、可控开关器件和迟滞比较器，其中：

所述取能线圈缠绕于铁芯上；防冲击器件的两端与取能线圈的两个输出端连接；全桥整流器的两个交流输入端分别与取能线圈的两个输出端连接；防反二极管的正极与全桥整流器的一个直流输出端连接，防反二极管的负极与滤波电容的一端连接，滤波电容的另一端与全桥整流器的另一个直流输出端连接；直流稳压器件的输入端和公共端分别与滤波电容的两端连接，直流稳压器件的输出端用于与负载连接；迟滞比较器的两个输入端分别与滤波电容的两端连接，迟滞比较器的输出端与可控开关器件的控制端连接，且当滤波电容两端电压大于迟滞比较器的上限电压时迟滞比较器控制可控开关器件导通，当滤波电容两端电压小于迟滞比较器的下限电压时迟滞比较器控制可控开关器件关断，可控开关器件的两个主回路接线端与全桥整流器的两个直流输出端连接。

可选地，所述铁芯由相互绝缘的硅钢片叠放为闭合的形状，取能线圈均匀或不均匀地缠绕于铁芯上。

可选地，所述滤波电容器的电容量为1uF～10F。

可选地，所述可控开关器件为MOS管、CMOS管、可控硅、固态继电器或机械继电器。

可选地，所述防冲击器件由两个反向串接的稳压二极管组成。

本发明的有益效果是：

通过设置防反二极管、滤波电容器、可控开关器件和迟滞比较器，由这些器件构成磁通控制回路，以及通过设置可控开关器件的导通和关断与滤波电容器两端的电压及迟滞比较器的上限电压和下限电压相关联，使得本发明可以根据滤波电容器两端的电压大小决定是否从被测电路取能，进而通过磁通控制回路实现在大电流下对铁芯中的磁通密度进行控制，避免铁芯饱和及因耦合过多能量而导致装置发热。因此，与背景技术相比，本发明具有如下优点：

1、电路简单，不需要复杂的驱动电路和控制电路，也不需要增加继电器和额外的铁芯或线圈就可以实现对铁芯磁通的控制；

2、发热量小，在较大的电流下，耦合到线圈二次侧的能量减少，从根本上解决了装置的发热问题，避免了大面积散热器的使用，大大减小了装置的尺寸；

3、成本低廉，减小了铁芯截面积以及装置尺寸，所用的元器件均为常用器件，且无需专门的检测、控制和驱动电路，成本大大降低。

附图说明

图1是本发明中取能电路的结构示意图。

图2为基于图1原理的一种取能电路的实例电路图。

图3为图2中Q关断时VIN17V端子电压的实测波形。

图4为图2中Q导通时VIN17V端子电压的实测波形。

图5为基于图2所示的电路进行实验的实验结果示意图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步地详细描述。

如图1所示，本实施例中的适用于宽电流变化范围的取能装置，包括铁芯、取能线圈和取能电路，所述取能电路包括防冲击器件1、全桥整流器2、防反二极管3、滤波电容4、直流稳压器件5、可控开关器件6和迟滞比较器7，其中：

所述取能线圈缠绕于铁芯上；防冲击器件1的两端与取能线圈的两个输出端连接；全桥整流器2的两个交流输入端分别与取能线圈的两个输出端连接；防反二极管3的正极与全桥整流器2的一个直流输出端连接，防反二极管3的负极与滤波电容4的一端连接，滤波电容4的另一端与全桥整流器2的另一个直流输出端连接；直流稳压器件5的输入端和公共端分别与滤波电容4的两端连接，直流稳压器件5的输出端用于与负载连接；迟滞比较器7的两个输入端分别与滤波电容4的两端连接，迟滞比较器7的输出端与可控开关器件6的控制端连接，且当滤波电容4两端电压大于迟滞比较器7的上限电压时迟滞比较器7控制可控开关器件6导通，当滤波电容4两端电压小于迟滞比较器7的下限电压时迟滞比较器7控制可控开关器件6关断，可控开关器件6的两个主回路接线端与全桥整流器2的两个直流输出端连接。

可选地，所述铁芯由相互绝缘的硅钢片叠放为闭合的形状，取能线圈均匀或不均匀地缠绕于铁芯上。硅钢片之间的相互绝缘可以通过刷绝缘漆来实现。

可选地，所述滤波电容器4的电容量为1uF～10F。

可选地，所述可控开关器件6为MOS管、CMOS管、可控硅、固态继电器或机械继电器。

可选地，所述防冲击器件1由两个反向串接的稳压二极管组成。

本发明中，取能线圈的两个输出端首先连接防冲击器件1的两端，以通过防冲击器件1来防止适用于宽电流变化范围的取能装置在冲击电流的作用下被损坏；而后取能线圈输出的信号经过全桥整流器2整流后，通过防反二极管3为滤波电容器4充电，滤波电容器4的两端连接的直流稳压器件5将电压转化为稳定的低压直流电压给负载供电；防反二极管3前端接入可控开关器件6，可控开关器件6的控制信号由连接至滤波电容器4两端的迟滞比较器7的输出端给出。其中，防反二极管3、滤波电容器4、可控开关器件6和迟滞比较器7构成磁通控制回路，该磁通控制回路可根据滤波电容器4两端的电压决定适用于宽电流变化范围的取能装置是否从被测电路取能。

本发明的原理为：当滤波电容器4两端的电压大于迟滞比较器7的上限电压时，迟滞比较器7的输出端控制可控开关器件6导通，此时，全桥整流器2的输出端之间短路，取能线圈的输出电流增加、电压降低接近于零，铁芯中的磁通接近于零，取能线圈几乎不从被测电路取能，此时滤波电容器4向负载放电，保证负载正常供电，该过程滤波电容器4两端的电压下降；当滤波电容器4的两端电压下降至小于迟滞比较器7的下限电压时，迟滞比较器7控制可控开关器件6关断，取能线圈输出的电流减小，铁芯磁通增加，取能线圈从被测电路取能，全桥整流器2通过防反二极管3对滤波电容器4充电，并同时给负载供电，滤波电容器4两端的电压上升；当滤波电容器4两端的电压上升至迟滞比较器7的上限电压后，重复上述过程。由于通常迟滞比较器7的上限电压大于下限电压，通过设置上述磁通控制回路，使得滤波电容器4两端的电压在迟滞比较器7的下限电压和上限电压之间波动，通过直流稳压器件5即可得到稳定的低压直流电压来为负载供电。

如图2所示，其为基于图1原理的一种取能电路的实例电路图，该实例中，铁芯的截面积为1.5cm²，被测设备的电流变化范围为30A～110A，需要设计取能线圈要为负载提供大约1W的功率，滤波电容器4两端的电压为11V～17V，通过直流稳压器件为负载提供5V直流电压。

图2中，Z为防冲击器件1，T为全桥整流器2，D为防反二极管3，1000uF电容C1为滤波电容4，U1(UA78L05AIPK)为图1中的直流稳压器件5，Q(XP151A11BOMR)为可控开关器件6，其余器件构成迟滞比较器7。具体地，迟滞比较器7包括电容C2、电容C3、电容C4、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6和比较器U2(MCP6541T/OT(SOT23-5))。DISCRG为迟滞比较器7的输出端，VIN17V以及电容C2的另一端为迟滞比较器7的两个输入端。

其中，防冲击器件Z的两端与取能线圈的两个输出端连接，全桥整流器T的两个交流输入端分别与取能线圈的两个输出端连接；防反二极管D的正极与全桥整流器T的一个直流输出端连接，防反二极管D的负极与滤波电容C1的一端连接，滤波电容C1的另一端与全桥整流器T的另一个直流输出端连接；直流稳压器件U1的输入端VIN和公共端GND分别与滤波电容C1的两端连接，直流稳压器件U1的输出端VOUT用于与负载连接；电容C2与滤波电容C1并联，电容C3的一端与直流稳压器件U1的输出端VOUT连接，电容C3的另一端与全桥整流器T的的另一个直流输出端连接，电阻R1的一端与电容C3的一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2的一端连接，电阻R2的另一端与地连接，电阻R3的一端与滤波电容C1的一端连接，电阻R3的另一端与U2的同相输入端Vin+连接，电阻R2的一端还与比较器U2的反向输入端Vin-连接，电阻R4的一端与比较器U2的同相输入端Vin+连接，电阻R4的另一端接地，电阻R6的一端与电阻R4的一端连接，电阻R6的另一端分别比较器U2的输出端VOUT和电阻R5的一端连接，电阻R5的另一端与可控开关器件Q的基极(控制端)连接，可控开关器件Q的集电极和发射极(两个主回路接线端)分别与全桥整流器T的两个直流输出端连接，电容C4的一端分别与电容C3的一端和比较器U2的VDD端连接，电容C4的另一端接地，比较器U2的VSS端接地。

图2所示的取能电路的实例电路在工作时，当一次线圈中有电流流过时，滤波电容C1被充电，其两端电压逐渐上升，电容C3两端电压同步上升；当滤波电容C1两端电压大于5V时，电容C3两端电压稳定为5V，即端子5V0电压稳定为5V；此时Q关断，滤波电容C1继续充电，当滤波电容C1两端电压升高到17V时，迟滞比较器7输入端的电压差大于12V，比较器U2输出端DISCRG发出信号，使Q导通，滤波电容C1停止充电，其两端电压降低；滤波电容C1电压降低值11V时，迟滞比较器7输入端电压差小于6V，比较器U2输出端DISCRG发出信号，使Q关断，滤波电容C1充电，电压上升。过程中，滤波电容C1两端电压，即端子VIN17V的电压在11V和17V之间波动，电容C3两端电压，即端子5V0电压将稳定为5V。如图3和图4所示，其为VIN17V端子电压的实测波形，图3为Q关断时VIN17V端子电压的实测波形，图4为Q导通时VIN17V端子电压的实测波形。

通过图2所示的电路进行实验，如图5所示，其为实验结果示意图。经过实验表明，同一个铁芯、取能线圈接相同的负载，在没有上述磁通控制回路时，即没有上述防反二极管3、滤波电容器4、可控开关器件6和迟滞比较器7时，当被测电流由35A到110A变化时，负载上由一次电流耦合的功率由1.5W升高到4.3W，此时铁芯接近饱和；而接入磁通控制回路后，负载上由一次电流耦合的功率由1.5W上升到1.7W。由此可见，通过设置磁通控制回路，显著降低了适用于宽电流变化范围的取能装置在大电流时的功率的同时在小电流时保证了正常的功率，并且避免了铁芯饱和。通过该实例证明，本实施例提供的适用于宽电流变化范围的取能装置可以显著降低线圈在大电流时的耦合功率，避免铁芯饱和以及装置发热，同时磁通控制电路对装置的体积、电路复杂度以及控制复杂度的影响很小。

Claims (5)

1.一种适用于宽电流变化范围的取能装置，其特征在于，包括铁芯、取能线圈和取能电路，所述取能电路包括防冲击器件(1)、全桥整流器(2)、防反二极管(3)、滤波电容(4)、直流稳压器件(5)、可控开关器件(6)和迟滞比较器(7)，其中：

所述取能线圈缠绕于铁芯上；防冲击器件(1)的两端与取能线圈的两个输出端连接；全桥整流器(2)的两个交流输入端分别与取能线圈的两个输出端连接；防反二极管(3)的正极与全桥整流器(2)的一个直流输出端连接，防反二极管(3)的负极与滤波电容(4)的一端连接，滤波电容(4)的另一端与全桥整流器(2)的另一个直流输出端连接；直流稳压器件(5)的输入端和公共端分别与滤波电容(4)的两端连接，直流稳压器件(5)的输出端用于与负载连接；迟滞比较器(7)的两个输入端分别与滤波电容(4)的两端连接，迟滞比较器(7)的输出端与可控开关器件(6)的控制端连接，且当滤波电容(4)两端电压大于迟滞比较器(7)的上限电压时迟滞比较器(7)控制可控开关器件(6)导通，当滤波电容(4)两端电压小于迟滞比较器(7)的下限电压时迟滞比较器(7)控制可控开关器件(6)关断，可控开关器件(6)的两个主回路接线端与全桥整流器(2)的两个直流输出端连接。

2.根据权利要求1所述的适用于宽电流变化范围的取能装置，其特征在于，所述铁芯由相互绝缘的硅钢片叠放为闭合的形状，取能线圈均匀或不均匀地缠绕于铁芯上。

3.根据权利要求1所述的适用于宽电流变化范围的取能装置，其特征在于，所述滤波电容器(4)的电容量为1uF～10F。

4.根据权利要求1所述的适用于宽电流变化范围的取能装置，其特征在于，所述可控开关器件(6)为MOS管、CMOS管、可控硅、固态继电器或机械继电器。

5.根据权利要求1所述的适用于宽电流变化范围的取能装置，其特征在于，所述防冲击器件(1)由两个反向串接的稳压二极管组成。