CN107787542B

CN107787542B - 用于电动车辆无线感应充电系统中的引导和对准的系统、方法和装置

Info

Publication number: CN107787542B
Application number: CN201680037091.3A
Authority: CN
Inventors: H·P·威德默; A·戴特维勒; L·西伯
Original assignee: Wettri Citi
Current assignee: WiTricity Corp
Priority date: 2015-06-23
Filing date: 2016-05-25
Publication date: 2021-01-08
Anticipated expiration: 2036-05-25
Also published as: US20190356178A1; EP3313685B1; WO2016209503A1; JP2018531568A; US20160380488A1; CN107787542A; US11394253B2; KR20180020166A; EP3313685A1; BR112017027803A2; US10411524B2

Abstract

提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括多个感测线圈，每个感测线圈被配置为在包括多个波脉冲的交变磁场的影响下生成相应信号，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。该装置还包括被配置为基于来自多个感测线圈中的每个感测线圈的相应信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的处理器。

Description

用于电动车辆无线感应充电系统中的引导和对准的系统、方法和装置

技术领域

本申请总体上涉及无线充电功率传输应用，并且具体地涉及用于电动车辆与无线感应充电功率传输器的引导和对准的系统、方法和装置。更具体地，本公开涉及基于磁矢量场(磁矢量化)和用于磁矢量化的接收器同步方法来确定电动车辆相对于基于地面的充电单元的位置。

背景技术

无线感应充电功率应用中的效率至少部分取决于实现无线功率传输器与无线功率接收器之间的至少最小对准阈值。一种用于辅助这种对准的方法是使用磁矢量化，其中无线功率传输器与无线功率接收器之间的距离和/或方向基于感测在无线功率传输器或无线功率接收器处或附近生成的磁场的一个或多个属性来确定(磁场可能不用于无线功率传输，但是用于引导和对准目的)。然而，利用磁矢量化来确定无线功率传输器与无线功率接收器之间的非模糊位置需要磁场检测系统与磁场生成系统的某种形式的同步。因此，如本文中描述的用于引导和对准电动车辆与无线感应充电功率传输器的系统、方法和装置是所希望的。

发明内容

在一些实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括多个感测线圈，每个感测线圈被配置为在包括多个波脉冲的交变磁场的影响下生成相应信号，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。该装置还包括被配置为基于来自多个感测线圈中的每个感测线圈的相应信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的处理器。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法。该方法包括由多个感测线圈中的每个感测线圈在包括多个波脉冲的交变磁场的影响下生成相应电压信号，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。该方法包括基于来自多个感测线圈中的每个感测线圈的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置。

在一些其他实现中，一种非暂态计算机可读介质包括代码，代码在被执行时引起用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置通过多个感测线圈中的每个感测线圈在包括多个波脉冲的交变磁场的影响下生成相应电压信号，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。代码在被执行时还引起该装置基于来自多个感测线圈中的每个感测线圈的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括用于在包括多个波脉冲的交变磁场的影响下生成相应电压信号的多个装置，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。该装置还包括用于基于来自用于生成相应电压信号的多个装置中的每个装置的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括被配置为至少生成第一信号、第二信号和第三信号的驱动器电路，每个信号包括多个波脉冲中的至少一个相应波脉冲，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。该装置包括被配置为在由第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动时生成交变磁场的多个线圈。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法。该方法包括至少生成第一信号、第二信号和第三信号，每个信号包括多个波脉冲中的至少一个相应波脉冲，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。该方法包括通过用第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动多个线圈中的每个线圈来生成交变磁场。

在一些其他实现中，一种非暂态计算机可读介质包括代码，代码在被执行时引起用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置至少生成第一信号、第二信号和第三信号，每个信号包括多个波脉冲中的至少一个相应波脉冲，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。代码在被执行时还引起该装置通过用第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动多个线圈中的每个线圈来生成交变磁场。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括用于至少生成第一信号、第二信号和第三信号的装置，每个信号包括多个波脉冲中的至少一个相应波脉冲，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。该装置包括用于通过用第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动来生成交变磁场的多个装置。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括多个感测线圈，每个感测线圈被配置为在包括同时出现的多个信标信号的交变磁场的影响下生成相应电压信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。该装置还包括被配置为基于来自多个感测线圈中的每个感测线圈的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的处理器。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法。该方法包括由多个感测线圈中的每个感测线圈在包括同时出现的多个信标信号的交变磁场的影响下生成相应电压信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。该方法包括基于来自多个感测线圈中的每个感测线圈的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置。

在一些其他实现中，一种非暂态计算机可读介质包括代码，代码在被执行时引起用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置通过多个感测线圈中的每个感测线圈在包括同时出现的多个信标信号的交变磁场的影响下生成相应电压信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。该方法包括基于来自多个感测线圈中的每个感测线圈的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括用于在包括同时出现的多个信标信号的交变磁场的影响下生成相应电压信号的多个装置，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。该装置还包括用于基于来自多个感测线圈中的每个感测线圈的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括被配置为至少生成第一信号、第二信号和第三信号驱动器电路，每个信号包括同时出现的多个信标信号中的相应信标信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。该装置包括被配置为在由第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动时生成交变磁场的多个线圈。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法。该方法包括至少生成第一信号、第二信号和第三信号，每个信号包括同时出现的多个信标信号中的相应信标信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。该方法包括通过用第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动多个线圈中的每个线圈来生成交变磁场。

在一些其他实现中，一种非暂态计算机可读介质包括代码，代码在被执行时引起用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置至少生成第一信号、第二信号和第三信号，每个信号包括同时出现的多个信标信号中的相应信标信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。代码在被执行时还引起该装置通过用第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动多个线圈中的每个线圈来生成交变磁场。

在一些其他实现中，提供了一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置。该装置包括用于至少生成第一信号、第二信号和第三信号的装置，每个信号包括同时出现的多个信标信号中的相应信标信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。该装置包括用于通过用第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动而生成交变磁场的多个装置。

附图说明

图1是根据一些实现的无线功率传输系统的功能框图。

图2是根据一些其他实现的无线功率传输系统的功能框图。

图3是根据一些实现的包括传输或接收耦合器的图2的传输电路或接收电路的一部分的示意图。

图4A示出了基于车辆的磁场传感器与安装在停车位中的基于地面的磁场发生器之间的位置关系，传感器的位置和旋转在发生器的坐标系中表示。

图4B示出了基于车辆的磁场传感器和安装在停车位中的基于地面的磁场发生器之间的位置关系，发生器的位置和旋转在传感器的坐标系中表示。

图4C示出了基于车辆的磁场发生器与安装在停车位中的基于地面的磁场传感器之间的位置关系，发生器的位置和旋转在传感器的坐标系中表示。

图4D示出了基于车辆的磁场发生器与安装在停车位中的基于地面的磁场传感器之间的位置关系，传感器的位置和旋转在发生器的坐标系中表示。

图5是包括可以用于定位和对准车辆的结构和停车场标记的停车场中的车辆的图示。

图6示出了根据一些实现的基于线环路的正交布置的3轴磁场发生器和3轴磁场传感器。

图7A示出了根据一些实现的用于在分频磁场复用中使用的多个频率。

图7B示出了根据一些实现的用于在时分磁场复用中使用的多个时隙。

图7C示出了根据一些其他实现的用于在时分磁场复用中使用的多个时隙。

图8示出了根据一些实现的磁场位置发现系统的框图。

图9示出了根据一些实现的由3轴发生器生成的磁场的磁矩以及在六个不同的轴上位置中的每个位置处的所得到的磁场矢量三元组。

图10A示出了根据一些实现的使用x-y示波器的磁性无线电罗盘。

图10B示出了根据一些实现的从参考信号获得绝对相位信息的磁性无线电罗盘。

图11A示出了根据一些实现的适于解析极性模糊的非正弦传输信号。

图11B示出了根据一些实现的适于向接收器提供同步信息的幅度调制的参考信号。

图12示出了根据一些实现的显示两个磁场矢量的定向的磁性无线电罗盘。

图13示出了根据一些实现的可以用补充同步信息解析的磁矢量极性的不同组合。

图14显示了根据一些实现的由2轴磁场发生器生成的磁场的场线和存在于4个轴上位置和4个离轴位置处的磁矢量对。

图15示出了根据一些实现的使用2轴发生器和仅相对相位同步的系统中的矢量极性模糊。

图16A和16B示出了根据一些实现的车辆停放场景，其示出了在使用2轴发生器和仅相对相位同步的系统中的位置和旋转模糊。

图17显示了根据一些实现的根据时间的双音调信号的相位差

图18示出了根据一些实现的磁场定位接收器的同步检测器的框图。

图19示出了根据一些实现的使用图18的同步检测器组的磁场定位接收器的一部分的框图。

图20A、20B和20C示出了根据一些实现的在接收器同步的不同阶段以及对于同步检测器的子组的不同输出的复数相量。

图21示出了根据一些实现的3轴磁场定位接收器的模拟前端(AFE)的框图。

图22示出了根据一些实现的用于3轴发生器或传感器的正交线圈布置。

图23示出了根据一些实现的频分4音调磁场传输方案。

图24示出了根据一些实现的包括同步序列和多音调传输的传输帧的调制波形。

图25示出了根据一些实现的在不同时隙期间传输的经调制的单载波波脉冲的序列。

图26示出了根据一些实现的由传输信道改变的在不同时隙期间接收的图25的波脉冲的序列。

图27示出了根据一些实现的以时分模式操作的磁场定位接收器的同步检测器的框图。

图28示出了根据一些实现的每个感测的磁场分量使用同步检测器的以时分模式操作的3分支磁场定位接收器的一部分的框图。

图29A和29B分别示出了根据一些实现的在相量旋转之前和之后由x分枝同步检测器在连续时隙中依次检测到的复数相量。

图30示出了根据一些实现的以码分模式操作的磁场定位接收器的相关检测器的框图。

图31示出了根据一些实现的每个磁场信标信号和每个感测的磁场分量使用相关检测器的以码分方式操作的3分支磁场定位接收器的一部分的框图。

图32A和32B分别示出了根据一些实现的在相量旋转之前和之后由x分枝同步检测器同时检测到的复数相量。

图33是描绘根据一些实现的用于确定无线功率传输器与无线功率接收器之间的位置的方法的流程图。

图34是描绘根据一些实现的用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法的流程图。

图35是描绘根据一些实现的用于确定无线功率传输器与无线功率接收器之间的位置的方法的流程图。

图36是描绘根据一些实现的用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法的流程图。

具体实施方式

在下面的具体实施方式中，参考形成本公开的一部分的附图。在具体实施方式、附图和权利要求书中描述的说明性实施并不表示限制。在不脱离本文中提出的主题的精神或范围的情况下，可以利用其他实现，并且可以做出其他改变。将容易理解，如本文中一般性地描述的以及在附图中示出的本公开的各方面可以以各种各样的不同配置进行布置、替换、组合和设计，所有这些都被明确设想并且形成本公开的一部分。

无线功率传输可以指的是在不使用物理电导体的情况下将与电场、磁场、电磁场等相关联的任何形式的能量从传输器传输到接收器(例如，功率可以通过自由空间传输)。输出到无线场(例如，磁场或电磁场)中的功率可以被“接收耦合器”接收、捕获或耦合以实现功率传输。

本文中使用的术语仅用于描述特定实现的目的，而不意图限制本公开。应当理解，如果意图具体数目的权利要求元素，则这样的意图将在权利要求中明确地叙述，并且在没有这样的叙述的情况下，不存在这样的意图。例如，如本文中使用的，除非上下文另外清楚地指出，否则单数形式“一(a)”、“一个(an)”和“该(the)”也旨在包括复数形式。如本文中使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关所列项目的任何和所有组合。将进一步理解，当在本说明书中使用时，术语“包括(comprises)”、“包含(comprising)”、“含有(includes)”和“具有(including)”规定所述特征、整体、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但是并不排除一个或多个其他特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或其组合的存在或增加。诸如“至少一个”等表达当在元素列表之前时修饰整个元素列表，而不修饰列表的个体元素。

图1是根据一些实现的无线功率传输系统100的功能框图。输入功率102可以从电源(未示出)提供给传输器104以经由传输耦合器114生成无线(例如，磁场或电磁场)场105以执行能量传输。当接收器108位于由传输器104产生的无线场105中时，接收器108可以接收功率。无线场105对应于由传输器104输出的能量可以被接收器108捕获的区域。接收器108可以耦合到无线场105并且生成输出功率110，用于由耦合到输出功率110的设备(在该图中未示出)存储或消耗。传输器104和接收器108都分开距离112。

在一个示例实现中，功率经由由传输耦合器114生成的时变磁场感应地传输。传输器104和接收器108可以进一步根据相互谐振关系来配置。当接收器108的谐振频率和传输器104的谐振频率基本相同或非常接近时，传输器104与接收器108之间的传输损耗最小。然而，即使当传输器104与接收器108之间的谐振不匹配时，能量可以被传递，但是效率可能降低。例如，当谐振不匹配时，效率可能会降低。通过将来自传输耦合器114的无线场105的能量耦合到驻留在无线场105附近的接收耦合器118，而不是将来自传输耦合器114的能量传播到自由空间中，来发生能量转移。谐振感应耦合技术因此可以允许在各种距离上和在各种感应耦合器配置下提高效率和功率传输。

在一些实现中，无线场105对应于传输器104的“近场”。近场可以对应于其中存在由于传输耦合器114中的电流和电荷而产生的最小化地将功率从传输耦合器114辐射出去的强烈的无功场(reactive field)的区域。近场可以对应于在传输耦合器114的大约一个波长(或其一部分)内的区域。有效的能量传输可以通过将无线场105中的大部分能量耦合到接收耦合器118而不是将电磁波中的大部分能量传播到远场来发生。当被定位在无线场105内时，可以在传输耦合器114与接收耦合器118之间建立“耦合模式”。

图2是根据一些其他实现的无线功率传输系统200的功能框图。系统200可以是具有与图1的系统100类似的操作和功能的无线功率传输系统。然而，与图1相比，系统200提供关于无线功率传输系统200的部件的附加细节。系统200包括传输器204和接收器208。传输器204包括传输电路206，传输电路206包括振荡器222、驱动器电路224以及滤波器和匹配电路226。振荡器222可以被配置为生成处于可以响应于频率控制信号223来被调节的期望频率的信号。振荡器222将振荡器信号提供给驱动器电路224。驱动器电路224可以被配置为基于输入电压信号(V_D)225以传输耦合器214的谐振频率驱动传输耦合器214。

滤波器和匹配电路226滤除谐波或其他不需要的频率，并且将传输电路206的阻抗与传输耦合器214相匹配。作为驱动传输耦合器214的结果，传输耦合器214生成无线场205以便以足以对电池236充电的电平无线地输出功率。

接收器208包括接收电路210，接收电路210包括匹配电路232和整流器电路234。匹配电路232可以将接收电路210的阻抗与接收耦合器218的阻抗相匹配。整流器电路234可以从交流(AC)功率输入生成直流(DC)功率输出以对电池236充电。接收器208和传输器204可以另外在单独的通信信道219(例如，蓝牙、Zigbee、蜂窝等)上通信。接收器208和传输器204可以替代地使用无线场205的特性经由带内信令进行通信。在一些实现中，接收器208可以被配置为确定由传输器204传输并且由接收器208接收的功率的量是否适合于对电池236充电。

图3是根据一些实现的图2的传输电路206或接收电路210的一部分的示意图。如图3所示，传输或接收电路350可以包括耦合器352。耦合器352也可以被称为或者被配置为“导体环路”、线圈、感应器或者“磁”耦合器。术语“耦合器”通常是指可以无线地输出或接收能量用于耦合到另一“耦合器”的部件。

环路或磁耦合器的谐振频率基于环路或磁耦合器的感应性和电容性。感应性可以简单地是由耦合器352产生的感应性，而电容性可以经由电容器(或者耦合器352的自电容性)被添加以便以期望的谐振频率处或者以由特定的操作标准设置或规定的固定频率创建谐振结构。作为非限制性示例，电容器354和电容器356可以被添加到传输或接收电路350以创建以谐振频率来选择信号358的谐振电路。对于使用呈现较大感应性的大直径耦合器的较大尺寸耦合器，产生谐振所需要的电容值可能较低。而且，随着耦合器的尺寸增加，耦合效率可能增加。在传输和接收耦合器的尺寸增加的情况下尤其如此。对于传输耦合器，以基本对应于耦合器352的谐振频率的频率振荡的信号358可以是耦合器352的输入。在一些实现中，用于感应功率传输的频率可以在20kHz至150kHz的范围内。

为了保持必要的效率阈值和符合监管标准，电动车辆在千瓦范围内的感应充电需要相对紧密的耦合；功率传输越高，保持EMI水平符合监管标准的耦合要求越紧密。例如，在典型地在70-150mm范围内的气隙上从基于地面的充电单元到基于车辆的充电单元的3kW的感应功率传输(IPT)可以容忍高达大约150mm的对准误差，这取决于所使用的耦合器的技术和设计。对于以20kW感应地传输能量的系统，可容忍的对准误差可以小于50mm，这需要相当高的停车精度。

停车辅助系统可以潜在地有助于克服这种对准问题，从而增加便利性和用户体验。对位置关键的电动车辆充电来说尤其如此。将辅助驾驶员可靠地将电动车辆停放在耦合器系统的所谓的“最佳位置(sweet spot)”内的系统通常可以称为引导和对准系统。“最佳位置”可以定义基于车辆的IPT耦合器与基于地面的IPT耦合器之间的对准区域，其中耦合效率高于特定最小值。这样的“最佳位置”也可以根据排放来定义，例如，如果电动车辆停放在这个“最佳位置”，则在围绕车辆的区域中测量的磁场泄漏可以低于监管限制，例如用于电动力(EMF)或电磁干扰(EMI)暴露的ICNIRP限制。

在最小解决方案中，系统可以简单地指示车辆是否已经停放在这样的“最佳位置”内。即使在非常容忍对准误差的IPT技术的情况下，也可能总是需要这样做。

作为本申请的主题的更复杂的系统确定车辆参考点相对于基准参考点的位置。该位置数据可以被转换为视觉和/或声学引导和对准信息，以辅助电动车辆的驾驶员将车辆可靠地停放在充电系统的“最佳位置”内，以避免失败的对准尝试。驾驶员可以使用该反馈来实时朝向充电点校正轨迹，并且将车辆停在“最佳位置”内。这样的引导信息对于具有小的对准容限的IPT系统或者在使得停车充电困难的条件下特别有用(例如，夜间或积雪停车场)。在先进而又更复杂的系统中，位置信息可以用于自动停放车辆，而不需要或者只有最少量的驾驶员介入(由电线驱动)。

这种电动车辆的“引导”和“对准”两者可以依赖于具有在电动车辆上的部件和安装在停车场(例如，基础设施)中的部件的本地定位系统。本文中公开的用于定位的系统、设备和方法基于生成和感测低频磁场，该低频磁场可以由基座充电单元或者由车辆充电单元以优选地低于150kHz的频率生成。本文中公开的这种方法被称为磁矢量化，并且可以用于在距离低频磁场源0到5米之间的距离范围处进行定位。

对准和特别引导可以至少基于确定车辆相对于充电基座的准确位置。这种定位(positioning)或定位化(localization)可能有几种技术方法。这些方法可以基于使用相机的光学或红外方法、适当的道路标记和/或激光扫描仪、使用加速度计和/或陀螺仪的惯性系统、测量传播时间和执行声波(超声波)或电磁波(例如，微波)的三角测量、和/或感测可以由基座充电单元、车辆充电单元或通过其他外部设备生成的近磁场。

定位/定位化方法应当在以下情况下都可靠地工作：在室内(无GPS接收)和户外的汽车环境中经历的基本上所有条件下，在不同季节性天气条件下(雪、冰、水、树叶)，在一天中的不同时间(阳光照射、黑暗)，在信号源和传感器污染(污垢、泥土、灰尘等)的情况下，在不同的地面特性(沥青、钢筋混凝土)的情况下，和/或在存在车辆和其他反射或线路视线遮挡物(例如，本车的车轮、停泊在附近的车辆等)的情况下。此外，为了最小化基础设施安装复杂性和成本，允许将所有系统部件完全集成到基座充电单元和/或车辆充电单元中并且不需要在这些单元外部安装附加部件(例如，信号源、天线等)的方法是期望的。考虑到以上所有方面，已经发现感测近磁场尤其有希望用于在停车场内和周围区域内的对准和引导。

为了定位而感测磁场的基本方法假定充电基座或车辆中的至少一个生成可以由传感器系统感测的交变磁场，传感器系统可以分别集成到车辆充电单元或者内置在充电基座中。在一些实现中，感测磁场的频率可以与IPT系统的操作频率基本相同。在一些其他实现中，感测磁场的频率可以不同于IPT频率，但是足够低以使得感测(例如，定位)发生在感测磁场的所谓的近场(例如，在其波长的～15.9％或1/2π内)。合适的频率可以处于低频(LF)频带(例如，在120-140kHz的范围内)，然而，也可以使用在高频(HF)频带中的频率(例如，在6.78MHz或13.56MHz的ISM频带)。另外，在一些实现中，感测磁场可以使用与用于IPT的相同的线圈或相同的线圈布置(例如，图2的传输耦合器274或图3的传输耦合器352)来生成。然而，为了更高的精度和更宽的适用性，专门用于定位的目的而使用一个或多个单独的线圈可能是有利的。

在提出简单、低成本的解决方案的一些实现中，仅确定表示生成感测磁场的一个或多个线圈与接收所生成的感测磁场的一个或多个感测线圈之间的耦合强度的对准得分，但是系统可能无法向电动车辆的驾驶员提供任何更多的信息(例如，实际的对准误差和/或在失败的对准尝试的情况下驾驶员应当如何校正)。在这种低复杂性的解决方案中，感测磁场可以由基本单元的一个或多个初级IPT线圈生成，并且对准得分通过使用也可以用于控制和监测IPT系统的电流/电压换能器测量例如车辆的次级线圈短路电流或开路电压来确定。在这种低复杂度的解决方案中，对准模式中所需要的一个或多个初级线圈的初级电流可能低于在常规IPT操作期间的初级电流。然而，所生成的磁场和/或电场可能仍然太高而不能满足适用的监管限制，例如人类暴露标准或OEM规定的限制。如果在车辆已经完全停放在充电基座的一个或多个初级线圈上方之前激活对准模式，则可能尤其是这样。

在一些其他更复杂的实现中，磁场感测可以提供可以用于辅助驾驶员将车辆准确地停放在“最佳”位置内的在延伸范围上的位置信息。这样的系统可能需要专用的有功场(active field)传感器，这些传感器是频率选择性的并且比用于无线地传输功率的普通电流或电压换能器的灵敏度高得多。此外，这种系统有可能在所有情况下在符合人体暴露标准的较低的磁场和电场水平下工作。

通过利用用于生成磁场的一个或多个专用线圈，其他甚至更复杂的实现可以提供更高的定位精度和更宽的适用性。这些发生器线圈可以被布置和配置用于生成可以被用来解决位置模糊问题的更复杂的磁场模式，如将在下面更详细描述的。感测近磁场也可以应用于在延伸区域中(例如，停车场内)的停车位之外进行定位。在这样的实现中，磁场源可以是道路嵌入的，例如在进入通路中。这种设计也可以用于动态的道路供电和充电系统。

基于感测交变(正弦)磁场的准静态磁场(近场)定位技术的一个难点在于需要磁场发生器与磁场传感器之间的同步。没有任何同步信息导致信号极性(180°相位)模糊问题，并且因此导致位置模糊。180°相位模糊是磁性无线电罗盘的问题，磁性无线电罗盘已经用于无线电方向发现，例如在航海和航空导航系统中。在用于感应充电目的的电动车辆的引导和对准的基于磁场的车辆定位系统中，这也是一个问题。

本申请主要涉及磁矢量极性问题，并且涉及用于在使用多轴磁场发生器和多轴磁场传感器的定位系统中实现磁场传输器与接收器之间的必要同步的方法和系统。本文中的一些实现假定用于在不同轴上传输磁性信标信号的多音调方案(FDM)。FDM背后的理由是低复杂度、频谱高效、对干扰的稳健性和高动态范围，以应对通常在近磁场传输中遇到的“近远”效应。

车辆充电的3轴或2轴发生器/3轴传感器位置发现问题仅需要知道FDM传输的音调之间的相对信号(矢量)极性以及因此的相对相位同步。与绝对相位相反，通过使用窄带调制信号或通过在发生器轴中的至少一个中使用双音调传输以非常简单的方式可以在带内实现相对相位同步。

优选地，该双音调的音调间隔等于在其他轴上传输的音调的频率间隔，从而导致在相邻音调频率之间具有相等间隔的FDM传输方案。在接收器中，这些音调和从其他定位传输器发出的音调可以使用具有高旁瓣并且因此具有高串扰和相邻信道衰减的快速傅里叶变换技术进行分离。

图4A、图4B、图4C、图4D示出了使用基于地面的坐标系和基于车辆的坐标系之一在充电基座(例如，基座垫)402与车辆充电单元(例如，车辆垫)404之间的不同位置关系。图4A、图4B、图4C、图4D假定磁矢量化(MV)场发生器和MV场传感器在以下位置中与车辆406的基座垫402和车辆垫404中的IPT耦合器集成在一起，该位置使得相应的IPT耦合器和MV发生器的磁性中心重合。此外，图4A、图4B、图4C、图4D假定基座IPT耦合器和车辆IPT耦合器的任何磁场偏振轴分别与MV场发生器和MV场传感器的任何轴相同地定向，使得从MV场发生器和MV场传感器中的每个的角度来看，单个坐标系需要定义基座IPT耦合器与车辆IPT耦合器之间的位置关系。而且，图4A、图4B、图4C、图4D假定基于地面的坐标系的轴平行于停车位轮廓定向，如图4A-4D中通过停车位标记所示，并且假定基于车辆的坐标系轴平行于车辆的对称轴定向。

为了简单和清楚起见已经做出了上述假定，并且不应当将其解释为要求或者排除其他配置和布置。例如，IPT耦合器的坐标系可以与MV发生器和传感器的坐标系在位置和定向方面不同。坐标系也可以不同于由停车位和/或车辆几何图形定义的任何对称轴。在这样的实现中，应当定义不同坐标系之间的附加位置关系。

对于图4A、图4B、图4C、图4D，IPT耦合器的磁性中心可以被定义为基座IPT耦合器(例如，图2的传输耦合器214)中的第一点和车辆IPT耦合器(例如，图2的接收耦合器218)中的第二点，其中当IPT耦合对于车辆406的任何旋转量处于最大值时(这在由IPT耦合器类型指定的限制内)，第一点和第二点彼此具有基本上为零的水平(例如，x或y轴)偏移。对于“极化的”IPT耦合器，IPT耦合器的磁性中心的这种定义可以保持车辆的旋转被限制在大约±30°和/或150°-210°以内。通常，特定IPT耦合器的磁性中心大致位于由该特定IPT耦合器生成的磁场的对称轴上。

类似地，MV场发生器和MV场传感器的磁性中心可以被定义为发生器中的第一点和传感器中的第二点，其中当定位系统确定对于传感器的任何方位旋转已经达到第一点和第二点之间的基本上为零的相对水平偏移时，第一点和第二点彼此具有基本上为零的水平偏移。

如图4A、图4B、图4C、图4D所示，x轴和y轴始终指的是从MV场传感器的角度来看的坐标系，而x'轴和y'轴始终指的是从MV场发生器的角度来看的坐标系。无论MV场传感器是位于基座垫(参见图4C和4D)中还是位于车辆垫(参见图4A和4B)中，情况都是如此。z轴和z'轴分别没有在图4A、图4B、图4C、图4D中被示出，但是假定被指向天空(例如，天顶)，由此定义“右手”或“正”坐标系。这些坐标系将在整个申请中被引用。

图4A、图4B示出了根据一些实现的基于地面的发生器和车载传感器之间的位置关系。在图4A中，传感器的位置和旋转在发生器坐标中由位置矢量

表示，其中O'和P'分别表示发生器和传感器的磁性中心点，并且其中P'在发生器坐标系中表示，其原点为O'。传感器坐标系相对于发生器坐标系的旋转(例如，传感器坐标系的x轴与发生器坐标系的x'轴之间的相交角)由从x'轴测量的旋转角ψ′来定义。使用极坐标，传感器的位置和旋转可以分别由从x'轴测量的方位角α′、距离ρ′(r′的长度)和ψ′来定义，如相对于发生器的坐标系定义的。

在图4B中，发生器的位置和旋转在传感器坐标中由位置矢量

表示，其中，O和P分别表示传感器和发生器的磁性中心点，并且其中P在传感器的坐标系中表示，其原点在O。发生器坐标系相对于传感器坐标系的旋转(例如，发生器坐标系的x'轴与传感器坐标系的x轴之间的相交角)由从x轴测量的旋转角ψ来定义。使用极坐标，发生器的位置和旋转可以分别由从x轴测量的方位角α、距离ρ(r的长度)和ψ来定义，如相对于传感器坐标系定义的。

图4C和图4D示出了根据一些实现的车载发生器与基于地面的传感器之间的位置关系。在图4C中，发生器的位置和旋转在传感器坐标中由位置矢量

表示，其中O和P分别表示传感器和发生器的磁性中心点，并且其中P在传感器的坐标系中表示，其原点在O。发生器坐标系相对于传感器坐标系的旋转(例如，发生器的坐标系的x'轴与传感器的坐标系的x轴之间的相交角)由从x轴测量的旋转角ψ来定义。使用极坐标，发生器的位置和旋转可以分别由从x轴测量的方位角α、距离ρ(r的长度)和ψ来定义，如相对于传感器的坐标系定义的。

在图4D中，传感器的位置和旋转在发生器坐标中由位置矢量

表示，其中O'和P'分别表示发生器和传感器的磁性中心点，并且其中P'在发生器的坐标系中表示，其原点在O'。传感器坐标系相对于发生器坐标系的旋转(例如，传感器坐标系的x轴与发生器坐标系的x'轴之间的相交角)由从x'轴测量的旋转角ψ′来定义。使用极坐标，传感器的位置和旋转可以分别由从x'轴测量的方位角α′、距离ρ′(r′的长度)和ψ′来定义，如相对于发生器的坐标系定义的。

在一些引导和对准实现中，发生器和传感器之间的位置关系包括位置矢量(例如，r)，但是排除旋转角(例如，ψ)。这个部分地定义的位置关系可以应用于例如其中驾驶员使用正确停车所需要的其他信息来将车辆406对准停车位系的系统中，例如通过使用道路标记、草地边缘、路缘石等来，如图5所示。

在一些其他引导和对准实现中，位置关系排除车辆的停放感测(例如，前进或倒退停车)。这个部分地定义的位置关系可以应用于其中车辆的停车感测不重要的系统中(例如，因为基座和车辆IPT耦合器是中心安装的)，或者如果停车感觉重要，则驾驶员使用其他信息来在正确的意义上停放车辆，例如来自标识、符号、标准安装规则的知识等。

图6示出了根据一些实现的基于线圈602、604、606、612、614、616的正交布置的3轴磁场发生器和3轴磁场传感器。线圈602、604、606、612、614、616可以是具有或不具有磁芯的多圈线环路。发生器线圈602、604、606被布置为彼此正交并且被配置为由相应的电流I_x'、I_y'和I_z'驱动以生成在正交方向上具有磁矩的磁场，例如在先前结合图4A-4D描述的相同的发生器坐标系的x'、y'和z'轴上。对于感测线圈612、614、616正是如此。如果由相应的电流驱动，则它们将在正交方向上生成磁矩，例如可以相对于发生器坐标系被任意地旋转的传感器坐标系的x、y和z轴上，如先前结合图4A-4D所述。在一些实现中，电流I_x'、I_y'和I_z'的振荡频率可以足够低，使得由发生器线圈602、604、606生成的磁场的波长远大于将发生器与传感器分开的距离。而且，发生器线圈602、604、606以及感测线圈612、614、616在每个被缠绕的平面中的尺寸远小于将发生器与传感器分开的距离。然而，在操作中，来自由发生器线圈602、604、606生成的磁场的磁通量可以流过感测线圈612、614、616(例如，第一感测线圈612、第二感测线圈614和第三感测线圈616)并且跨感测线圈612、614、616中的每个感测线圈的端子生成相应的电压。对于数学处理，这些电压分量可以被写为三维矢量的三元组：

(1)

其中V_x′、V_y′、V_z′分别表示由x'、y'和z'发生器线圈602、604、606生成的场所产生的电压矢量。

在x'、y'和z'方向上生成三个磁矩的线圈电流I_x'、I_y'、I_z'也可以以矢量形式表示为：

(2)

假定电流I_x'、I_y'和I_z'在所有三个正交方向上生成强度相等的磁矩，可以假定等式(3)

(3)I_x′＝I_y′＝I_z′＝I

图7A示出了根据一些实现的用于分频磁场复用的多个频率700。如图7A所示，为了区分由发生器线圈602、604、606中的每个生成的磁场分量，发生器线圈602、604、606中的每个可以利用以相应频率f_x'、f_y'和f_z'振荡的电流同时被驱动。在一些实现中，f_x'、f_y'和f_z'可以在频率上相等地间隔。

图7B示出了根据一些实现的用于时分磁场复用的多个时隙750。时分复用方案(TDM)可以用于生成不同轴方向上具有磁矩的磁场信标信号。与频分复用(FDM)相反，磁场信标信号可以在不同的时隙中以重复的方式顺序地生成和传输。在一些实现中，发生器线圈602、604、606中的每个在相应的时隙期间顺序地被驱动。例如，时隙712a、712b、712c可以是在其期间发生器线圈602(例如，x'线圈)被驱动的时隙，时隙714a、714b、714c可以是在其期间发生器线圈604(例如，y'线圈)被驱动的时隙，并且时隙716a、716b、716c可以是在其期间发生器线圈606(例如，z'线圈)被驱动的时隙。重复周期的一组时隙(例如，对于3轴发生器的分别表示为t_x'、t_y'和t_z'的时隙712a、714a、716a)可以被称为帧。在一些实现中，帧持续时间可以对应于磁场定位系统的位置数据更新周期，例如200ms(每秒5个位置更新)。磁场定位接收器的帧同步可以通过例如不时地带内传输诸如伪随机序列等同步信号(参见图24)，临时省略了普通信标信号传输，或者使用不同载体进行带外传输。

替代地，为了帧同步的目的，可以向每一帧添加附加时隙。在三轴发生器系统的一些实现中，如图7C所示，在两个时隙中传输x'、y'和z'磁场信号中的至少一个。图7C图示了根据一些其他实现的用于在时分磁场复用中使用的多个时隙780。例如，时隙782a、782b、784a、784b可以是在其期间发生器线圈602(例如，x'线圈)被驱动的时隙，时隙786a、786b可以是在其间发生器线圈604(例如，y'线圈)被驱动的时隙，并且时隙788a、788b可以是在其间发生器线圈606(例如，z'线圈)被驱动的时隙。在时隙782a、782b(例如，t_x′a)中传输的信号可以用于标记每个帧的开始。该信号可以不同于在其他时隙中传输的信号，以便接收器可以将该信号识别为帧的开始，即使该信号以某种方式被传输信道改变。

在一些其他实现中，可以利用某种其他复用格式，其允许分离被感应到三个感测线圈612、614、616中的每个(例如，分别为x、y和z线圈)中的电压分量。可以使用其他复用格式：码分复用(CDM)、跳频、扫频、正交频分复用(OFDM)等。

图8示出了根据一些实现的磁场位置发现系统800的框图。系统800包括被配置为用相应的电流信号驱动发生器线圈602、604、606中的每个的三轴发生器802。系统800另外包括被配置为从感测线圈612、614、616接收多个电压信号的3轴传感器804，其中电压信号通过由发生器线圈602、604、606穿过感测线圈612、614、616而生成的磁通量在感测线圈612、614、616中被感应。

如图8所示，使用3轴发生器802和3轴传感器804，例如，可以从整个三维空间中的发生器的坐标系直到由系统的性能特征限制的半径来确定到传感器的双模糊位置和非模糊方向。然而，这种双模糊不能使用感测的磁场分量中可用的信息来进一步解析。

这个双模糊问题在图9中通过示例来说明。图9示出了根据一些实现的由3轴发生器(例如，如图8中所示的)生成的磁场的磁矩m_x'、m_y'、m_z'以及在六个不同的轴上位置A'、B'、C'、D'、E'、F'中的每个处的所得到的磁场矢量三元组(H_x′、H_y′、H_z′)。磁矩矢量m_x'、m_y'、m_z'被示出在发生器坐标系的原点O′＝(0，0，0)处，并且所得到的磁场矢量三元组H_x′、H_y′、H_z′在六个等距离的轴上点处：A′＝(ρ，0，0)，B′＝(0，ρ，0)，C′＝(-ρ，0，0)，D′＝(0，-ρ，0)，E′＝(0，0，ρ)，F′＝(0，0，-ρ)。在这六个轴上点中的每个处，矢量三元组包括由轴上矩产生的径向方向上的矢量(例如，对于点A'的H_x′)和在与径向方向相切的方向上的由指向垂直方向的另外两个磁矩产生的另外两个矢量(例如，对于点A'的H_y′、H_z′)。可以看出，模糊位置总是包括两个完全相反的(对跖)位置，其可以使用下面的等式(4)中的位置矢量在数学上表达：

(4)r′₁＝-r′₂

可以看出，等式(4)对于任何离轴位置(图9中未示出)也成立。对于每个对跖点对，存在唯一的矢量三元组，该矢量三元组可以根据H场矢量H_x′、H_y′、H_z′或者假定感测线圈612、614和616正交放置时在感测线圈612、614、616中感应的电压矢量V_x′、V_y′、V_z′来表示。矢量三元组形成由六个量定义的四面体，六个量例如可以表示为标量(点)积的三个电压矢量幅度|V_x′|＝V_x′·V_x′、|V_y′|＝V_y′·V_y′、|V_z′|＝V_z′·V_z′以及从三个标量乘积获得的三个电压矢量之间的三个角度V_x′·V_y′、V_x′·V_z′、V_y′·V_z′。

显而易见，这6个量以及因此四面体的形状对于三轴传感器的任何旋转都是不变的。因此，可以基于传感器的任何旋转的6个量来确定对跖位置对。单独的三个矢量幅度|V_x′|、|V_y′|、|V_z′|可以在每个八分圆中提供具有一个解的模糊位置，并且这些位置模糊中的六个可以通过使用三个标量乘积中的任何两个的符号来解析，如表1所示。

八分圆	x'	y'	z'	V<sub>x′</sub>·V<sub>y′</sub>	V<sub>x′</sub>·V<sub>y′</sub>	V<sub>x′</sub>·V<sub>y′</sub>
							1	+	+	+	+	+	+
2	-	+	+	-	+	-
							3	-	-	+	+	-	-
4	+	-	+	-	-	+
							5	+	+	-	+	-	-
6	-	+	-	-	-	+
							7	-	-	-	+	+	+
8	+	-	-	-	+	-

表1

例如，如果V_x′·V_y′和V_x′·V_z′的符号和都是正的，则传感器位于八分圆1或八分圆7中。从表1可以容易地看出，第三标量乘积(在表1的示例中的V_y′·V_z′)不带来更多的信息，因此是多余的。然而，在电压矢量由于噪声而损坏的情况下，它可以用于改善位置估计。

可以通过使用传感器相对于发生器的位置的物理限制来消除残余双模糊。这种物理限制可以是z′＞0，表示系统被配置为仅返回传感器位于z′＞0半空间中的确定。在这样的实现中，除了x'-y'平面上或附近的z'实际上为零的位置之外的任何位置可以主要地明确地确定。

从图9中可以容易地看出，3轴发生器和3轴传感器定位系统的残余双模糊不能通过限制传感器的方向(旋转)来解析，例如，

θ′＝0、ψ′＝0其中

θ′和ψ′分别表示传感器相对于发生器系的翻滚、俯仰和方位(偏航)旋转角。

此外，与用理想磁偶极子获得的图案相比，在用于车辆定位的真实磁矢量系统中获得的磁矢量化场图案可能显著失真。如果发生器线圈602、604、606和/或感测线圈612、614、616的尺寸与它们之间的距离相似，则可以发生磁矢量场图案的这种失真。车辆金属底盘(车身底部结构)、导电地(例如，钢筋混凝土地面)以及可能位于发生器与传感器之间的路径中的任何其他大型金属结构的存在也可能使磁偶极子场失真。然而，在实际环境中的实际测试已经表明，基本场特性(场拓扑)类似于偶极子场，并且本文中公开和讨论的位置模糊和分辨率的一般发现也适用于真实矢量场。然而，还需要特殊的位置和方向发现方法和算法来应对实际环境的场失真。

与基于感测交变磁场的准静态磁场(例如，近场)定位技术相关联的一个困难是对磁场发生器与磁场传感器之间的同步的要求。没有任何同步信息可能导致信号极性模糊问题。虽然在某些情况下是相关的，但是这个极性模糊问题不应当与上述位置模糊混淆。

幅度、定向和感测(极性)可以归因于矢量。两个矢量a和b可以具有相等的长度、相同的定向，但是具有相反的感测(极性)，例如a＝-b。定向和感测一起定义矢量的方向。在没有补充同步信息的情况下，可能无法确定与生成磁场的磁矩的极性正确相关的感测的磁场矢量的极性，例如，如图9所示。极性模糊尤其是基本上未调制的或窄带调制的正弦(谐波)载波信号的磁场传输的问题。对于正弦载波信号，极性模糊可以被称为180°相位模糊。

180°相位模糊是与已经用于无线电方向发现的磁性无线电罗盘相关联的一个问题，例如在航海和航空导航系统中。图10A示出了根据一些实现的使用x-y示波器的磁性无线电罗盘1000。无线电罗盘使用示波器显示方位(bearing)信息。“旧”无线电罗盘的概念本文中仅出于说明的目的而被使用和描述。图10A示出了在x和y感测线圈(例如，感测线圈612、614)中感应和接收的正弦电压信号v_x(t)和v_y(t)，其可以根据等式(5)和(6)来表示。

(5)v_x(t)＝V_xsin(ωt+δ_x)

(6)v_y(t)＝V_ysin(ωt+δ_y)

正弦电压信号v_x(t)和v_y(t)连接到示波器的x和y信道，使得它们分别在x方向和y方向上偏转屏幕上的光点。V_x和V_y分别表示x和y分量的峰值幅度，它们通常彼此不同并且与感测线圈612、614的位置处的磁场的x和y分量的幅度成比例，假定在感测线圈的区域上的均匀的场分布。

在示波器的屏幕上移位并且由人眼感知的图形是椭圆。椭圆由具有相同的角频率ω但是一般不同的相位角(δ_x≠δ_y)的两个偏转信号v_x(t)和v_y(t)的组合作用生成。这个椭圆也被称为李沙育(Lissajous)图，并且由参数方程组(诸如等式(5)和(6)中给出的方程组)得到。对于完美的感测电路和示波器，相位角相等(δ_x＝δ_y)，并且椭圆坍缩成一条直线段。椭圆的长轴指示磁场矢量的定向，假定感测线圈的端子和示波器的输入以正确的顺序连接。更确切地，椭圆的长轴指示磁场矢量在传感器坐标系的x,y平面上的投影，假定3D矢量也具有z分量。然而，与感测地球静磁场的古典罗盘相反，无线电罗盘无法揭示磁场矢量的极性，并且因此无法确定其方向。二维(2D)磁性无线电罗盘概念可以使用xyz示波器(图10A中未示出)并且通过附加地显示可以由以下等式(7)定义的z分量而扩展到3D无线电罗盘概念：

(7)v_z(t)＝V_zsin(ωt+δ_z)

这样的3D无线电罗盘现在将显示其长轴指示磁场矢量的定向的旋转椭圆体的图像。再次，可以为理想情况假定δ_x＝δ_y＝δ_z，使得椭圆体变成具有分别表示在传感器的坐标系中的磁场矢量幅度和方向的一定长度和定向的线段。而且，除非传感器接收到外部同步信息，例如，信号有效以读取极性的时刻、相位值或半周期，否则不能确定磁场矢量的极性。

图10B示出了根据一些实现的从参考信号获得绝对相位信息的磁性无线电罗盘1050。理论上，正弦时间同步参考信号v_ref(t)可以通过其相位不受传感器坐标系的位置和旋转影响的单独信道来传输。在参考信号的幅度例如为正值的特定时刻标记(或测量)v_x(t)和v_y(t)，如由图10B中的虚线和v_x(t)和v_y(t)的波形上的相关联的圆所示，将揭示真正的极性并且因此揭示磁场矢量的方向。

在一些其他实现中，可以使用磁场波形来实现稳健的带内同步，对于任何时间偏移并且如果被噪声损坏都容易地将该磁场波形的感应电压波形(相对于时间的导数)与其反转副本区分开来。对于任何时间偏移，可以通过相关系数(例如，<0.5)客观地量化容易区分。图11A示出了根据一些实现的适于解析极性模糊的非正弦传输信号1100。使用这样的信号1100(或对于任何时间偏移具有与其相反的副本相似的低相关系数的波形)可以允许系统解析信号的极性，而不管传感器的位置、旋转或暴露于噪声。然而，具有这种性质的波形是非正弦曲线，其在只有有限的可用于磁矢量化的频谱(例如，120-140kHz)的情况下可能看起来是不利的，因为这样的非正弦信号固有地包括在宽的谐波频率范围中的不可忽略的信号能量。

在其他实现中，磁场传输可以是正弦的，但是在明显高于磁场频率的载波频率处的补充带外参考信号被传输。图11B示出了根据一些实现的适于向接收器提供同步信息的幅度调制参考信号1150。该参考信号1150可以是关于频率和相位具有等于正弦磁场传输的波形的幅度调制(AM)。本领域技术人员将理解，AM信号包络在很大程度上不受典型的信号传播效应以及天线的位置和定向的影响。接收器因此可以使用简单的包络检测来获得所需要的同步信息。然而，对于需要附加的硬件和天线的经调制的带外参考信号的需要可能关于系统复杂性、成本和对附加频谱的需求看起来是不利的。而且，可用的标准RF数据通信可能不适合于此目的。

分析3轴发生器/3轴传感器问题，已经发现，需要三个电压矢量V_x′、V_y′、V_z′之间的相对极性仅仅是为了解析主要可解析的模糊。如上表1所示，双向模糊位置可以由三个矢量幅度|V_x′|、|V_y′|、|V_z′|以及两个矢量对的标量乘积的符号来确定。虽然幅度既不取决于传感器的旋转也不取决于矢量的极性，但是标量乘积的符号取决于这些。更确切地，它们取决于矢量V_x′和V_y′的相对极性。例如，如果一个矢量的极性改变(-)V_x′·V_y′，则标量乘积的符号例如V_x′·V_y′将改变，例如。然而，如果两个矢量的极性都改变，例如(-)V_x′·(-)V_y′，则它将不会改变。因此，对于使用正弦传输的3轴发生器/3轴传感器系统，接收器仅需要关于x'、y'和z'磁场信号之间的相对相位的信息(例如，相位是相对于彼此而不是他们的绝对相位)。绝对相位信息可能不需要。然而这并不排除其中使用绝对相位信息的实现，例如以在存在噪声的情况下改善位置估计。

假定建立三个信号之间的相对相位关系，翻转所有信号的极性(例如，如对于180°绝对相位模糊将存在的)将导致相同的位置估计。同时改变所有的信号极性可以被看作是镜像整个矢量三元组以形成镜像四面体。可以看出，在3D空间中不存在位置对，其中在第一位置处产生的矢量三元组是在第二位置处的矢量三元组的镜像版本。而且，镜像矢量三元组不能由传感器围绕任何轴的任何旋转来产生。这类似于不能通过旋转变到左手3D系的右手3D坐标系。然而，对于2轴发生器/3轴传感器系统可能不一定总是如此，如下所述。

相对和绝对相位(极性)同步之间的差异可以使用如图12所示的“旧”无线电罗盘的概念来说明。图12示出了根据一些实现的显示两个磁场矢量的定向的磁性无线电罗盘1200。与图10A所示的无线电罗盘相反，图12的无线电罗盘使用连接到具有四个输出的模拟电路的四信道示波器。模拟电路分离和放大分别通过例如在不同频率处生成的x'和y'磁场而被感应到x感测线圈(例如，线圈612)中的电压信号v_x′，x(t)和v_y′，x(t)。类似地，该模拟电路分离和放大分别通过x'和y'磁场感应到y感测线圈(例如，线圈614)中的电压信号v_x′，y(t)和v_y′，y(t)。四信道示波器被配置为使得信号v_x′，x(t)和v_y′，x(t)沿着x方向并且信号v_x′，y(t)和v_y′，y(t)沿着y方向偏转光点。如果连线正确，则由人眼所感知的显示图形分别指示x'和y'磁场矢量的定向，并且更精确地指示它们向x,y平面上的投影，因为忽略了z分量。

在没有任何补充同步信息的情况下，2信号无线电罗盘1200不能够指示两个矢量中的任一个的方向(极性)。由于每个矢量具有模糊的极性，所以存在四个可能的方向组合，如图13所示。图13示出根据一些实现的可以用补充同步信息来解析的磁矢量极性的不同组合1300。图13示出了情况A、情况B、情况C和情况D，并且使用圆圈来标记前面结合图13描述的两个矢量的头部。为无线电罗盘1200提供绝对相位信息，在情况A-D中的每种下示出的李沙育图将以可以区分所有四种情况的方式被标记。然而，例如，仅提供相对相位信息仍将允许情况A与情况B和D区分，但是不与情况C区分。换言之，相对相位信息允许那些具有锐角

的矢量对与那些在矢量之间具有钝角

的矢量对进行区分。矢量理论认为，锐角和钝角分别相当于正的标量乘积和负的标量乘积。标量乘积的符号以及因此的相对相位(极性)信息分别足以解析第一位置处和第二位置处的矢量之间的锐角与钝角之间的模糊位置。

如下面将要讨论的，不同的同步要求可以应用于2轴发生器/2轴传感器或者3轴发生器/2轴传感器系统。在这样的配置中，绝对相位的知识可以帮助解析模糊，这将被显示用于无线充电的车辆定位的应用。图14显示了根据一些实现的由具有磁矩m_x′和m_y′的2轴磁场发生器生成的磁场1400的场线。图14还显示了存在于4个轴上位置和4个离轴位置的磁矢量对。所示的场模式指的是与x'-y'平面平行并且被偏移高度z′₀＞0的切割平面。在车辆定位的一些使用情况下，x'-y'平面可以被认为是地面(或地面)以及车载传感器所位于的并且其在其中移动的水平面z′₀处的偏移平面。磁矩m_x′和m_y′可以分别指代被集成到基座垫中的x'和y'发生器线圈602、604的磁矩。

图14还分别示出了x'、y'磁场的磁场矢量H_x′和H_y′的水平(x'、y')分量以及在8个所选择的点处的两个矢量之间的角度

带圆圈的±符号指示与x'-y'平面垂直的矢量的z'分量的符号。+符号指示延伸出页面前面的z'分量，而-符号指示延伸出页面后面的z'分量。所选择的8个点包括距离原点O′相等距离的被表示为A'、B'、C'、D'的四个轴上点以及距离原点O′相等距离并且成对对跖(例如，完全相反)的四个离轴点E'、F'、G'、H'。如在图14中可以看到的，轴上点处的矢量对形成角度

而离轴点处的矢量对成对地示出锐角或钝角(例如，分别小于90°和大于90°)。对于车辆应用，通常只有三个运动自由度：x'-y'位置和方位(偏航)旋转角ψ′，因此传感器坐标系的下面的物理限制可以适用：

其中

和

分别指代车辆的翻滚角和俯仰角，其可以被认为基本上为零。

通过检查图14，可以发现，假定上述物理限制适用，则可以使用2轴发生器/3轴传感器系统来确定明确的位置。非对跖矢量对可以通过矢量的幅度|H_x′|、|H_y′|和/或角度

来区分，而水平分量相同的对跖矢量对(例如，H_x′和H_y′)可以通过它们的垂直(z')分量来区分。还可以发现，假定可以例如基于绝对相位信息确定矢量的真实方向(极性)，可以区分传感器相对于发生器的任何方位角旋转ψ′。可以发现，如果由于z'分量而以任何方位角ψ′旋转，则没有矢量对匹配另一矢量对。

图15示出了根据一些实现的使用2轴发生器和仅相对相位同步的系统1500中的矢量极性模糊。在图15中，矢量极性是模糊的，如双向箭头在相反方向上所示。使用这种表示，变得明显的是，在被旋转ψ′＝180°时，一个矢量对与另一矢量在对跖点处相匹配。因此存在双模糊，例如，无法区分位置A'和C'。在没有绝对相位信息的情况下，只能通过对传感器的位置(例如，x′＜0)或传感器的旋转(例如，-90°＜ψ′＜90°)引入进一步的物理限制来解析该双模糊。在车辆定位的一些应用中，可能不需要解析这种双模糊。对于引导和对准的目的而言，对于显示从车辆(例如，在仪表板显示器上)看到的充电点的位置的系统可能是正确的。对于这样的停车辅助应用，用户不能区分这两种情况是可以接受的。

图16A和16B示出了根据一些实现的车辆停放场景1600、1650，其示出了在使用2轴发生器和仅相对相位同步的系统中的位置和旋转模糊。图16A示出了车辆406相对于基座垫402的两个位置：在基本朝向基座垫402(|ψ′|＜90°)前进的位置A'和基本朝向基座垫402(|ψ′|＞90°)前进的对跖位置C'处。根据以上讨论，位于点A'或C'中的任一个处的车辆406将在对准显示器上看起来相同。但是，在图16B中，用户将对A'和C'两点获得不同的观点。能够区分图16A的模糊场景和图16B的模糊场景实际上是最重要的，因为用户需要知道最佳对准位置位于车辆406相对于车辆406的正向运动方向的前方(例如，如图16A中)还是后方(例如，如图16A中)。只要能够感测磁场的z'分量，只有相对相位同步的情况下的这种区别是可能的(与绝对相位同步相反)。这个概念可以被认为是如上所述的部分限定的位置关系，其中驾驶员关心车辆406相对于基座垫402并且因此相对于停车位的方向。

不同的磁场信号之间的相对相位同步可能不如绝对相位同步要求苛刻且不那么关键。如果系统使用正弦频率多路复用磁场传输并且如果带外同步信令不是选项，则可能尤其如此。使用正弦(例如，多音调)传输可以提供具有低复杂度、高频谱效率和大动态范围的系统，例如以应对对于遵循三次方距离定律的磁场传输是常见的所谓的“近远”效应(例如，在磁场强度与距离的三次方成比例的情况下)。

在使用多音调信号的系统中，绝对相位同步可能需要在循环周期的一小部分内的定时准确度，而相对相位同步可能需要在多个循环周期内的较低准确度，这取决于传输音调的实际频率间隔、信噪比和其他同步要求。这可以通过以下事实来解释：角频率为ω₁的信号和角频率为ω₂的信号之间的相对相位

比绝对相位

演变得慢得多，假定角频率差|Δω|＝|ω₁-ω₂|远小于ω₁或ω₂。这可以用数学式来表示，如等式8所示。

(8)对于任何t≠0，

由于两个信号的相位随着时间而不同地演变，因此确定具有不同频率的正弦信号之间的相对相位(相对极性)只能在特定时间并且更精确地在周期性地重复的某些时间间隔期间发生。这由图17中的曲线图1700示出，其显示了根据一些实现的根据时间的双音调信号的相位差

以

形式显示相对相位

的时间函数：其中mod表示模数函数。图17示出了相对相位

周期性地返回到相同的值，例如

周期为

在下文中，现在将进一步讨论相对相位同步，如等式(9)和(10)所示，假定由其峰值幅度(±)A₁和(±)A₂以及复信号表示来表示的具有不同角频率和未知极性的两个正弦信号。

(9)s ₁(t)＝(±)A₁exp(jω₁t)，

(10)s ₂(t)＝(±)A₂exp(jω₂t)。

相对极性可以从等式(11)中所示的s ₁(t)和s ₂(t)的共轭复数的乘积的符号来获得。

(11)

在时间t_s，以定期出现的间隔，其持续时间取决于特定传输方案所需要的同步准确度、频率选择和信道SNR。

假定无限SNR，等式(11)中的时间t_s的周期可以与下面的等式(12)的不等式所定义的一样大：

(12)

可以通过使用如等式(13)中所示的模数函数并且使用等式(12)来定义相位差

等式(13)可以被简化为等式(14)：

(13)

(14)

在低SNR条件下，可容忍相位差

的绝对值可以只是

的分数。因此，可容忍相位差

的范围可以表示为以下的等式(15)：

(15)

基于等式(15)，可以如下面的等式(16)所示表示可以确定s ₁(t)和s ₂(t)之间的相对极性的时间t_s：

(16)

其中δt_s表示具有根据下面的等式(17)所允许的值的同步误差容限：

(17)

等式(16)定义了在时间

周期性出现的时间间隔，其中

对于几乎为零的容差

相对极性只能在满足下面的等式(18)的周期性不同时刻处确定。

(18)

在一些实现中，使用双音调信号来生成三轴发生器系统的x'、y'和z'磁场中的至少一个。以双音调传输的x'场为例，双音调激励电流I_x′(t)可以用以下等式(19)表示：

(19)i_x′(t)＝I_x′asin(ω_x′at)+I_x′bsin(ω_x′bt)

其中I_x′a、I_x′b分别表示音调“a”和音调“b”的峰值幅度以及角频率ω_x′a和ω_x′b。假定用于其他磁场传输的单音调传输，生成y'和z'场的激励电流可以由下面的等式(20)和(21)表示：

(20)i_y′(t)＝I_y′sin(ω_y′t)，

(21)i_z′(t)＝I_z′sin(ω_z′t)。

由于双音调传输的两个音调同样受传输信道的影响，并且因此受传感器的位置和旋转的影响，所以定位接收器可以使用该至少一个双音调信号来根据需要导出同步信息以在x'、y'和z'磁场传输之间建立相对相位同步。如(16)-(18)所定义的，该同步信息可以包括时刻和时间间隔。

由于x'场由双音调生成，所以在一些实现中，幅度I_x′a和I_x′b可以减小因子

使得三个所生成的磁(和)矩具有相等的r.m.s.幅度。

在一些实现中，选择音调频率，使得相邻音调频率被分开Δω，并且至少一个双音调的频率彼此相邻。使用由(19)-(21)给出的示例性四音调方案和上述音调频率选择，可以获得由等式(22)-(24)描述的音调频率集合：

(22)ω_x′b＝ω_x′a+Δω

(23)ω_y′＝ω_x′b+Δω＝ω_x′a+2Δω

(24)ω_z′＝ω_y′+Δω＝ω_x′a+3Δω

角频率间隔Δω可以具有正值或负值。假定在由(16)-(18)所定义的时刻t_s完美的接收器同步并且使用复信号表示，在不同传输频率处例如引入到x感测线圈(例如，感测线圈612)中的电压集合可以根据等式(25)-(28)来表示：

(25)

(26)

(27)

(28)

其中时间索引

通过将四个相量乘以

来将它们全部旋转到实轴上，最终产生x'、y'和z'电压矢量的x分量

(29)V _x′x(t_s)＝V_x′ax+V_x′bx

(30)V _y′x(t_s)＝V_y′x

(31)V _z′x(t_s)＝V_z′x

涉及接收器的信号过滤要求的多音调传输的角频率分离Δω的最佳选择是本公开的另一方面。在其中接收的信号通常是有噪声并且在多个频率处可能有多个磁场传输的实际的系统中，希望接收的音频信号被最佳地过滤。最小滤波器带宽主要取决于由位置更新速率1/T_p指定的采样速率(定位接收器每单位时间需要计算的位置值的数目)。对于固定无线电动车辆充电中的定位应用，合适的位置更新速率可以是每秒更新10次。

根据不确定原理，位置更新速率和最小滤波器带宽是相关的。对于高斯形状的滤波器脉冲响应，时间上的脉冲宽度可以被定义为高斯脉冲的标准偏差的两倍T_F＝2σ_t，并且脉冲(频带)宽度可以相应地定义为B_F＝2σ_f，时间带宽乘积由等式(32)约束：

(32)T_F·B_F＝2σ_t·2σ_f≤2

假定根据等式(33)，脉冲宽度T_F＝T_p(其中T_p为采样(位置更新)周期)提供了最小滤波器带宽：

(33)

对于高斯滤波器和T_p＝1/10s的示例，最小带宽变为B_F＝20Hz。

要考虑的其他因素是由于振荡器不稳定性和热漂移引起的音调频率误差。这些影响可能需要比上面计算的理论值稍大的滤波器带宽。

为了获得足够的频率选择性，可能需要比由滤波器带宽B_F给定的更大的频率间隔以避免来自相邻频率音调的串扰。相同定位传输器的音调之间的最小频率间隔可以是Δf≥5B_F(在上面给出的示例中为100Hz)。在不同的定位传输器(不同的磁性信标信道)的相邻频率音调之间可能需要大约10B_F(在上面给出的示例中为200Hz)。

可以使用其他滤波函数来代替高斯函数。可以使用被称为频谱分析的窗口函数的任何函数，例如，矩形窗口、汉宁(Hanning)窗口、凯塞贝塞尔(Kaiser-Bessel)窗口、布莱克曼哈里斯(Blackman-Harris)窗口等。一些窗口(例如，布莱克曼哈里斯窗口)可以提供相邻频率音调信号的非常高的衰减，假定它们之间有足够的频率间隔。

在一个系统中，定位接收器可以使用一组同步检测器来过滤和检测由每个感测线圈接收的每个传输音调的每个复电压分量。图18示出了根据一些实现的磁场定位接收器的同步检测器1800的框图。同步检测器1800可以被配置为过滤和检测如由x感测线圈(例如，感测线圈612)接收的以角频率ω_x′a传输的音调。同步检测器1800在其两个输出处分别提供复电压V _x′ax＝Re{V _x′ax}+jIm{V _x′ax}的实部和虚部(I分量和Q分量)。

同步检测器1800分别包括正交混频器(下变频器)以及第一和第二积分器1806、1808。正交混频器包括被配置为将输入信号乘以sin(ω_x’at)以提供I分量的第一混频器1802、以及被配置为将输入信号乘以cos(ω_x’at)以提供Q分量的第二混频器1804。第一和第二混频器1802、1804的输出分别被输入到第一和第二积分器1806、1808。通过用滤波器脉冲响应(窗口函数)w(t)对基带信号进行加权，两个积分器1806、1808执行与FIR低通滤波器相同的功能。在以等式(34)指示的时间间隔内以速率1/T_p进行积分：

(34)nT_p-T_w/2＜t≤nT_p+T_w/2

其中

定义了逐步移动积分区间的中心时间。积分器每T_p秒提供一个复输出值。积分时间是滤波函数w(t)的长度T_w。如果T_w＞T_p，则连续的积分间隔可以重叠。

在根据本申请的系统中，相对于音调频率准同步地但是相对于传输器的时间异步地执行过滤和检测，传输器的时间在下面用t′表示。在传输器的时间基准和接收器的时间基准之间可能存在任意的(随机的)时间偏移T₀，并且由于与传输器和接收器的参考时钟相关联的不准确性而导致由系数(γ接近1)限定的较小的相对时间偏移。传输器和接收器的时间基准之间的关系可以如等式(35)所示表示：

(35)t＝γt-T₀

使用等式(35)、以上所作的定义和复信号表示，可以根据等式(36)来表示如图18所示的同步检测器的操作：

(36)

假定由等式(19)-(21)定义的音调信号集合以及不存在任何噪声分量，可以根据等式(37)来定义由x感测线圈612传递的输入信号：

(37)v _x(t′)＝v _x′ax(t′)+v _x′bx(t′)+v _y′x(t′)+v _z′x(t′)

此外，假定同步检测器1800充分抑制具有角频率

的信号，则仅保留v_x′ax(t′)。用时间变量t′代入(36)，相关的输入信号可以用等式(38)表示：

(38)

v_x′ax(t′)＝V_x′axexp(jω_x′at′)＝V_x′axexp(jω_x′aγt)exp(-jω_x′aT₀)

将(38)代入(36)中，得到由式(39)表示的同步检测器的复数输出(检测的电压相量)：

(39)

使用假定

和归一化滤波函数w(t)，

(40)

和一些重排，等式(39)可以简化为下面的等式(41)：

(41)

连接到x感测线圈612的其他同步检测器的无噪声输出可以相应地获得，如下面的等式(42)-(44)中所表示的：

(42)

(43)

(44)

上面的表达式示出了三个项：幅度、恒定相位角和随着时间索引n递增而演变的逐步旋转相量。恒定相位偏移可以归因于相对时间偏移T₀，而相对于相对时间漂移的旋转相量表现为小的相对频率偏移。

与等式(41)中的V _x′ax和等式(42)中的V _x′bx的表达式相反，等式(43)中的V _y′x和等式(44)中的V _z′x的表达式中引入了极性不确定(±)。这个极性的不确定应当被理解为V _x′ax或V _x′bx和V _y′x之间以及V _x′ax或V _x′bx和V _z′x之间的相对极性不确定。根据定义在V _x′ax与V _x′bx之间没有相对极性不确定，因为这些分量是从通过x’磁场传输的双音信号获得的，并且因此同样受传输信道的影响。

在一些实现中，接收器通过首先确定相量V _x′ax和V _x′bx之间的相位差(相对相量)并且其次通过将所有输出相量校正(旋转)由相对相量给出的角度来执行相对相位同步。将进一步示出，这种相位校正操作等价于例如通过等式(16)、(17)所定义地调节接收器的定时。

接收器通过使用由等式(45)表示的以下复相量运算来至少从输出相量V _x′ax和V _x′bx导出相位差(相对相量)：

(45)

这可以被认为是复数标记中的归一化标量乘积。根据等式(46)，将(41)和(42)代入(45)并且一些操纵在时间间隔n中提供相对相量的表达式：

(46)

使用等式(22)-(24)的Δω的定义，等式(46)可以如等式(47)所示被重写：

(47)

项(1-γ)nT_p表示接收器的时间基准相对于传输器的时间基准的时间漂移。由于1-γ通常是非常小的因子(例如，±100ppm)，因此该时间漂移可以被认为是较小的，使得相对相量随着时间的推移保持接近恒定。

在一些实现中，接收器将估计的相对相量应用于所有同步检测器输出以实现相对相位同步。对于等式(22)-(24)的示例性音调频率定义，这可以通过将检测器输出V _x′bx乘以

将检测器输出V _y′x乘以

并且将检测器输出V _z′x乘以

如以下所示来实现：

使用等式(47)和等式(22)-(24)的示例性定义，分量V _x′bx的相对相位校正可以如等式(48)中所示来表达。

(48)

因此，分量V_y′x和V_z′x的相对相位校正分别变为等式(49)-(50)。

(49)

(50)

等式(48)至(50)示出了包括V_x′ax的所得到的(相位校正的)输出相量在复平面中全部被相同地定向(但不一定相同地方向)，并且随着时间的推移并且如果γ≠0则同步地准相位旋转。

下面将示出根据(16)、(17)和(25)-(28)的相对相位校正等同于时间同步。考虑到同步检波器的复数输出作为在不同频率ω_x′a处加窗口的时域输入信号v_x′ax(t′)的傅里叶变换，并且使用(38)提供等式(51)：

(51)

如(35)中定义的变量t′可以以时间偏移τ_s的形式被重写，其根据等式(52)是t的函数：

(52)t′＝γt-T₀＝t-(T₀+(1-γ)t)＝t-τ_s(t)

在有限的积分区间[-nT_p+T_w/2，nT_p+T_w/2]内，输入信号v _x′ax(t′)可以被认为是非漂移的，但是仅仅通过以下方式在时间上移位：

(53)τ_s(nT_p)＝T₀+(1-γ)nT_p

在(52)中代入(53)并且在(51)中代入(52)并且应用傅立叶变换的移位定理提供等式(54)：

(54)

等式(54)示出，将接收器的时间基准相对于传输器的时间基准移位τ_s等价于将检测器复数输出的相位移位exp(-jω₀τ_s)，其中ω₀表示检测器的角频率。因此，通过将检测器的输出相量旋转角度ω₀τ_s，可以实现不同音调频率之间的相对相位同步。在一些实现中，这比移位接收器的时间基准可能更方便。

应当注意，一些电压分量可能非常弱或者甚至是零。取决于传感器相对于发生器的旋转，可能无法确定相对相量，例如在由x检测线圈612感测的x分量上。

在一些实现中，接收器使用分集来通过将所有分量的相量乘积

和

组合为分别引入到x、y和z感测线圈612、614、616中的电压来确定相对相量。组合可以通过对相量乘积求和而凭经验进行。然后可以通过对如式(55)中所示的求和乘积进行归一化来获得相对相量：

(55)

在其他实现中，接收器可以采用最大比例分集组合技术，例如通过在组合之前用SNR的估计来对分量进行加权。在其他实现中，接收器可以通过选择具有最大幅度或具有最高的估计SNR(质量)的乘积来采用选择分集。

为了进一步提高同步准确度或增加针对噪声和干扰的稳健性，可以通过对连续检测的输出相量(时间序列)使用平均技术来进一步增强相对相量的估计。在一些实现中，接收器可以基于在连续时间间隔中获得的相对相量

的移动平均来确定相对相量。其他基于时间序列

的平均技术也可以适用。

在后处理的进一步步骤中以及如上面已经通过等式(25)-(28)所公开的，接收器可以通过将所有输出与相量

相乘来将所有检测到的相量朝向实轴旋转共同的角度，该相量可以是exp(jω_x′a(T₀+(1-γ)nT_p))的估计。如上面已经解释的，这个相量一般将随着时间的推移(n递增)而缓慢旋转。在将该旋转应用于实轴之后，接收器可以选择所有整流输出的实部，以最终获得矢量的所有分量

的估计，因为它们可能是确定位置所需要的。只选择实部将消除虚部上的噪声分量，因此通常改善矢量估计并且最终改善位置估计。

使用(48)作为示例，实部的旋转和选择的这种操作可以由等式(56)表示：

(56)

其他x分量(诸如

和

)、以及所有的y分量和z分量可以相应地获得。

图20A至图20C进一步示出了相对相位同步和朝向实轴的旋转的过程，示出了四个检测器输出(x′ax、x′bx、y′x和z′x分量)中的每个的复平面。图20A示出了在任何同步之前的四个检测器输出(分别为x′ax、x′bx、y′x和z′x分量)的复数相量2002、2004、2006、2008。图20B示出了相对相位同步之后的复数相量2012、2014、2016、2018，并且图20C示出了朝向实轴的公共旋转之后的复数相量2022、2024、2026、2028。

相量估计

可以从x'、y'和z'磁场中的至少一个的接收到的x、y和z分量中的至少一个获得。由于根据传感器相对于发生器的位置和旋转，分量可以具有不同的极性，因此接收器可以单独地对分量x′x、x′y、x′z、y′x、y′y等确定

并且然后最终使用如上建议的组合方法来确定相对相量

为了改善性能和稳健性，可以基于连续的有噪声的检测器输出来确定相量估计

例如通过使用相位漂移(频率偏移)估计器来首先补偿相量的旋转并且然后通过使用用于确定相对相量

的如上建议的平均技术作为第二操作。旋转补偿可以被认为是接收器的检测后精细频率调谐。相位漂移估计、旋转补偿和平均可以作为移动操作(例如，移动平均)来完成。替代地，可以应用被修改为模数2π过程的线性回归方法。

在一些实现中，增强型接收器通过使用分集技术或者模数2π的线性回归中的一项来确定估计

分集技术通过组合至少两个分量并且另外地通过使用连续检测和相对相位校正的噪声相量的序列，例如以执行相位漂移估计、旋转补偿(频率精细调谐)和求平均。

在传输器和接收器之间的相对时间漂移超过实际可能发生的某个容许限度的情况下，例如由于可能在检测器的输出相量的太快的旋转中表现出的极端温度漂移，接收器或传输器可以执行粗略的频率校正。太快的相位旋转指示接收到的音调信号不再位于滤波器的中心，并且因此可能遭受可能引起检测幅度的误差并且最终引起位置估算的误差的衰减。

因此，在一些实现中，接收器可以粗略地调节在其输出处呈现不可容忍的快速相量旋转的那些同步检测器的本地振荡器频率，使得残余旋转维持在容许限度以下。替代地，接收器可以通过数据通信链路命令有关的传输器将磁场传输频率偏移一定量。

为了分集组合/选择和定位的目的，接收器可以包括评估各个部件中接收到的信号的质量的功能。质量可以通过估计SNR或通过其他信号完整性和一致性检查来评估。用于磁矢量化的信号集合可能含有可以用于质量评估的重要冗余。每个接收到的信号分量的SNR可以从噪声方差统计中获得，该噪声方差统计在对检测到的相量的时间序列进行平均时可能作为副产物而消失。

因此可以通过信号一致性来检测通过另一磁矢量化传输(同信道或邻信道干扰)或者通过从其他源(IPT系统、开关模式电源等)发出的杂散发射对接收的音调信号的干扰，例如在信号v _x′ax(t)和v _x′bx(t)之间的幅度和/或相位差是否超过某些阈值。

在一些实现中，接收器如上所述执行信号一致性检查，并且估计同步检测器的每个复数输出的SNR。

图19示出了根据一些实现的使用图18的同步检测器组的磁场定位接收器1900的一部分的框图。该框图示出了同步检测器组1902，例如，如图18进一步详细描述的，并且分组成x、y、z同步检测器子组，如虚线框所示。每个子组与感测线圈612、614、616的模拟输出v_x(t)、v_y(t)和v_z(t)中的一个相关联。如上所述，由多个感测线圈612、614、616中的每个生成的相应信号至少包括由以两个频率f_x’a、f_x’b中的第一f_x’a振荡的第一交变磁场引起的第一部分、由以两个频率f_x’a、f_x’b中的第二f_x’b振荡的第一交变磁场引起的第二部分、以及由以另一频率f_y’振荡的第二交变磁场引起的第三部分。处理器被配置为估计第一部分与第二部分之间的相对相位角

例如，图19示出了作为定位接收器的后处理的一部分的相位同步单元1904。相位同步单元1904具有用于同步检测器1800的所有复数(正交)输出的输入。相位同步单元1904产生相位校正的矢量的分量

用于输出，因为它们可能需要用于确定在位置和方向发现单元中(未在图19中示出)的位置。相位同步单元1904确定相对相量

的估计并且建立相对相位同步。因此，在一些实现中，处理器(例如，相位同步单元1904)被配置为通过将检测时刻移位根据相对相位角以及第二交变磁场的另一频率f_y’与第一交变磁场的两个频率f_xa’、f_xb’中的至少一个之间的频率间隔的量，在由多个多个感测线圈612、614、616中的每个生成的相应信号的第一部分、第二部分和第三部分之间在时域中建立相对相位同步。类似地，处理器(例如，相位同步单元1904)可以被配置为通过将第一部分、第二部分和第三部分中的至少一个的相位角移位与相对相位角

或相对相位角

的整数倍相对应的角度，在由多个感测线圈612、614、616中的每个生成的相应信号的第一部分、第二部分和第三部分之间在频域中建立相对相位同步。

相位同步单元1904还确定旋转相量

的估计，补偿残余频率偏移(相位漂移)，并且将所有相量旋转共同的角度，例如朝向实轴以最终获得矢量估计的分量

此外，相位同步单元1904可以评估矢量估计的每个分量

的质量，并且可以将该信息分开地传递给位置和方向发现单元(图19中未示出)。

在一个优选实现中，如图19所示的整个块在数字信号处理器中实现，并且输入信号v_x(t)、v_y(t)和v_z(t)是(离散时间)数字信号。在另一实现中，定位接收器实现如图19所示的多个块，其可以被实例化并且被分配以接收和处理从以不同频率(在不同的信标信道中)传输的不同传输器发出的磁矢量化信号。在又一实现中，使用快速傅里叶变换(FFT)技术或类似的算法来实现同步检测器组并且降低数字信号处理器的计算复杂性(负担)。

AFE 2100可以在其三个输出处提供数字信号v_x(t)、v_y(t)和v_z(t)，其可以表示同步检测器子组的三个输入信号，如图19所示。三个AFE信道中的每个包括输入保护器(限制器)2102、前置放大器2104、滤波器2106、可变增益放大器2108以及可选的模数(A/D)转换器2110。

输入保护器2102用于当磁场传感器(例如，感测线圈612、614、616)暴露于强磁场时(例如，在从IPT系统的有功功率传输期间)防止前置放大器2104被损坏。输入保护器2102限制输入电压，并且被设计为使得当电路被限制时不存在实质上的电流流动，使得没有实质的功率损失和没有加热效应。前置放大器2104可以具有用于驱动随后的滤波器2106的增益(例如，20dB)和高阻抗输入(>100kΩ)以及相对低的输出阻抗(例如，<50欧姆)。

滤波器2106可以是带通滤波器，其通带具有合理的低纹波和足够的宽度以覆盖整个频带，因为其可以被指定用于磁矢量化并且具有对带外接收到的信号的足够的抑制(例如，>60dB)，尤其是在IPT工作频率(例如，85kHz)下。滤波器2106还可以用作在A/D转换器2110中对信号进行采样所需要的抗锯齿滤波器。

可变增益放大器2108确保A/D转换器2110总是在大动态范围上在有利范围内操作，并且补偿大的接收信号电平变化，因为它们可能在真实场景中发生，这是由于所谓的“近远“效应。可变增益放大器2108可以由跟随AFE 2100的数字处理单元来控制，以提供自动增益控制功能(在图21中未示出)。

在一些实现中，至少三个共平面感测线圈可以被配置为至少组合提供两轴传感器。在其他实现中，四个共平面感测线圈可以被配置为组合提供三轴传感器，并且可以适当地设置在铁氧体基板上，并且可以用于感测磁矢量化所需要的三个交变磁场。这样的4线圈布置可以用作3轴传感器。对于4线圈传感器，图21的AFE 2100可以扩展到具有四个模拟输入和四个数字输出的4信道AFE。提供三个信号v_x(t)、v_y(t)和v_z(t)的所需要的线性组合然后可以在同步检测之前在数字域中在块中执行，如先前结合图19所描述的。

图22示出了根据一些实现的用于3轴发生器或传感器的正交线圈布置2200。它使用三个正交的发生器线圈602、604、606。典型地，线圈602、604、606可以具有横截面<0.2mm²的几圈相对较细的铜线。x'和y'线圈602、604分别卷绕在铁氧体结构2202上。z'线圈606可以是沿铁氧体结构2202的边缘附近的轮廓设置的矩形线圈。替代地，z'线圈606可以在铁氧体结构2202的边缘处完全缠绕在长周边周围。在优选实现中，铁氧体结构2202由IPT和MV系统共享。这允许大体积的铁氧体结构2202捕获更大量的磁通量，并且因此提供发生器与传感器之间的对准的更精确的指示。

在一些其他实现中，图22的3线圈布置适用于3轴传感器。在这样的实现中，轴指定x'、y'和z'将分别变为x、y和z。用于生成x'和y'磁矩的车辆定位应用的2轴发生器可以通过省略图22所示的z'线圈606或者通过以大致零电流驱动z'线圈来实现。

在其他实现中，多轴发生器或传感器使用至少一个IPT线圈和至少一个磁矢量化线圈的组合。在一些实现中，x'线圈602通过重新使用IPT线圈(例如，“双D”线圈、“螺线管”线圈、“双极”线圈)来形成，并且y'线圈604是补充专用磁矢量化线圈。

图23示出了根据一些实现的频分4音调磁场传输方案2300。第一种变型适用于三轴发生器，其中具有频率为f_x′a和f_x′b的双音调用于激励x'线圈602，并且具有频率为f_y′和f_z′的单音调分别用于激励y'线圈和z'线圈。相邻的音调分开Δf(音调频率间隔)。第二种变型适用于2轴发生器，其中双音调(f_x′a，，f_x′b)和双音调(f_y′a，f_y′b)用于分别激励x'线圈602和y'线圈604中的每个。经由y'线圈604传输的第二双音调可能不是基本功能所必需的，但是可以提高系统的稳健性，因为它提供了更多的冗余来确定同步。如前所述，传输信号中的任何冗余可以用于增强的信号一致性和完整性检查。但更重要的是，即使四个音调之一被窄带干扰信号干扰，系统也可以建立相对相位同步并且确定位置。

此外，图23示出了两个相邻磁信标信道(例如，信道n和信道n+1)中的每个中的四音调传输。为了上面已经解释的目的，可以通过在相邻信道之间提供保护频带来将两个不同信道的相邻音调分离Δf_grd＞Δf。

在本公开的另一方面中，特定定位传输器被分配的信道号n可以隐式地用作标识符，使得不需要传输显式ID。假定并行(例如，经由UHF WLAN)带外数据通信以及中央协调器，可以在带外传送ID，并且中央协调器可以向定位接收器通知信道n上的传输属于匹配传送的ID的传输器。

在本公开的另一方面中，可能希望最小化多音调传输方案的峰均比(波峰因数)。应当注意，如果存在所有音调具有相同相位并且因此建设性地相加的时刻，则多音调传输的和信号可以表现出高的峰均电平比。高波峰因数可能是不利的，例如在传输电平受到基于峰值检测的监管限制(例如，ICNIRP EMF暴露限制)的系统中。在使用多于两个音调的传输方案中，可以通过将至少一个第二音调的相位相对于其相位被维持的第一音调的相位进行偏移来使波峰因数最小化。应用于由等式(19)-(21)给出的示例性多音调传输方案在这里被重写，

(19)i_x′(t)＝I_x′asin(ω_x′at)+I_x′bsin(ω_x′bt)

(20)

(21)

波峰因数可以通过优化相位偏移

和

而被最小化。由于相位偏移可能在传输期间保持固定，并且可能为接收器所知，因此可以在同步过程中考虑这些相位偏移。

在一些实现中，通过相对于其相位被维持的第一音调的相位来偏移至少一个第二音调的相位来相对于波峰因数优化多音调传输。在其他实现中，通过使用专用同步信号来将相对极性模糊解析所需要的相对相位信息提供给接收器。该同步信号可以是在音调信号中的至少一个上调制的同步序列。该同步序列可以是诸如“m”序列、Gold序列等伪随机序列，其特征在于使接收器以所需要的精度可靠地同步所需的足够的自动和/或互相关性质，这将调制(符号，数据)速率考虑在内。幅度和相位调制中的至少一个可以应用。关于有效使用可用频谱和最小相邻信道干扰，调制信号可以被适当地过滤。同步序列可以周期性地传输，例如至少每T_p秒或其整数倍，其中T_p定义了如上所述的位置更新周期。

同步序列还可以用作ID，因为在一些系统实现中可能需要ID标识传输器。在这样的实现中，传输器将使用不同同步序列的预定义集合(例如Gold序列集合)中的一个同步序列。在没有先验知识的情况下，接收器可以首先解调接收的信号以标识特定传输的同步序列，并且然后使用该序列作为本地副本以用于关联接收的信号以便找到同步时刻。

这样的示例性传输格式在图24中示出。图24示出了根据一些实现的包括同步序列2400和多音调传输的传输帧2402的调制波形。传输帧2402可以具有持续时间T_p或其倍数，并且被细分成同步序列间隔2404和多音调频率间隔2406。同步序列2400由示例性二进制数据序列{1，1，0，1，0，0，0，1，0，0，1，1，0}指示，该二进制数据序列使用经过滤的(脉冲形状)“归零”对跖调制方案被调制。例如，“1”可以由上升并且然后稳定回到零幅度的尖峰或脉冲指示，而“0”可以由下降并且然后稳定回到零幅度的尖峰或脉冲指示。调制率等于多音调传输的频率间隔Δf。所得到的调制同步信号可以根据需要提供相关性质，以使接收器以在1/Δf的小的分数内的精度同步。因此，在一些实现中，处理器(例如，相位同步单元1904)可以被配置为通过使用在第一交变磁场(例如，由发生器线圈602)或第二交变磁场(例如，由发生器线圈604)中的至少一个中传输的同步序列2400，在由多个感测线圈612、614、616中的每个生成的相应信号的第一部分、第二部分和第三部分之间建立相对相位同步。

关于先前结合图7B和7C描述的TDM实现，脉冲调制的单载波信号(例如，公共载波频率波脉冲)可以在每个时隙中传输，如图25中示例性地示出的。脉冲形状可以是频谱效率与平均传输功率之间的设计折衷的结果，例如在传输器峰值功率约束下。在一些其他实现中，在波脉冲(图25中未示出)之间插入附加的保护间隔以保证不发生时隙间干扰，例如由于时间同步误差，如下面进一步解释的。

如前面针对3轴或2轴发生器/3轴传感器系统所示出的，车辆充电的位置发现问题仅需要知道检测到的电压矢量的相对极性。在脉冲调制的单载波TDM系统中，相对极性表示使用不同的传感器在不同的时隙中感测到的信号分量之间的相对相位。为了正确地检测x'、y'和z'磁场信号的信号幅度和极性，将磁定位接收器的时序调节为由传输的波脉冲2502、2504、2506、2508的序列定义的时隙(例如，图7C的时隙782a、784a、786a、788a)。该时隙同步将确保不存在篡改如由磁定位接收器检测到的幅度和极性的实际的时隙间干扰。

在一些实现中，除了时隙t_x′a中的帧波脉冲2502的开始之外的所有波脉冲以相位相同(例如，0°)被传输。在一些实现中，帧波脉冲2502的开始以相对于其他波脉冲2504、2506、2508的相位的90°相移被传输，使得时隙t_x′a(例如，时隙782a)可以与其他时隙(例如，时隙784a，786a，788a)在所有环境中可区分，例如，在一个或多个波脉冲的相位(极性)由传输信道改变的情况下，如通过发生器和传感器系的相对位置和旋转所确定的。因此，第一波脉冲2502相对于多个波脉冲中的每个后续波脉冲2504、2506、2508具有预定相移(例如，90度)。通常，在不同时隙中传输的x'、y'和z'磁场信号的幅度和相位(极性)可以如图26中示例性地示出地改变，图26示出了波脉冲2502、2504、2506、2508中的每个。

生成如图25所示并且在不同时隙中传输的磁场信标信号的线圈激励电流的集合可以在数学上描述如下：

(22)i_x′a(t)＝I_x′ap(t-t_x′a)sin(ω₀t+π/2)，

(23)i_x′b(t)＝I_x′bp(t-t_x′b)sin(ω₀t)，

(24)i_y′(t)＝I_y′p(t-t_y′)sin(ω₀t)，

(25)i_z′(t)＝I_z′p(t-t_z′)sin(ω₀t)，

其中I_x′a表示线圈电流i_x′a(t)的峰值幅度，p(t-t_x′a)表示位于时隙t_x′a中的脉冲包络函数，并且ω₀表示载波角频率。根据(26)-(28)，示出了定义其他信号x′b、y′和z′的量的符号。定义时隙持续时间T_s，脉冲位置可以表示为：

(26)t_x′b＝t_x′a+T_s，

(27)t_y′＝t_x′a+2T_s，

(28)t_z′＝t_x′a+3T_s，

然而，在一些实现中，对于本文中公开的基本方法不是必需的，时隙持续时间T_s是载波周期的整数倍k，其可以被表示为：

(29)

在另一实现中，根据图7B，帧仅包括三个时隙(例如，712a、714a、716a)，并且例如波脉冲i_x′(t)的帧的一个波脉冲相对于另外两个波脉冲的相位以90°的相移传输以标记特定的时隙，例如时隙t_x′，并且使得该时隙可以在所有情况下与其他时隙可区分，例如，在一个或多个波脉冲的相位(极性)由传输信道改变的情况下，如通过发生器和传感器系的相对位置和旋转确定的。

在根据一些实现的系统中，磁场定位接收器使用多个检测器来过滤和检测由每个感测线圈在每个时隙中接收的每个电压信号分量。图27示出了可以用于最优地过滤和检测以角频率ω₀传输的并且由检测线圈612、614、616中的任一个在时隙n中接收的波脉冲2502、2504、2506、2508的示例性同步检测器2700的框图，其中n表示时隙计数器。在时隙n中，同步检测器2700如果被正确地定时，则在其两个输出处分别提供可以表示由特定感测线圈接收的信号的复电压V(n)＝Re{V(n)}+jIm{V(n)}的复数值的实部和虚部(I和Q分量)。V(n)在下文中也被称为相量。

使用复数信号表示并且假定完美的载波频率同步，如图27所示的同步检测器2700的操作可以表示为：

(30)

其中是w(·)加窗口函数，v(t)是从传感器输出之一(例如，从x传感器输出(v_x(t)))接收的输入电压信号，以及τ_s是用于作为时隙同步过程的一部分来调节同步检测器2700的定时的时间偏移参数。

在一些实现中，加窗口函数与传输脉冲相匹配，以使输出V(n)中的信噪比(SNR)最大化。在其他实现中，加窗口函数针对其他标准(例如，载波频率偏移容限、相邻信道抑制等)被优化。

图28示出了根据一些实现的用于3轴传感器系统的TDM磁场3分支接收器2800的一部分的框图。该框图示出了使用三个同步检测器2700a、2700b、2700c(参见图27)的三分支接收器2800。如下面进一步详述的，每个同步检测器2700a-2700c(分支)与感测线圈612、614、616的模拟输出中的一个相关联。而且，图28示出了在每个接收器分支中至少执行顺序接收的相量的帧同步、时隙同步、相量旋转和解复用(串行到并行转换)的后处理单元2802。后处理单元2802提供作为矢量

的分量的至少三个复数(正交)输入V _x(n)、V _y(n)和V _z(n)以及九个标量输出，因为它们可能需要用于在位置和方向发现单元(在图28中未示出)中确定位置。

在一些实现中，假定根据图7C的TDM方案，后处理单元2802检测接收到的同步信号，例如，在所有接收器分支中在时隙t_x′a中接收的。后处理单元2802建立在连续时隙中接收的信号的正确解复用所需要的帧同步。它还通过确定时间偏移并且通过调节检测器的公共定时参数τ_s以匹配传输器的时隙来执行时隙同步。

在一些实现中，假定根据图7C的TDM方案，后处理单元2802使用所接收(例如，在时隙t_x′a中)的同步信号以及在另一时隙中接收的至少一个信号来估计定时偏移并且建立时隙同步。

在一些实现中，等式(29)成立并且接收器精确地知道时隙持续时间T_s。而且，传输侧和接收侧的时间和频率基准足够精确，使得接收器分支中的连续检测的相量V(n)在相当多的时隙内基本上相同地定向(但是通常不是相同地方向)。在某些情况下，这也可能适用于在其他接收器分支中同时检测到的相量，使得所有检测到的相量表现出基本相同的定向，但通常不是相同的意义。

因此，在根据等式(22)至(25)的一些实现中，后处理单元2802基于在时隙t_x′a和t_x′b期间并且在所有接收器分支中检测到的相量来估计相量角

并且将在时隙t_x′b、t_y′和t_z′中检测到的所有相量朝向实轴旋转角度

并且选择实部以最终在其输出处提供矢量估计

这个相位旋转过程也可以被认为是使用在时隙t_x′a和t_x′b中检测到的相量作为用于检测在时隙t_y′和t_z′中接收的相量的相位参考。这与仅需要相对相位(极性)信息的定位方法一致。

在一些其他实现中，借助在所有时隙中和在所有接收器分支中检测到的所有相量来估计相量角

例如使用联合相对极性检测和相位估计方法。

在一些其他实现中，传输侧和接收侧时间和频率基准可能不够精确，使得实质性的旋转导致连续检测到的相量。在这样的实现中，后处理单元2802可以另外通过估计和校正载波频率偏移来执行载波频率同步。频率偏移校正可以通过解旋转检测到的相量，通过调节同步检测器的频率(ω₀)，或者通过向磁场定位传输器发送频率控制命令以调节传输载波频率来执行。

在一些实现中，后处理单元2802另外组合在时隙t_x′a和t_x′b中检测到的输出以充分利用可用的信号能量并且产生具有改善的信噪比的矢量估计

假定传输信号定义(22)和(23)，组合可以通过将在时隙t_x′a中检测到的相量旋转90°并且通过将其建设性地相加到在时隙t_x′b中检测到的相量并且通过将总和以0.5的因数按比例缩放来完成。组合相量与个体相量的幅度大致相等，但是平均噪声较小。该操作可以适用于在每个接收器分支中检测到的相量。

图29A和图29B进一步示出了在完美时间和载波频率同步的情况下以及在没有噪声的情况下，朝向实轴的相位旋转过程、相量组合以及复平面中的实部选择。图29A示出了在连续的时隙t_x′a、t_x′b、t_y′和t_z′中以及在3分支接收器2800的x分支中检测到的相量2902、2904、2906、2908的序列。图29B示出了朝向实轴的共同旋转之后的三个相关相量2910、2912、2914。虚线箭头指示在时隙t_y′和t_z′中检测到的相量的相对极性(感测)通常可以取决于发生器系相对于传感器系的位置和旋转而不同。

在其他实现中，本申请还设想了码分复用方案(CDM)以生成在不同轴方向上具有磁矩的磁场信标信号。与时分复用(TDM)相反，磁场信标信号使用不同的扩频码同时传输(在相同的时间间隔内)。因此，由发生器线圈602、604、606生成的交变磁场以及由该交变磁场在感测线圈612、614、616中感应的电压至少包括由多个信标信号中的第一信标信号引起的第一部分、由多个信标信号中的第二信标信号引起的第二部分以及由多个信标信号中的第三信标信号引起的第三部分。在一些实现中，使用本领域已知的正交扩频码来区分接收器中的x'、y'和z'磁场信标信号。为了保持正交性，这些码信号可能必须被同步地传输(例如，没有时间偏移)。其他扩频码集合(例如，具有非零但是任何时间偏差的低互相关的码)可以用于分离从接收器中的不同源发出的磁场信标信号，例如从不同的充电基座或车辆发出的信号，这取决于传输方向。这些码信号可以在随机的时间点中异步传输。

在一些实现中，用于同一源的磁场信标信号的码分复用(例如，正交码的长度)的扩频码的长度对应于磁场定位系统的位置数据更新周期，例如200ms(每秒5个位置更新)。

一旦接收器与接收的码信号同步，磁定位接收器使用所传输的扩频码信号的本地副本来通过相关来检测接收到的信号。

在根据一些实现的3轴发生器系统中，扩频码被调制到正弦载波信号上。在这种情况下，生成以不同码序列同时传输的磁场信标信号的线圈激励电流集合可以在数学上描述如下：

(31)i_x′(t)＝Re{I_x′ c _x′(t)exp(jω₀t)}，

(32)i_y′(t)＝Re{I_y′ c _y′(t)exp(jω₀t)}，

(33)i_z′(t)＝Re{I_x′ c _z′(t)exp(jω₀t)}，

其中I_x′表示线圈电流i_x′(t)的峰值幅度，c _x′(t)是由扩频码调制和用于频谱整形目的的一些过滤产生的复包络。相应地表示定义其他信号y'和z'的量。

在一些实现中，磁场定位传输器另外对传输信号施加预加重以补偿传输信道的频率响应，其可以随着感应到感测线圈中的电压随着频率线性地增加而呈现随频率的线性增加。如果频谱扩展的分数带宽很高，则预加重可能特别有用。

磁场定位接收器可以使用多个相关检测器来过滤和检测由每个感测线圈612、614、616接收的并且使用不同的扩频码来传输的每个电压信号分量。图30示出了用于检测如可以例如经由x感测线圈612接收的信号v(t)的示例性相关检测器3000的框图。它使用传输波形的共轭复数作为本地副本。相关检测器3000包括分别用于下变频和去扩频的正交混频器以及第一和第二积分器3006、3008。正交混频器包括被配置为将输入信号乘以复本地副本的实部以提供I分量的第一混频器3002和被配置为将输入信号乘以复本地副本的虚部以提供Q分量的第二混频器3004。第一和第二混频器3002、3004的输出分别输入到第一和第二积分器3006、3008。通过在滤波器脉冲响应(窗口函数)处对基带信号进行加权，两个积分器3006、3008都执行与FIR低通滤波器相同的功能。可以在与位置更新周期相对应的时间段T_p或其任何部分上执行积分。在一些实现中，T_p可以对应于码序列(例如，正交码序列集合)的重复周期。如果码同步，则相关检测器3000输出可以表示由感测线圈接收到的信号的复电压V(n)＝Re{V(n)}+jIm{V(n)}的复数值(相量)，其中n是检测时间间隔计数器。

图31示出了根据一些实现的用于3轴传感器系统的CDM磁场定位3分支接收器3100的一部分的框图。该框图示出了使用被分组成x、y、z检测器子组(分支)的相关检测器3000(参见图30)的组3104的3分支接收器3100，如虚线框所示。每个子组(分支)与感测线圈612、614、616的模拟输出(v_x(t)、v_y(t)、v_z(t))中的一个相关联。图31示出了在每个接收器分支中至少执行顺序接收的相量的码同步和相位旋转的后处理单元3102。后处理单元3102具有相关检测器的所有复数(正交)输出用于输入。后处理单元产生矢量

的相位校正分量用于输出，因为它们可以用于在位置和方向发现单元(图31中未示出)中确定位置。

在一些实现中，后处理单元3102与所有接收器分支中接收的所有CDM信号建立码同步，并且通过确定时间偏移并且通过调节相关检测器3000的公共定时参数τ_s以与传输的码序列相匹配来执行码同步跟踪。

在一些实现中，传输侧和接收侧时间和频率基准足够精确，使得在所有接收器分支中连续检测到的相量V(n)在相当多的时隙内基本上相同地定向(但是通常不是相同地方向)。因此，在根据等式(31)至(33)的一些实现中，后处理单元基于检测到的相量来估计相量角

例如基于利用扩频码调制c _x′(t)传输的并且由所有感测线圈612、614、616感测的x'磁场的所有接收信号分量。后处理单元3102将所有接收器分支中由所有相关检测器3000检测到的所有相量朝向实轴旋转角度

并且选择实部以最终在其输出处提供矢量估计

这个相位旋转过程也可以被认为是使用用扩频码调制c _x′(t)传输的信号的检测相量作为用于检测用扩频码调制c _y′(t)和c _z′(t)传输的信号的相量的相位参考。这与仅需要相对相位(极性)信息的定位方法一致。

在一些其他实现中，相量角的估计

借助于利用不同的扩频码传输的并且在所有接收器分支中接收的所有信号的所有检测到的相量来确定，例如使用联合相对极性检测和相位估计方法。

在一些其他实现中，传输侧和接收侧时间和频率基准可能不够精确，使得实质性旋转导致连续检测到的相量。在这样的实现中，后处理单元3102可以另外通过估计和校正载波频率偏移来执行载波频率同步。频率偏移校正可以通过解旋转检测到的相量，通过调节同步检测器的频率(ω₀)，或者通过向磁场定位传输器发送频率控制命令以调节传输载波频率来执行。

图32A和图32B进一步示出了在完美时间和载波频率同步的情况下以及在没有噪声的情况下，朝向实轴的相量旋转过程以及在复平面中的实部选择。图32A示出了在3分支接收器3100的x分支中在不同码信号c_x′、c_y′和c_z′上检测到的相量3202、3204、3206。图32B示出了朝向实轴的共同旋转之后的相量3210、3122、3214。虚线箭头将指示在码信号c_y′和c_z′上检测到的相量的相对极性(感测)通常可以取决于发生器系相对于传感器系的位置和旋转而不同。

针对3轴发生器/3轴传感器系统所描述的以上方法和系统(如果相应地修改的话)也可以应用于2轴发生器/3轴传感器或3轴发生器/2轴传感器系统或传输至少两个不同磁场的任何其他系统。

图33是描绘根据一些实现的用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法的流程图3300。流程图3300对应于先前至少参考图4-32描述的TDM方法并且可以对应于磁矢量化场传感器。尽管本文中参考特定顺序描述流程图3300，但是在各种实现中，本文中的框可以以不同的顺序执行或者省略，并且可以添加附加的框。

框3302包括由多个感测线圈中的每个在包括多个波脉冲的交变磁场的影响下生成相应电压信号，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。例如，如先前至少结合图6所描述的，多个感测线圈612、614、616每个可以被配置为在包括多个波脉冲(例如，第一波脉冲2502、第二波脉冲2504、第三波脉冲2506和第四波脉冲2508)的交变磁场的影响下生成相应电压信号(参见图25-29B)，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙782a、784a、786a(参见图7C)中。

框3304包括基于来自多个感测线圈中的每个的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置。例如，如先前至少结合图4-32所描述的，后处理单元2802(参见图28)下游和/或包括后处理单元2802的处理器或控制器可以被配置为基于来自多个感测线圈中的每个的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置。

图34是描绘根据一些实现的用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法的流程图3400。流程图3400对应于先前描述的TDM方法。流程图3400在本文中至少参考图4-32来描述并且可以对应于磁矢量化场发生器。尽管本文中参考特定顺序描述流程图3400，但是在各种实现中，本文中的框可以以不同的顺序执行或省略，并且可以添加附加的框。

框3402包括至少生成第一信号、第二信号和第三信号，每个信号包括多个波脉冲中的至少一个相应波脉冲中的一个，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中。例如，如先前至少结合图6所描述的，驱动器电路可以生成第一信号、第二信号和第三信号，每个信号包括多个波脉冲2502、2504、2506、2508中的至少一个相应波脉冲中的一个(参见图25-29B)，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙782a、784a、786a(见图7C)中。

框3404包括通过用第一信号、第二信号和第三信号中的相应信号驱动多个线圈中的每个线圈来生成交变磁场。例如，如先前至少结合图6所描述的，可以通过用第一信号(例如，波脉冲2502和2504)驱动线圈602，用第二信号(例如，波脉冲2506)驱动线圈604并且用第三信号(例如，波脉冲2508)驱动线圈606来生成交变磁场。在用波脉冲2502、2504、2506、2508驱动线圈602、604、606的情况下，波脉冲2502和2504可以出现在第一时隙(例如，图7C的时隙782a)中，波脉冲2506可以出现在第二时隙(例如，图7C的时隙784a)中，并且波脉冲2508可以出现在第三时隙(例如，图7C的时隙786a)中。因此，线圈602、604、606中的每个可以有助于在它们相应的时隙期间生成交变磁场。

图35是描绘根据一些实现的用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法的流程图3500。流程图3500对应于先前至少参考图4-32描述的CDM方法并且可以对应于磁矢量化场传感器。尽管本文中参考特定顺序描述流程图3500，但是在各种实现中，本文中的框可以以不同的顺序执行或者省略，并且可以添加附加的框。

框3502包括由多个感测线圈中的每个在包括同时出现的多个信标信号的交变磁场的影响下生成相应电压信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。例如，如先前至少结合图6所描述的，多个感测线圈612、614、616每个可以被配置为在包括同时出现的多个信标信号的交变磁场的影响下生成相应电压信号，每个信标信号用唯一的扩频码(例如，c_x'(t)、c_y'(t)、c_z'(t))被调制(参见图30-32B)。

框3504包括基于来自多个感测线圈中的每个的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置。例如，如先前至少结合图4-32所描述的，后处理单元3102(参见图31)下游和/或包括后处理单元3102的处理器或控制器可以被配置为基于来自多个感测线圈中的每个的相应电压信号来确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置。

图36是描绘根据一些实现的用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法的流程图3600。流程图3600对应于先前描述的CDM方法。流程图3600在本文中至少参考图4-32来描述并且可以对应于磁矢量化场发生器。尽管本文中参考特定顺序描述流程图3600，但是在各种实现中，本文中的框可以以不同的顺序执行，或者省略，并且可以添加附加的框。

框3602包括至少生成第一信号、第二信号和第三信号，每个信号包括同时出现的多个信标信号中的相应信标信号，每个信标信号用唯一的扩频码被调制。例如，如先前至少结合图6所描述的，驱动器电路可以生成第一信号、第二信号和第三信号，每个信号包括同时出现的多个信标信号中的相应信标信号，每个信标信号用唯一的扩频码(例如，c_x'(t)、c_y'(t)、c_z'(t))被调制(参见图30-32B)。

框3604包括通过用第一信号、第二信号和第三信号中相应信号驱动多个线圈中的每个线圈来生成交变磁场。例如，如先前至少结合图6所描述的，可以通过用第一信号(例如，用扩频码c_x'(t)调制的信标信号)驱动线圈602，用第二信号(例如，用扩频码c_y'(t)调制的信标信号)驱动线圈604，以及用第三信号(例如，用扩频码c_z'(t)调制的信标信号)驱动线圈606来生成交变磁场。在利用相应信标信号驱动线圈602、604、606的情况下，每个信标信号都利用唯一扩频码c_x'(t)、c_y'(t)、c_z'(t)中的一个被调制，所有信标信号可以同时传输。

上述方法的各种操作可以由能够执行操作的任何合适的装置来执行，诸如各种硬件和/或软件部件、电路和/或模块。通常，附图中所示的任何操作可以通过能够执行操作的对应的功能装置来执行。

信息和信号可以使用各种不同工艺和技术中的任何一种来表示。例如，可以在上述描述中被引用的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片可以用电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子、或任何其组合。

结合本文中公开的实现描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可以实现为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件和软件的这种可互换性，上面已经在其功能方面一般地描述了各种说明性部件、块、模块、电路和步骤。这样的功能被实现为硬件还是软件取决于特定应用和施加在整个系统上的设计约束。所描述的功能可以针对每个特定应用以不同的方式来实现，但是这样的实现决定不应当被解释为导致偏离实现的范围。

结合本文中公开的实现描述的各种说明性块、模块和电路可以使用被设计为执行本文中描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件部件、或其任何组合来实现或执行。处理器可以是微处理器，但是在替代方案中，处理器可以是任何传统的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP内核的一个或多个微处理器、或任何其他这样的配置。

结合本文中公开的实现描述的方法或算法和功能的步骤可以直接以硬件、在由处理器执行的软件模块中、或者以两者的组合来实施。如果以软件实现，则这些功能可以作为一个或多个指令或代码存储在有形的非暂态计算机可读介质上或在其上传输。软件模块可以驻留在随机存取存储器(RAM)、闪速存储器、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬盘、可移除盘、CD ROM、或本领域已知的任何其他形式的存储介质。存储介质耦合到处理器，使得处理器可以从存储介质读取信息并且将信息写入存储介质。在替代方案中，存储介质可以与处理器成一体。如本文中使用的磁盘和光盘包括光碟(CD)、激光盘、光盘、数字多功能盘(DVD)、软盘和蓝光盘，其中磁盘通常以磁性方式再现数据，而光盘利用激光光学地再现数据。上述的组合也应当被包括在计算机可读介质的范围内。处理器和存储介质可以驻留在ASIC中。

为了概括本公开，本文中已经描述了某些方面、优点和新颖特征。应当理解，根据任何具体实现，不一定都可以实现所有这样的优点。因此，一个或多个实现实现或优化了本文中教导的一个优点或一组优点而不一定实现本文中可以教导或建议的其他优点的方式来实施或执行。

上述实现的各种修改将是显而易见的，并且在不脱离本申请的精神或范围的情况下，本文中定义的一般原理可以应用于其他实现。因此，本申请不旨在限于本文中所示的实现，而是符合与本文中公开的原理和新颖特征相一致的最宽范围。

Claims

1.一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置，包括：

多个感测线圈，每个感测线圈被配置为在交变磁场的影响下生成相应信号，所述磁场由至少一个发生器线圈生成并且包括多个波脉冲，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中；以及

处理器，被配置为基于来自所述多个感测线圈中的每个感测线圈的所述相应信号来确定所述无线功率传输器距所述无线功率接收器的所述相对位置。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个感测线圈至少包括被定向为彼此正交以至少提供两轴传感器的第一感测线圈和第二感测线圈。

3.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个感测线圈包括被配置为至少组合提供两轴传感器的至少三个共平面的感测线圈。

4.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个波脉冲中的每个波脉冲具有公共载频。

5.根据权利要求1所述的装置，其中第一波脉冲关于所述多个波脉冲中的每个随后的波脉冲具有预定相移。

6.根据权利要求1所述的装置，其中由所述多个感测线圈中的每个感测线圈生成的所述相应信号至少包括：

由所述多个波脉冲中出现在所述多个时隙中的第一时隙中的第一波脉冲引起的第一部分；

由所述多个波脉冲中出现在所述多个时隙中的第二时隙中的第二波脉冲引起的第二部分；以及

由所述多个波脉冲中出现在所述多个时隙中的第三时隙中的第三波脉冲引起的第三部分；以及

其中所述处理器被配置为估计所述第一部分与所述第二部分之间的相对相位角。

7.根据权利要求6所述的装置，其中所述处理器被配置为通过将检测时刻移位根据所述第一部分与所述第二部分之间的所述相对相位角的量，来在所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分之间在时域中建立相对相位同步。

8.根据权利要求6所述的装置，其中所述处理器还被配置为通过将所述第二部分和所述第三部分的相位角移位所述相对相位角，来在所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分之间在频域中建立相对相位同步。

9.一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法，包括：

由多个感测线圈中的每个感测线圈在交变磁场的影响下生成相应信号，所述磁场由至少一个发生器线圈生成并且包括多个波脉冲，每个波脉冲出现在多个时隙中的相应时隙中；以及

基于来自所述多个感测线圈中的每个感测线圈的所述相应信号来确定所述无线功率传输器距所述无线功率接收器的所述相对位置。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述多个感测线圈至少包括被定向为彼此正交以至少提供两轴传感器的第一感测线圈和第二感测线圈。

11.根据权利要求9所述的方法，其中所述多个感测线圈包括被配置为至少组合提供两轴传感器的至少三个共平面的感测线圈。

12.根据权利要求9所述的方法，其中所述多个波脉冲中的每个波脉冲具有公共载频。

13.根据权利要求9所述的方法，其中第一波脉冲关于所述多个波脉冲中的每个随后的波脉冲具有预定相移。

14.根据权利要求13所述的方法，其中由所述多个感测线圈中的每个感测线圈生成的所述相应信号至少包括：

其中所述方法还包括估计所述第一部分与所述第二部分之间的相对相位角。

15.根据权利要求14所述的方法，还包括通过将检测时刻移位根据所述第一部分与所述第二部分之间的所述相对相位角的量，来在所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分之间在时域中建立相对相位同步。

16.根据权利要求14所述的方法，还包括通过将所述第二部分和所述第三部分的相位角移位所述相对相位角，来在所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分之间在频域中建立相对相位同步。

17.一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的装置，包括：

多个感测线圈，每个感测线圈被配置为在包括同时出现的多个信标信号的交变磁场的影响下生成相应信号，每个信标信号使用唯一的扩频码被调制；以及

18.根据权利要求17所述的装置，其中所述多个感测线圈至少包括被定向为彼此正交以至少提供两轴传感器的第一感测线圈和第二感测线圈。

19.根据权利要求17所述的装置，其中所述多个感测线圈包括被配置为至少组合提供两轴传感器的至少三个共平面的感测线圈。

20.根据权利要求17所述的装置，其中所述多个信标信号中的每个信标信号具有公共载频。

21.根据权利要求17所述的装置，其中由所述多个感测线圈中的每个感测线圈生成的所述相应信号至少包括：

由所述多个信标信号中的第一信标信号引起的第一部分；

由所述多个信标信号中的第二信标信号引起的第二部分；以及

由所述多个信标信号中的第三信标信号引起的第三部分；以及

其中所述处理器被配置为估计所述第一部分的相对相位角。

22.根据权利要求21所述的装置，其中所述处理器被配置为通过将检测时刻移位根据所述第一部分与所述第二部分之间的所述相对相位角的量，来在所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分之间在时域中建立相对相位同步。

23.根据权利要求21所述的装置，其中所述处理器还被配置为通过将所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分中的每个部分的相位角移位所述相对相位角，来在所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分之间在频域中建立相对相位同步。

24.一种用于确定无线功率传输器距无线功率接收器的相对位置的方法，包括：

由多个感测线圈中的每个感测线圈在包括同时出现的多个信标信号的交变磁场的影响下生成相应信号，每个信标信号使用唯一的扩频码被调制；以及

25.根据权利要求24所述的方法，其中所述多个感测线圈至少包括被定向为彼此正交以至少提供两轴传感器的第一感测线圈和第二感测线圈。

26.根据权利要求24所述的方法，其中所述多个感测线圈包括被配置为至少组合提供两轴传感器的至少三个共平面的感测线圈。

27.根据权利要求24所述的方法，其中所述多个信标信号中的每个信标信号具有公共载频。

28.根据权利要求24所述的方法，其中由所述多个感测线圈中的每个感测线圈生成的所述相应信号至少包括：

由所述多个信标信号中的第一信标信号引起的第一部分；

其中所述方法还包括估计所述第一部分的相对相位角。

29.根据权利要求28所述的方法，还包括通过将检测时刻移位根据所述第一部分与所述第二部分之间的所述相对相位角的量，来在所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分之间在时域中建立相对相位同步。

30.根据权利要求28所述的方法，还包括通过将所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分中的每个部分的相位角移位所述相对相位角，来在所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分之间在频域中建立相对相位同步。