CN107786093B - 用于供电电压调节的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于供电电压调节的方法。提供一种具有同步整流器(SR)控制器的反激式转换器，该同步整流器(SR)控制器包括脉冲线性调节器(PLR)充电路径和LDO充电路径。所述SR控制器配置为监测所述反激式转换器中的功率开关的开关周期和/或占空比以在PLR和LDO充电路径之间进行选择。

Description

用于供电电压调节的方法
技术领域
本申请涉及开关功率转换器，并且更具体地，涉及用于反激式转换器中同步整流器控制器的高效电源。
背景技术
由于反激式开关功率转换器的变压器提供与AC家用电流的安全隔离，因此反激式开关功率转换器通常用于对移动设备充电。为了将功率脉冲提供给负载，初级侧控制器使耦接到变压器中初级绕组的功率开关循环。通过初级绕组的磁化电流斜升至峰值，届时初级侧控制器使功率开关打开。当初级侧开关被关闭时，次级侧控制器使耦接到变压器中次级绕组的同步整流器(SR)开关打开。然后，在初级侧控制器打开功率开关之后，次级侧控制器使同步整流器开关关闭。存储在变压器中来自磁化电流的磁能使得次级绕组电流跳动升高并且然后随着磁能衰竭斜降至零。
次级侧控制器需要供电电压VCC进行其操作。在正常操作过程中，递送到负载的输出电压提供方便的电源，从该电源可以递送供电电压VCC。例如，次级侧控制器可以包括低压降(LDO)电压调节器以从输出电压获得供电电压VCC。但是在输出电压的低值，次级侧控制器以低效率驱动同步整流器开关，这导致热的发热问题。为了在低电压输出时间段期间减轻驱动同步整流器开关的热应力，本发明的发明人开发了如在美国专利No.8,964,421中公开的一种用于次级侧控制器的可替代电源，其在低输出电压操作期间激活，将该专利的内容通过引用整体并入。具体地，同步整流器开关上的漏极电压驱动另一电压调节器(例如，另一LDO)以在低输出电压操作期间产生供电电压VCC。由于在SR开关晶体管上的漏极电压在每个功率开关周期中跳动，因此附加的LDO被配置为利用该跳动的漏极电压来调节用于SR控制器的供电电压。相较之下，输出电压不以这样的方式跳动，这样较常规的LDO拓扑结构可用于接收输出以调节SR控制器供电电压的LDO。为了将该附加的调节器与输出电压供电电压路径进行区分，其在此处可指示为脉冲线性调节器(PLR)。尽管随后减轻了热的问题，但是PLR电路仅能够在初级开关接通时对VCC电容器充电。就是在该接通时间期间同步整流器开关的漏极-源极电压跳动至高于输出电压。但是在低负载期间，功率开关在相对长的开关周期期间仅短暂地循环接通(低占空比)。由PLR电路递送到VCC电容器的平均电流与功率开关占空比成比例，以使得随着功率开关占空比在低负载期间下降，PLR电路不能保持供电电压VCC。次级侧控制器然后停止工作以使得不管功率开关是否循环同步整流器开关都保持打开。到负载的输出电流然后被递送通过同步整流器晶体管开关的体二极管。这对于初级控制器对输出电压的仅初级反馈控制来说是成问题的。具体地，初级控制器在对输出电压的仅初级反馈控制期间在变压器重置时间采样初级绕组上(或辅助绕组上)的反射电压。但是，由于不充足的供电电压，通过关闭的同步整流器开关的体二极管的传导产生阻止初级侧控制器正确地采样输出电压的二极管电压降。
因此，现有技术中存在对于用于具有同步整流的反激式转换器中的次级侧控制器的改善的供电电压的调节的需要。
发明内容
为了在保持充足的供电电压的同时减轻在低输出电压期间的热应力的问题，提供了一种同步整流器(SR)控制器，其监测用于反激式转换器中功率开关的循环的功率开关开关频率和/或占空比。如果开关频率或占空比足够低，则SR控制器从输出电压获得其供电电压。相反，在用于功率开关循环的充分高的开关频率和/或占空比的时段期间，SR控制器从用于同步整流器开关晶体管的漏极电压获得其供电电压。在一些实施方式中，SR控制器将输出电压与门限值进行比较。如果输出电压超过门限值，则SR控制器从输出电压获得其供电电压，而不管用于功率开关循环的占空比和/或开关周期如何。
用于SR控制器的供电电压的结果获得是相当有利的，原因是供电电压被保持在足以驱动同步整流器开关晶体管来避免热的问题并且即使用于功率开关循环的占空比下降到低水平仍然保持SR控制器处于操作的充足电平。通过考虑下面的具体实施方式，可以更加地理解这些有利特征。
附图说明
图1是根据本公开的一个方面的包括配置为高效地调节其供电电压的同步整流器控制器的反激式转换器的电路图。
图2是根据本公开的一个方面的图1的同步整流器控制器的框图。
图3是根据本公开的一个方面的图2的同步整流器控制器中的脉冲线性调节器的电路图。
图4是根据本公开的一个方面的用于反激式转换器的输出电压和电流的曲线图，其中同步整流器控制器不利用输出电压以在PLR和LDO充电路径之间选择。
图5是根据本公开的一个方面的用于反激式转换器的输出电压和电流的曲线图，其中同步整流器控制器利用输出电压以在PLR和LDO充电路径之间选择。
图6是根据本公开的一个方面的对于供电控制电路的模拟实现的电路图。
通过参考下面的详细描述最佳地理解本公开的实施方式及其优点。应当理解，相同的参考标号用于识别在一个或多个附图中示意的相同元件。
具体实施方式
为了应对对于用于具有同步整流的反激式转换器中的同步整流器(SR)控制器的改善的供电电压调节的需要，给SR控制器提供两个充电路径。第一充电路径利用输出电压作为电源以提供供电电压。第二充电路径利用用于同步整流器晶体管的端子电压作为电源以提供供电电压。第一充电路径或第二充电路径的选择取决于用于反激式转换器中功率开关晶体管的循环的开关频率和/或占空比。如果开关频率或占空比足够高，则SR控制器使得第二充电路径能够提供供电电压。如果开关频率和/或占空比不够高，则SR控制器使得第一充电路径能够提供供电电压。在一些实现方式中，如果输出电压足够高，则不管开关频率和/或占空比如何，SR控制器都选择第一充电路径。
示例反激式转换器100示于图1中。桥式整流器105对来自AC干线(未示意)的AC电压进行整流以提供存储在输入电容器C1上的经整流输入电压。初级侧控制器(U1)控制耦接在接地和变压器110的初级绕组T1之间的功率开关晶体管M1的循环。在反激式转换器100中，功率开关晶体管M1包括NMOS晶体管，但是将应当理解，在替代实施方式中可以使用双极型开关晶体管。初级侧控制器U1包括输出引脚或端子，通过该输出引脚或端子其驱动功率开关晶体管M1的栅极。在开关循环中，初级侧控制器U1使功率开关晶体管M1接通，以使得存储在输入电容器C1上的经整流的输入电压包括流过初级绕组T1的磁化电流。该磁化电流在开关循环期间从零斜升并且由初级侧控制器U1通过电流感测(CS)端子来监测，所述电流感测端子感测耦接在功率开关晶体管M1的源极和接地之间的电流感测电阻器Rsense上的电压。当初级绕组电流达到开关循环中的期望最大值时，初级侧控制器U1使功率开关晶体管M1打开。
当功率开关晶体管M1被关闭时，通过SR控制器(U2)使同步整流器(SR)开关晶体管例如NMOS晶体管保持打开。SR控制器包括用于为SR开关晶体管接收漏极电压的漏极端子以及用于为SR开关晶体管接收源极电压的源极端子。为了驱动SR开关晶体管接通，SR控制器通过输出(OUT)端子对其栅极电压充电。SR开关晶体管耦接在用于变压器110的次级绕组T2的端子和用于负载的返回(RTN)端子之间。负载(未示意)也耦接到输出端子(VOUT)，该输出端子转而耦接到用于次级绕组T2的其余端子。在输出端子VOUT上的输出电压由耦接在输出端子VOUT和返回端子之间的输出电容器C2存储。SR控制器包括接收输出电压的VIN端子。另外，SR控制器包括耦接到VCC电容器C4的端子的VCC端子，VCC电容器C4具有耦接到用于SR控制器的接地(GND)端子的其余端子。
在对输出电压的仅初级反馈控制期间，初级侧控制器U1通过VSENSE端子感测用于变压器110的辅助绕组T3上的反射电压。存储电容器C3通过电阻器R2和二极管D1耦接到辅助绕组T3。存储电容器C3存储通过VCC端子接收的用于初级侧控制器的供电电压。
SR控制器更加详细地示于图2中。用于SR开关晶体管(图1)的漏极和源极电压由漏极-源极电压(VDS)感测和SR控制电路205通过漏极和源极端子接收。VDS感测和SR控制电路205包括状态机或数字逻辑，该状态机或数字逻辑配置为处理VDS以通过栅极驱动器210实现对SR开关晶体管的同步整流控制，所述栅极驱动器210通过OUT端子对SR开关晶体管的栅极电压充电。栅极驱动器210通过接地(GND)端子接收接地。为了示意的清楚，未示出SR控制器内其余电路的接地连接。在替换实施方式中，可以组合源极和接地端子。
为了对存储在VCC电容器C4(图1)上的其供电电压(VCC)充电，SR控制器包括LDO充电路径215和PLR充电路径220。如在下文进一步地讨论的，供电控制电路225基于用于SR控制器的操作条件来控制对这些路径中的选择的一个的激活以调节供电电压。LDO充电路径215包括LDO 230，LDO 230耦接在VIN端子和LDO充电路径晶体管M2(例如，NMOS晶体管)之间。供电控制电路225(例如，配置为形成状态机的多个逻辑门)利用使能信号(EN)235控制LDO充电路径晶体管M2的打开和关闭状态。如果供电控制电路225断言使能信号，则LDO充电路径晶体管M2接通以使得LDO 230可使用在VIN端子上接收的输出电压以通过LDO充电路径215用LDO充电路径晶体管M2之间最小的电压降来对供电电压充电。要注意，如果VCC大于输出电压，则关断LDO充电路径晶体管M2不关闭LDO 230，而是阻止从VCC端子到VIN端子的反向电流。
PLR充电路径220包括耦接在漏极电压端子和VCC端子之间的PLR 240。PLR 240通过使能信号断言而解除激活。相反，如果供电控制电路225解除断言使能信号，则PLR 240发挥功能以对供应给VCC端子的供电电压充电，如同通过用于SR开关晶体管(图1)的漏极电压的跳动进行供电一般。PLR 240更加详细地示出于图3中。二极管D2的阴极耦接到NMOS开关晶体管M4的漏极端子。二极管D2的阴极还耦接到电阻器R3。齐纳二极管Z1的阳极耦接到接地(GND)。齐纳二极管Z1的阴极在节点303耦接到电阻器R3和晶体管M4的栅极端子。使能信号(EN)驱动耦接在节点303和接地之间的NMOS接地晶体管M3的栅极。当使能信号被断言时，晶体管M4的栅极因此被接地从而阻止PLR 240的操作。
当功率开关M1接通(图1)并且SR开关晶体管被禁用而同时使能信号被解除断言时，SR开关晶体管的漏极电压跳动升高。二极管D2对脉冲漏极电压整流并且电流流过电阻器R3。齐纳二极管Z1在节点303钳制电压(例如，1.5V)，从而接通开关晶体管M4。流过开关晶体管M4的电流被存储为VCC电容器C4(图2)中的能量。当开关晶体管M4被关断时，存储在VCC电容器C4中的能量被释放从而对供电电压充电。当供电电压大于齐纳二极管Z1的击穿电压和其阈值电压之间的差时，开关晶体管M4被关断。当用于SR开关晶体管的漏极电压小于VCC电压时，开关晶体管M4也可以被关断。
供电控制电路225因此通过解除断言使能信号来控制PLR充电路径是否是激活的，其中解除断言使能信号也解除对LDO充电路径215的激活。相反，供电控制电路225通过断言使能信号来激活LDO充电路径215并且解除对PLR充电路径220的激活。关于该控制，要注意使供电控制电路225通过将输出电压与门限值进行比较来施行该控制是常规的。如果通过这种比较确定输出电压充分高，则激活LDO充电路径215并且对PLR充电路径220解除激活。相反，如果输出电压小于门限值，则激活PLR充电路径220并且对LDO充电路径215解除激活。但是这种常规控制导致在低负载状态期间供电电压VCC变得耗尽。具体地，用于功率开关晶体管M1的占空比在低负载状态期间变低但是SR开关上的漏极电压的脉冲仅在当功率开关晶体管M1接通时发生。这种功率脉冲随后必定足以在用于功率开关晶体管M1的随后相对长的关断时间期间对SR控制器供电。由于该关断时间在低负载状态期间得以延长，SR控制器就可以随后归因于其供电电压VCC的不充足充电而关断。SR开关晶体管随后可以仅通过其体二极管导通，以使得由于在变压器重置时间用于SR开关晶体管的体二极管之间的电压降，因而用于感测输出电压的仅初级反馈技术是不准确的。
为了在低负载状态期间为SR控制器提供充足的供电电压，供电控制电路225被配置为将用于功率开关晶体管M1的占空比或开关周期与门限值进行比较。要注意，开关周期和开关频率彼此成反比，因此相比于监测器开关周期，相当于使供电控制电路225也检测用于功率开关晶体管M1的开关频率。在一些实施方式中，供电控制电路225仅利用对占空比(或仅开关周期)的监测来控制对LDO和PLR充电路径的激活和解除激活，而不利用输出电压。这种控制消除了对用于将输出电压与门限值进行比较的比较器的需要。在其他实现方式中，供电控制电路225还使用输出电压来控制对LDO和PLR充电路径的激活和解除激活。
将首先针对不利用输出电压的实施方式描述对LDO和PLR充电路径的激活和解除激活的控制，不利用输出电压的实施方式示出于针对输出电压和输出电流曲线400的图4中。在上电时，功率开关的占空比相对高以使得输出电压和输出电流遵循如由线405示出的相对线性的增加，在这期间PLR充电路径220是激活的(图3)。尽管在这个时候LDO充电路径晶体管M2关断，然而LDO 230仍然被使能以使得其还能通过LDO充电路径晶体管M2的体二极管提供对VCC的充电(如果VCC比输出电压低得多)。该体二极管将在导通的时候引入二极管电压降(例如，0.7V)。一旦输出电流到达可允许的最大值，取得了用于反激式转换器100(图1)恒流操作模式，由线420所示。保持该恒流操作模式直到输出负载降低以使得反激式转换器100进入恒压操作模式，由线425所示。取决于负载，恒压和恒流操作模式将占据高占空比空间410，在其中用于功率开关循环的占空比仍然相对高。这样，当反激式转换器的输出电流和输出电压位于高占空比空间410内时选择PLR充电路径220。然而，如果占空比进一步降低，反激式转换器的输出电流和输出电压位于低占空比空间415内。当反激式转换器100操作在低占空比空间415内时，供电控制电路225(图3)随后将选择LDO充电路径215来对其供电电压充电。
如果针对LDO和PLR充电路径的选择还考虑输出电压，则可以利用如图5所示的输出电流和输出电压曲线500。在启动时，选择PLR充电路径220，并且输出电流和输出电压如线505示出地增加直到到达最大输出电流。伴随输出电流在其最大值，开始恒流操作模式，如线520所示。如果占空比仍然足够但是输出电压超过LDO最小电压530，LDO充电路径215变得激活。当负载降低并且恒压操作模式开始(由线525示出)，对LDO充电路径215的这种使用保持激活。只要输出电压高于LDO最小电压530，LDO充电路径215就保持激活。但是当在功率开关占空比的充分高的值处输出电压下降到低于LDO最小电压530，则选择PLR充电路径220而不是LDO充电路径215。反激式转换器100然后操作在低输出电压但是在其中PLR充电路径220激活的充分高的占空比空间510中。但是，如果占空比下降得太低，则反激式转换器100操作在LDO空间515中而不管输出电压是否下降到低于LDO最小电压530。
例如通过使能信号的使用对PLR和LDO充电路径的选择(其也可表示为激活)是相互排斥的，并且可以根据曲线400和500中的任一个来执行。通过供电控制电路225产生的控制可以利用数字或模拟电路来实现。数字实现方式是方便的，因为VDS感测和SR控制电路205必定已经监测用于功率开关M1的开关周期，因此其可以相应地打开和关闭SR开关晶体管。来自VDS感测和SR控制电路205的用于通过栅极驱动器210接通SR开关晶体管的控制信号因此也可以由供电控制电路225接收以激活计数器(或多个计数器)226。计数器226响应于SR控制器时钟227的循环在用于SR开关的每个接通时间和用于SR开关的每个关断时间期间进行计数。关于该计数，比较器可用于确定用于SR开关晶体管的漏极-源极电压(VDS)何时高于输出电压以确定用于SR开关晶体管的接通时间。接通和关断时间以及对于给定开关循环的循环停滞时间(dead time)的和提供开关周期。在数字实现方式中，供电控制电路225可以因此方便地利用计数器226来确定用于功率开关M1的占空比和/或开关周期(或频率)。在其中输出电压也被用于对LDO和PLR充电路径进行选择的实施方式中，供电控制电路225可包括将输出电压与LDO最小电压530进行比较的比较器260。如果比较器260指示输出电压超过LDO最小电压530，则供电控制电路225断言使能信号而不管来自计算器226的任何计数。
用于供电控制电路225的模拟实现方式可以示出于图6中。电流源610对电容器C5充电，电容器C5通过重置信号进行重置，该重置信号例如源自栅极驱动器210(图2)的驱动器输出的上升沿。该重置信号驱动耦接在接地和电流源610之间的NMOS重置晶体管M5。电容器C5因此将通过对重置信号的断言而被放电。由于从一个循环到另一个循环的驱动器输出的上升沿(替代地，也可以利用紧接的边沿)与用于当前功率开关循环的开关周期成比例，电容器C5因此将与开关周期成比例地被充电。另一电流源620每当SR开关漏极电压超过输出电压时就对电容器C6充电。具体地，SR开关漏极电压在用于功率开关的接通时间期间超过输出电压。比较器605对漏极电压和输出电压进行比较并且接通耦接在电流源620和电容器C6之间的NMOS晶体管M6，以使得电容器C6在用于功率开关晶体管M1(图1)的接通时间期间被充电。电容器C6通过由与关于重置晶体管M5进行的讨论的相同的重置信号控制的NMOS重置晶体管M7而被重置。假设占空比门限为10％。为了对这样的占空比进行测试，比较器615可以恰好在重置时间之前将电容器C5上存储的电压与电容器C6上存储的电压进行比较。例如，电容器C5和C6可具有相同的电容，而电流源620的强度可以是电流源610强度的10倍。来自比较器615的高输出因此将指示占空比比占空比门限低，以使得使能信号将被断言以对LDO充电路径615进行选择。采样和保持电路(未示意)可用于恰好在重置信号断言之前采样并保持使能信号。替代地，可使用比较器来对用于SR开关晶体管的漏极电压和输出电压比较，以确定用于功率开关晶体管M1的开关周期。
如本领域技术人员现在将能理解的并且取决于着手的特定应用，在不背离本公开的范围的情况下，可以在本公开的材料、装置、配置和设备的使用方法中做出许多修改、替换和变型并且对所述材料、装置、配置和设备的使用方法做出许多修改、替换和变型。有鉴于此，本公开的范围不应当限于本文示意和描述的具体实施方式，因为它们仅仅通过实施方式的一些例子进行示意和描述，而是，本公开的范围应当全面地与随附的权利要求及其功能等价物的范围相称。

Claims (10)

1.一种用于供电电压调节的方法，该方法包括：
确定用于功率开关的循环的功率开关周期，该功率开关耦接到反激式转换器中变压器的初级绕组；
在所述功率开关周期低于门限值时，利用漏极电压对用于同步整流器控制器的供电电压进行充电，该漏极电压用于耦接到所述变压器的次级绕组的同步整流器开关；以及
在所述功率开关周期高于门限值时，利用用于所述反激式转换器的输出电压对所述供电电压进行充电。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
在来自所述反激式转换器的输出电流达到最大电流时，在恒流操作模式中操作所述反激式转换器。
3.根据权利要求2所述的方法，进一步包括：响应于用于所述反激式转换器的负载的降低，将所述反激式转换器从恒流操作模式转换到恒定输出电压操作模式。
4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
确定用于所述功率开关的循环的占空比；以及
将所述占空比与占空比门限进行比较，其中，响应于所述占空比超过所述占空比门限而利用所述漏极电压对所述供电电压进行充电，并且其中，响应于所述占空比低于所述占空比门限而利用所述输出电压对所述供电电压进行充电。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，确定所述占空比包括利用来自计数器的计数。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述计数器在所述功率开关的接通时间期间为第一计数进行计数并且在所述功率开关的关断时间期间为第二计数进行计数，并且其中，确定所述占空比包括将所述第一计数除以所述第一计数和所述第二计数的和。
7.根据权利要求4所述的方法，其中，确定所述占空比包括将第一模拟电压与第二模拟电压进行比较。
8.根据权利要求7所述的方法，进一步包括在所述功率开关循环的开关周期期间对第一电容器充电以提供所述第一模拟电压，并且在所述功率开关的接通时间期间对第二电容器充电以提供所述第二模拟电压。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，对所述第一电容器充电包括利用第一电流源对所述第一电容器充电，并且其中，对所述第二电容器充电包括利用第二电流源对所述第二电容器充电。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述第二电流源根据所述占空比门限相对于所述第一电流源成比例地更高。
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