CN107769754A

CN107769754A - Ka波段MMIC数字移相器

Info

Publication number: CN107769754A
Application number: CN201710980987.1A
Authority: CN
Inventors: 龚平
Original assignee: Mianyang Xinyang Intellectual Property Rights Operation Co Ltd
Current assignee: Mianyang Xinyang Intellectual Property Rights Operation Co Ltd
Priority date: 2017-10-20
Filing date: 2017-10-20
Publication date: 2018-03-06

Abstract

本发明公开了一种本发明公开了一种六位数字移相器，包括5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路和180°相移电路，所述5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路以任意顺序级联在90°相移电路、180°相移电路之间；所述11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路采用π型拓扑结构，所述180°相移电路采用高低通相移网络。将移相器两较高相移电路作为移相器的输出、输出，不仅可提高移相器极间匹配性，且可有效提高移相精度。

Description

Ka波段MMIC数字移相器

技术领域

本发明涉及移相器技术领域，具体涉及一种Ka波段MMIC数字移相器。

背景技术

移相器是相控阵雷达T/R组件的重要组成部分，用来改变信号的传输相位，它对于通信设备，雷达系统有着不可忽视的作用，决定着整个系统性能的好坏。

移相器一般分为模拟式和数字式两种，数字移相器由于不受电压和温度变化的影响而广泛应用于相控阵雷达中。它有多种实现方法，比较常用的有开关线型，加载线型，反射型以及高-低通滤波器型。移相器拓扑结构的选择需要根据具体的设计指标来确定，高精度，高性能，低成本是移相器设计者所追求的。

现有的数字移相器采用如申请号为201010555904.2的结构，其包括依次级联的5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路和180°相移电路，以5.625°为相移步进值，在0～360°的范围内总共可实现64种相移状态。采用该种结构的移相器，其匹配度仅能达到-8db，匹配度不高。

发明内容

本发明为了解决上述技术问题提供一种Ka波段MMIC数字移相器，其匹配度高。

本发明通过下述技术方案实现：

一种Ka波段MMIC数字移相器，包括5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路和180°相移电路，所述5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路以任意顺序级联在90°相移电路、180°相移电路之间；

所述11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路采用π型拓扑结构，所述180°相移电路采用高低通相移网络；

所述π型拓扑结构包括第二场效应管、第三场效应管，所述第二场效应管的源极和漏极之间连接有第二电感，所述第二场效应管的漏极依次通过第一电容、第二电容与第三场效应管的漏极相连，所述第二场效应管的源极依次通过第三电容、第四电容与第三场效应管的漏极相连，所述第三场效应管的源极接地且漏极连接有接地的第三电感。

采用本方案的数字移相器结构，以5.625°步进在的0～360°的移相范围内，可实现共64种状态低差损高移相精度的移相量。采用该电路结构，其不仅可提高移相器极间匹配性，且可有效提高移相精度。一般来说，大相位的移相状态匹配一般较差，移相精度差，如果两个大移相位直接级联，会导致两者之间的匹配非常差，但是小移相状态的匹配一般较好，所以将小移相位插入大移相位之间可以提高其匹配度，同时缓解移相精度，使整体的移相精度提高。11.25°、22.5°、45°与90°由于是小相位，采用高低通结构虽然也能达到移相效果，但是所占用面积较大，采用变形的π型拓扑，可减小整体电路的面积。

作为优选，所述180°相移电路为上述级联的输入端。将180°相移电路作为级联的输入端可增强移相器的1dB输出功率。180°作为6位数字移相器的最大相位，其单独的1dB输出功率是最高的，将其作为整体结构的输入端，可提高1dB输出功率。

作为优选，所述22.5°相移电路、45°相移电路、11.25°相移电路、5.625°相移电路依次级联。相比于从大到小或者从小到大的级联方式，将较大相位45°插入小相位中间，可以使得整体获得较高的匹配，并减小移相误差，提高移相精度。

作为优选，所述5.625°相移电路包括第一场效应管，所述第一场效应管的源极和漏极之间连接有第一电感。5.625°相移电路采用单个开关管进行控制，通过改变控制关系相移，当第一场效应管导通、第一电感足够大时，整个电路可以看作一个串联电阻,因此电路相移量很小，可以作为参考位，电路的插入损耗由M1的大小决定。当第一场效应管截止时，电路等效为电容与电感并联，能在保证驻波性能和较小插入损耗条件下，产生较小相移。该电路的不仅面积小、结构简单、插入损耗小，适合宽带应用；且其性能好。其性能好主要体现在移相精度高、插入损耗小、回波损耗小、驻波比小。采用此拓扑移相位，在33-37GHz频带范围内，移相误差小于0.3°、插损小于0.6dB、驻波小于1.3，在整个宽带内具有非常优异的性能。

作为优选，所述180°相移电路包括第六效应管、第七效应管、第八效应管和第九效应管，所述第六效应管的源极依次通过第六电感、第七电感与第七效应管的漏极相连，所述第八效应管的源极依次通过第七电容、第八电容与第九效应管的漏极相连，所述第六效应管的漏极与第八效应管的漏极相连，所述第七效应管的源极与第九效应管的源极相连，所述第六电感、第七电感的公共端连接有接地的第九电容，所述第七电容、第八电容的公共端连接有接地的第八电感。

作为优选，所述5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路和180°相移电路分别采用独立的电压控制。采用独立的电压源控制，虽然会增加Pad的个数，增大面积，但是要控制64种状态的开与关，必须采用每一相位单独控制。

本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

1、本发明将移相器两较高相移电路作为移相器的输出、输出，不仅可提高移相器极间匹配性，且可有效提高移相精度。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：

图1为本发明的原理框图。

图2为本发明的5.625°相移电路的电路原理图。

图3是本发明π型拓扑结构的一种电路结构。

图4是本发明180°相移电路的电路结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

实施例1

如图1、图3所示的一种Ka波段MMIC数字移相器，包括5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路和180°相移电路，其特征在于，所述5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路以任意顺序级联在90°相移电路、180°相移电路之间；

11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路采用该π型拓扑结构。采用该结构的相移电路，移向量均不大，也适合采用高低通网络来实现，其优点也是芯片面积小、插损小。当第二场效应管M2关断、第三场效应管M3打开时，电路等效位低通π型网络，产生相位延迟，当第二场效应管M2打开、第三场效应管M3关断时，电路中第三电感L3与第三场效应管M3的电容并联，第二电感L2与第一电容C1、第二电容C2的一半并联，两种状态下产生相移，同时，第三电感L3通过第三场效应管M3接入网络，和第二场效应管M2、第三场效应管M3—起可以调节整个宽带内的插损波动。第三电感L3有一个到地的回路，会造成低通状态时低端插损较大，解决这个问题只有增大电感值，但增大电感值会使驻波变差，同时移相波动增大，因此需综合考虑选择合适的电感值。另外，由于采用的是IBM 0.13umBiCMOS工艺，没有小电容，所以在11.25°状态下用两个电容并联来增大电容值。举例说明，采用此拓扑，在33-37GHz频段内，11.25°移相误差小于0.3°、插损小于1.2dB、驻波优于1.3；22.5°移相误差小于1.2°、插损小于1.3dB、驻波优于1.5；45°移相误差小于1.2°、插损小于2dB、驻波优于1.5；90°移相误差小于2°、插损小于4dB、驻波优于1.6。

实施例2

90°相移电路、180°相移电路均可作为本数字移相器的输入端，且5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路以任意顺序级联，譬如，其可按从小到大的顺序，也可按从大到小的顺序，也可乱序排列，但是，为了增强移相器的EDB输出功率，将180°相移电路作为本数字移相器的输入端，且22.5°相移电路、45°相移电路、11.25°相移电路、5.625°相移电路依次级联。

采用该结构的电路，可有效地提高提高移相器极间匹配性，且可有效提高移相精度。

实施例3

在上述结构的原理上，本实施例公开一详细实施方式。

如图2所示，所述5.625°相移电路包括第一场效应管M1，所述第一场效应管M1的源极和漏极之间连接有第一电感L1。5.625°相移电路采用单个开关管进行控制，通过改变控制关系相移，当第一场效应管导通、第一电感足够大时，整个电路可以看作一个串联电阻,因此电路相移量很小，可以作为参考位，电路的插入损耗由M1的大小决定。当第一场效应管截止时，电路等效为电容与电感并联，能在保证驻波性能和较小插入损耗条件下，产生较小相移。该电路的不仅面积小、结构简单、插入损耗小，适合宽带应用；且其性能好。其性能好主要体现在移相精度高、插入损耗小、回波损耗小、驻波比小。采用此拓扑移相位，在33-37GHz频带范围内，移相误差小于0.3°、插损小于0.6dB、驻波小于1.3，在整个宽带内具有非常优异的性能。

11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路采用π型拓扑结构，所述180°相移电路采用高低通相移网络。

如图4所示，所述180°相移电路包括第六效应管M6、第七效应管M7、第八效应管M8和第九效应管M9，所述第六效应管的源极依次通过第六电感L6、第七电感L7与第七效应管M7的漏极相连，所述第八效应管M8的源极依次通过第七电容C7、第八电容C8与第九效应管的漏极相连，所述第六效应管的漏极与第八效应管的漏极相连，所述第七效应管的源极与第九效应管的源极相连，所述第六电感、第七电感的公共端连接有接地的第九电容C9，所述第七电容、第八电容的公共端连接有接地的第八电感L8。利用相移网络来代替传输线，当信号从网络切换时，得到不同的相位，从而获得相移，主要优点是能够设计随频率变化的相移，能够获得较宽的频带和较好的频率响应，4个MOS管当做开关，通过开关的通断来选择不同的路径来实现移相的目的。采用这种结构的180°移相，可以实现较小的移相误差。举例说明，采用此拓扑，在33-376GHz频段内，180°移相位移相误差小于2.5°、插损小于5dB、驻波优于1.5。

上述的5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路和180°相移电路分别采用独立的电压控制。

采用本实施例的数字移相器，其可将匹配度提高到-10db至-12db，而现有的移相器其匹配度最高可达-8db，即本方案可大大提高移相器的匹配度。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.Ka波段MMIC数字移相器，包括5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路和180°相移电路，其特征在于，所述5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路以任意顺序级联在90°相移电路、180°相移电路之间，所述11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路采用π型拓扑结构，所述180°相移电路采用高低通相移网络；所述π型拓扑结构包括第二场效应管、第三场效应管，所述第二场效应管的源极和漏极之间连接有第二电感，所述第二场效应管的漏极依次通过第一电容、第二电容与第三场效应管的漏极相连，所述第二场效应管的源极依次通过第三电容、第四电容与第三场效应管的漏极相连，所述第三场效应管的源极接地且漏极连接有接地的第三电感。

2.根据权利要求1所述的Ka波段MMIC数字移相器，其特征在于，所述180°相移电路为上述级联的输入端。

3.根据权利要求1所述的Ka波段MMIC数字移相器，其特征在于，所述22.5°相移电路、45°相移电路、11.25°相移电路、5.625°相移电路依次级联。

4.根据权利要求1所述的Ka波段MMIC数字移相器，其特征在于，所述5.625°相移电路包括第一场效应管，所述第一场效应管的源极和漏极之间连接有第一电感。

5.根据权利要求1所述的Ka波段MMIC数字移相器，其特征在于，所述180°相移电路包括第六效应管、第七效应管、第八效应管和第九效应管，所述第六效应管的源极依次通过第六电感、第七电感与第七效应管的漏极相连，所述第八效应管的源极依次通过第七电容、第八电容与第九效应管的漏极相连，所述第六效应管的漏极与第八效应管的漏极相连，所述第七效应管的源极与第九效应管的源极相连，所述第六电感、第七电感的公共端连接有接地的第九电容，所述第七电容、第八电容的公共端连接有接地的第八电感。

6.根据权利要求1所述的Ka波段MMIC数字移相器，其特征在于，所述5.625°相移电路、11.25°相移电路、22.5°相移电路、45°相移电路、90°相移电路和180°相移电路分别采用独立的电压控制。