CN107703351A - 一种大动态微电流检测电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种大动态微电流检测电路,包括泄漏放电开关电路:包括JFET输入阻抗Q1,Q1的G极与电流积分电路中运算放大器U2的正相输入端连接,Q1的D、S极短路连接到电容C1和电阻R1的左端;电容C1和电阻R1的右端连接在一起,然后连接到电荷放电及频率生成电路中二极管D1的K极和双D触发器U3的脚;电流积分电路:包括一个运算放大器U2接成跟随器作为积分电路的输入缓冲电路、一个运算放大器U1和积分电容构成的电流积分电路;电荷放电及频率生成电路:采用COMS双D触发器与外围电路组合作为电荷吸收电路及输出频率发生电路。本发明通过上述原理,使微电流测量下线达到10‑12A量级,实现大动态的连续测量。
Description
技术领域
本发明涉及微小电信号检测技术领域,具体涉及一种大动态微电流检测电路。
背景技术
微弱电流测量技术广泛应用于核技术、真空测量技术、生物医学、天文学、磁学、地学、物理学、电化学等相关领域。在很多工程应用场合,微电流测量主要集中在10-12A—10-6A这个范围,适合这个范围微电流测量主要有两种方法:电阻跨导法、电容积分法。
电阻跨导法,如图2所示Vout=-Iin*R。受限于放大器电流噪声、热噪声、零点漂移、温度漂移,电阻热噪声,电阻温漂系数,在R为某一确定值的情况下,一般最多可以满足3.5个量级的测量。要实现更大动态范围的测量,则需要对反馈电阻R进行切换。切换器件只能采用绝缘强度足够高的干簧管继电器。高阻器件及干簧管继电器的体积都较大,难以实现小型化,在传感器及变送器的应用上受到限制。高阻器件及干簧管继电器的价格也较高,在成本敏感的应用中也受到限制。微电流测量本身需要各个环节的漏电流屏蔽来保障,电阻跨导法需要对多个节点实施高强度的绝缘隔离,工艺要求高,不便于自动化批量生产。
电容积分法,如图3所示Vout=-Iin*T/C,T为积分时间。电容积分法,可以有效的规避运放电流噪声、零点漂移、温度漂移,对环境噪声也能很好的抑制。限制电容积分法应用的关键难点在于对电容电荷的释放方法。有很多方法可以实现电容电荷的自动释放,但受限于放电开关的选择和应用方法,测量下限难以达到10-12A量级,也较难实现连续大动态测量。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是使微电流测量下线达到10-12A量级,实现连续大动态测量,目的在于提供一种大动态微电流检测电路,能在电容积累电荷得到释放的同时,将被测量的电流信号转化为对应的频率信号,使微电流测量下线达到10-12A量级,实现大动态的连续测量。
本发明通过下述技术方案实现:
一种大动态微电流检测电路,包括一种大动态微电流检测电路,其特征在于,包括
泄漏放电开关电路:包括JFET输入阻抗Q1,Q1的G极与电流积分电路中运算放大器U2的正相输入端连接,Q1的D、S极短路连接到电容C1和电阻R1的左端;电容C1和电阻R1的右端连接在一起,然后连接到电荷放电及频率生成电路中二极管D1的K极和双D触发器U3的脚;
电流积分电路:包括一个运算放大器U2接成跟随器作为积分电路的输入缓冲电路、一个运算放大器U1和积分电容构成的电流积分电路;
电荷放电及频率生成电路:采用COMS双D触发器与外围电路组合作为电荷吸收电路及输出频率发生电路。
泄漏放电开关电路采用超高输入阻抗JFET将其源漏极短路,与门极组成一个特殊的二极管,其反向饱和电流非常小,可达到亚皮安级,可作为较理想的放电开关,实现电容电荷的自动释放,使微电流测量下限达到10-12A量级,实现连续大动态测量。
本方案在电荷放电及频率生成电路中,在电容积累电荷得到释放的同时,将被测量的电流信号转化为对应的频率信号,得到频率与累积电荷之间的对应关系,实现大动态的连续测量。该电路体积小,成本低,工艺性好,保留了电容积分法的优势,有效的规避运放电流噪声、零点漂移、温度漂移,对环境噪声也能很好的抑制。本方案与电阻跨导法相比,在进行大动态范围测量时,无需对反馈电阻R进行切换。我们知道切换器件只能采用绝缘强度足够高的干簧管继电器。高阻器件及干簧管继电器的体积都较大,难以实现小型化,在传感器及变送器的应用上受到限制。高阻器件及干簧管继电器的价格也较高,在成本敏感的应用中也受到限制。微电流测量本身需要各个环节的漏电流屏蔽来保障,电阻跨导法需要对多个节点实施高强度的绝缘隔离,工艺要求高,不便于自动化批量生产。
优选的,所述电流积分电路包括运算放大器U1、运算放大器U2、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C2、电容C4和电容C5,电阻R6的左端为电流输入脚,电阻R6的右端和电阻R7的左端连接;电容C5一端和电阻R6,电阻R7的连接点连接,另一端连接地;电阻R7的右端与运算放大器U2的正相输入端连接;运算放大器U2的7脚接+5V电源,4脚接-5V电源;反相输入端和输出端短接在一起,然后接电阻R5的左端;电阻R5的右端与运算放大器U1的反相输入端连接;电容C4一端连接运算放大器U1的反相输入端,另一端与运算放大器U2的正相输入端连接;运算放大器U1的正相输入端接地,运算放大器U1的1、5和8脚悬空,运算放大器U1的7脚接+5V,运算放大器U1的4脚接-5V,输出端连接到电荷放电及频率生成电路的电阻R4;电容C2一端与运算放大器U2的正相输入端连接,另一端与运算放大器U1的输出端连接。
优选的,所述电荷放电及频率生成电路包括COMS双D触发器U3、电阻R4、电阻R3、电阻R2、三极管Q2、电容C3和二极管D1,电阻R4的一端与电流积分电路中运算放大器U1的输出端连接,另一端与三极管Q2的基极连接,三极管Q2的发射极通过电阻R2接地,三极管Q2的集电极通过电阻R3连接到-5V;电容C3并联在电阻R3两端;三极管Q2的集电极直接连接到二极管D1的负极和COMS双D触发器U3的D2脚;二极管D1的正极与COMS双D触发器U3的脚连接在一起,然后与泄漏放电开关电路中电容C1、电阻R1的右端连接;COMS双D触发器U3的1脚、4脚、14脚、13脚和10脚接地,COMS双D触发器U3的2脚、6脚和11脚连接在一起;COMS双D触发器U3的7脚接地;COMS双D触发器U3的9脚作为信号输出脚;有源晶振CY1的2脚接-5V,4脚接地,1脚悬空,3脚与COMS双D触发器U3的3脚连接。
本发明与现有技术相比,具有如下的优点和有益效果:
1、本发明中的泄漏放电开关电路采用超高输入阻抗JFET将其源漏极短路,与门极组成一个特殊的二极管,其反向饱和电流非常小,可达到亚皮安级,可作为较理想的放电开关,实现电容电荷的自动释放,使微电流测量下限达到10-12A量级,实现连续大动态测量。
2、本发明在电荷放电及频率生成电路中,在电容积累电荷得到释放的同时,将被测量的电流信号转化为对应的频率信号,得到频率与累积电荷之间的对应关系,实现大动态的连续测量。
3、本发明电路体积小,成本低,工艺性好,保留了电容积分法的优势,有效的规避运放电流噪声、零点漂移、温度漂移,对环境噪声也能很好的抑制。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解,构成本申请的一部分,并不构成对本发明实施例的限定。在附图中:
图1为本发明的电路图;
图2为电阻跨导法测量微电流电路;
图3为电容积分法测量微电流电路;
图4为SN74AC74的真值表。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白,下面结合实施例和附图,对本发明作进一步的详细说明,本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明,并不作为对本发明的限定。
实施例1:
如图1-3所示,本发明包括一种大动态微电流检测电路,包括
泄漏放电开关电路:包括JFET输入阻抗Q1,Q1的G极与电流积分电路中运算放大器U2的正相输入端连接,Q1的D、S极短路连接到电容C1和电阻R1的左端;电容C1和电阻R1的右端连接在一起,然后连接到电荷放电及频率生成电路中二极管D1的K极和双D触发器U3的脚;
Q1为超高输入阻抗JFET,将它接成一个特殊的二极管,其反向饱和电流Is为0.2pA(VGS=-20V),根据二极管方程,通过二极管的正向电流I=Is(eU/UT-1),U为二极管正向电压,UT为温度电压当量,在常温(300K)是,UT≈26mV。由此可见,当Q1两端的电压接近0V时,通过它的电流几乎为0,当电压差为26mV左右时,通过它的电流也仅为零点几个pA。结合电流积分电路、电荷放电及频率生成电路,Q1的构成的二极管A端的电压保持0V,K端电压在SN74AC74脚输出高电平是为0V,输出低电平时为-0.7V。在A、K端电压差为0V时,通过Q1的漏电流几乎为0,在压差为0.7V时,通过电阻R1放电,将电流积分电路中电容C2中积累的电荷放掉一部分,C1为补偿电容,可以改善电路的瞬态响应,使放电曲线变得陡峭。由于运放的零点漂移(LMC6041A最大为3mV),SN74AC74的高电平输出跌落(当负载电流小于50uA时,其典型值不超过10mV),Q1构成的二极管在SN74ACA74脚输出高电平时,A、K端的最大压差也不会超过15mV。这样就可以确保,在电容C2的电流积分期间,Q1的漏电流可以控制在fA级。
采用超高输入阻抗JFET将其源漏极短路,与门极组成一个特殊的二极管,其反向饱和电流非常小,可达到亚皮安级,可作为较理想的放电开关,实现电容电荷的自动释放,使微电流测量下限达到10-12A量级,实现连续大动态测量。
电流积分电路:包括一个运算放大器U2接成跟随器作为积分电路的输入缓冲电路、一个运算放大器U1和积分电容构成的电流积分电路;电流积分电路采用运算放大器U1和U2组成了一个电流积分器。之所以要用两个运放,而非仅用一个运放来实现,主要是因为现实中没有理想的运放,无法在同一个运放中同时做到低偏置电流和大带宽。通过查询目前市面上常用的低偏置电流(偏置电流小于200fA)运放,带宽一般都不超过2MHz,本发明选择的低成本运放LMC6041,其带宽仅有75KHz,难以满足本发明最高100KHz的电容充放电要求。本发明中LMC6041(U2)接成跟随器用法,作为U1的前级,起到一个输入缓冲器的作用(输入偏置电流的典型值为2fA)。构成电流积分器的运放是U1(OPA27),它是个增益带宽8MHz,低噪声高精度的运放。
电荷放电及频率生成电路:采用COMS双D触发器与外围电路组合作为电荷吸收电路及输出频率发生电路。
本方案在电荷放电及频率生成电路中,在电容积累电荷得到释放的同时,将被测量的电流信号转化为对应的频率信号,得到频率与累积电荷之间的对应关系,实现大动态的连续测量。该电路体积小,成本低,工艺性好,保留了电容积分法的优势,有效的规避运放电流噪声、零点漂移、温度漂移,对环境噪声也能很好的抑制。本方案与电阻跨导法相比,在进行大动态范围测量时,无需对反馈电阻R进行切换。我们知道切换器件只能采用绝缘强度足够高的干簧管继电器。高阻器件及干簧管继电器的体积都较大,难以实现小型化,在传感器及变送器的应用上受到限制。高阻器件及干簧管继电器的价格也较高,在成本敏感的应用中也受到限制。微电流测量本身需要各个环节的漏电流屏蔽来保障,电阻跨导法需要对多个节点实施高强度的绝缘隔离,工艺要求高,不便于自动化批量生产。
实施例2:
本实施例在实施例1的基础上优选如下:电流积分电路包括运算放大器U1、运算放大器U2、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C2、电容C4和电容C5,电阻R6的左端为电流输入脚,电阻R6的右端和电阻R7的左端连接;电容C5一端和电阻R6,电阻R7的连接点连接,另一端连接地;电阻R7的右端与运算放大器U2的正相输入端连接;运算放大器U2的7脚接+5V电源,4脚接-5V电源;反相输入端和输出端短接在一起,然后接电阻R5的左端;电阻R5的右端与运算放大器U1的反相输入端连接;电容C4一端连接运算放大器U1的反相输入端,另一端与运算放大器U2的正相输入端连接;运算放大器U1的正相输入端接地,运算放大器U1的1、5和8脚悬空,运算放大器U1的7脚接+5V,运算放大器U1的4脚接-5V,输出端连接到电荷放电及频率生成电路的电阻R4;电容C2一端与运算放大器U2的正相输入端连接,另一端与运算放大器U1的输出端连接。
运算放大器U1和C2构成电流积分器的主体,U2起到输入缓冲作用,C4、R5起到环路补偿、稳定作用;R6、R7、C5起到输入滤波和缓冲作用。C2、C4、C5均采用聚苯乙烯金属箔电容,绝缘电阻大于1000G,且不易受潮,绝缘保持性好。
电荷放电及频率生成电路包括COMS双D触发器U3、电阻R4、电阻R3、电阻R2、三极管Q2、电容C3和二极管D1,电阻R4的一端与电流积分电路中运算放大器U1的输出端连接,另一端与三极管Q2的基极连接,三极管Q2的发射极通过电阻R2接地,三极管Q2的集电极通过电阻R3连接到-5V;电容C3并联在电阻R3两端;三极管Q2的集电极直接连接到二极管D1的负极和COMS双D触发器U3的D2脚;二极管D1的正极与COMS双D触发器U3的脚连接在一起,然后与泄漏放电开关电路中电容C1、电阻R1的右端连接;COMS双D触发器U3的1脚、4脚、14脚、13脚和10脚接地,COMS双D触发器U3的2脚、6脚和11脚连接在一起;COMS双D触发器U3的7脚接地;COMS双D触发器U3的9脚作为信号输出脚SIGNAL OUT;有源晶振CY1的2脚接-5V,4脚接地,1脚悬空,3脚与COMS双D触发器U3的3脚连接。
U3为SN74AC74双D触发器,它的第一组单元构成经典的二分频器,将有源晶振CY1输入的2MHz时钟信号二分频为1MHz,并对波形进行整形,输出1MHz占空比为50%的脉冲信号。根据图4,SN74AC74的真值表可知,由于接高电平,当的上升沿到来时,将输出D2的相反状态,Q2输出D2的相同状态。
当电流积分电路中的C2积分电压低于电荷放电及频率生成电路中型号为MMBT3906的PNP三极管Q2的be极导通电压时(-0.7V左右),MMBT3906开始工作,VCE会随着U1输出电压的降低迅速降低,U3的D2脚输入电平从低电平(-5V)转换到高电平,若此时的上升沿到来,则从高电平(0V),转换到低电平(-5V),由于型号为IN4148的二极管D1的存在,D2的输入电平会立即钳位到-4.3V(低电平),但是此时的上升沿已过,要等到下一次的上升沿到来时,才会翻转为高电平(0V)。在这个过程中,会维持1uS的低电平(-5V)时间,C2上累积的电荷会通过2N4117(Q1)释放。释放掉的电荷量为:q=(5V-VQ1)*T/R1,VQ1为Q1构成二极管的导通压降,约为0.7V,R1为200K,T为1uS,则释放掉的电荷量为21.5皮库,对应的C2(100pF)上的积分电压会降低0.215V。当放电完毕后,MMBT3906又会处于截止状态,D2的输入电平恢复到低电平。C2也重新开始累积电荷,直到下一次触发MMBT3906。如此周而复始,由于输入电流的大小不同,要累积21.5皮库电荷的时间也会不同,SN74AC74的Q2输出端输出的频率也会不一样。在计算频率和电流的对应关系时,需要扣除固定的1uS放电时间,以及在放电时,被测量电流也会跟着释放,每次放掉的电荷中有一部分是被测电流的实时值,而非累积值。这些都可以通过数学方法轻易的计算,从而实现电容电荷的准确释放,测量下限达到10-12A量级,实现连续大动态测量。
以上所述的具体实施方式,对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明,所应理解的是,以上所述仅为本发明的具体实施方式而已,并不用于限定本发明的保护范围,凡在本发明的精神和原则之内,所做的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种大动态微电流检测电路,其特征在于,包括
泄漏放电开关电路:包括JFET输入阻抗Q1,Q1的G极与电流积分电路中运算放大器U2的正相输入端连接,Q1的D、S极短路连接到电容C1和电阻R1的左端;电容C1和电阻R1的右端连接在一起,然后连接到电荷放电及频率生成电路中二极管D1的K极和双D触发器U3的脚;
电流积分电路:包括一个运算放大器U2接成跟随器作为积分电路的输入缓冲电路、一个运算放大器U1和积分电容构成的电流积分电路;
电荷放电及频率生成电路:采用COMS双D触发器与外围电路组合作为电荷吸收电路及输出频率发生电路。
2.根据权利要求1所述的一种大动态微电流检测电路,其特征在于,所述电流积分电路包括运算放大器U1、运算放大器U2、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C2、电容C4和电容C5,电阻R6的左端为电流输入脚,电阻R6的右端和电阻R7的左端连接;电容C5一端和电阻R6,电阻R7的连接点连接,另一端连接地;电阻R7的右端与运算放大器U2的正相输入端连接;运算放大器U2的7脚接+5V电源,4脚接-5V电源;反相输入端和输出端短接在一起,然后接电阻R5的左端;电阻R5的右端与运算放大器U1的反相输入端连接;电容C4一端连接运算放大器U1的反相输入端,另一端与运算放大器U2的正相输入端连接;运算放大器U1的正相输入端接地,运算放大器U1的1、5和8脚悬空,运算放大器U1的7脚接+5V,运算放大器U1的4脚接-5V,输出端连接到电荷放电及频率生成电路的电阻R4;电容C2一端与运算放大器U2的正相输入端连接,另一端与运算放大器U1的输出端连接。
3.根据权利要求1所述的一种大动态微电流检测电路,其特征在于,所述电荷放电及频率生成电路包括COMS双D触发器U3、电阻R4、电阻R3、电阻R2、三极管Q2、电容C3和二极管D1,电阻R4的一端与电流积分电路中运算放大器U1的输出端连接,另一端与三极管Q2的基极连接,三极管Q2的发射极通过电阻R2接地,三极管Q2的集电极通过电阻R3连接到-5V;电容C3并联在电阻R3两端;三极管Q2的集电极直接连接到二极管D1的负极和COMS双D触发器U3的D2脚;二极管D1的正极与COMS双D触发器U3的脚连接在一起,然后与泄漏放电开关电路中电容C1、电阻R1的右端连接;COMS双D触发器U3的1脚、4脚、14脚、13脚和10脚接地,COMS双D触发器U3的2脚、6脚和11脚连接在一起;COMS双D触发器U3的7脚接地;COMS双D触发器U3的9脚作为信号输出脚;有源晶振CY1的2脚接-5V,4脚接地,1脚悬空,3脚与COMS双D触发器U3的3脚连接。
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