CN107666249B - 基于虚拟阻抗的llc谐振变换器并联控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法，主要包括系统各电气信号采样、电压误差信号补偿、平均电流产生、电流环流通路补偿以及PFM驱动信号生成，通过引入虚拟阻抗对各路环流进行调整，改善各路LLC谐振变换器输出电流均流水平。本发明采用的数字控制方法，利用虚拟阻抗而非采用实际阻抗，获得较好的均流特性的同时，本发明不改变主电路原有的输出特性，并且不增加额外的硬件电路，不产生额外的损耗。提升了LLC谐振变换器的功率应用范围，有助于功率变换器实现更高功率，更高效率以及更大功率密度的应用目标。

Description

基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法，属于电能变换领域。

背景技术

当今，有限的化石能源供给已经无法满足经济社会持续发展的需求，新能源产业得到了广泛的关注。对于更低成本、更高效率和更大功率密度的功率变换装置的需求急速增长。LLC谐振变换器因其突出的性能优势得到了广泛的应用，其优点不限于：输出调整范围宽；在全负载范围内实现原边开关管的ZVS，开关损耗小；副边整流二极管电压应力小；LLC谐振变换器无滤波电感且易于磁集成设计，有利于功率密度的提高。

为了拓宽LLC谐振变换器在更大功率场合的应用，可以通过将LLC谐振变换器进行并联工作。在理想情况下，各路LLC谐振变换器均分功率，在并联分流作用下，各路LLC谐振变换器的负载电流基本相同，电流强度大幅降低。而实际情况下，由于器件之间存在公差，各路LLC谐振变换器参数存在差异，导致每路LLC谐振变换器输出电流不相等。尤其在LLC电路中，即使5％的谐振参数差异也会导致较大的输出电流不平衡，严重时，其中一路会承担几乎全部的功率，极大影响了使用寿命与可靠性。一般情况下器件的参数是无法准确的控制的，所以有效的均流方法变得十分关键。目前，主流的均流方法大都是针对PWM变换器的应用，对于LLC谐振变换器并不适用。

发明内容

本发明的目的是为了实现LLC谐振变换器并联控制，解决因各路LLC谐振变换器谐振参数误差而导致的输出电流不均衡问题。

为解决上述技术问题本发明提供了一种引入虚拟阻抗的数字控制方法，通过调频控制，改善各路LLC谐振变换器输出均流水平。该基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法包括如下步骤：

步骤一、采用数字控制器采样并联LLC谐振变换器的输出电压信号U_o和n路输出电流信号I_o1,I_o2,...,I_on，并根据输出电压指标初始化设置输出电压参考值U_o ^*，n表示并联LLC谐振变换器的路数，其中2≤n≤6；

步骤二、将输出电压信号U_o减去输出电压参考值U_o ^*得到输出电压误差信号，该输出电压误差信号经过电压环比例-积分补偿器运算，得到电压环补偿输出信号V_m0；

步骤三、将n路输出电流信号I_o1,I_o2,...,I_on送入平均电流产生单元，得到负载平均电流信号I_av；

步骤四、n路输出电流信号I_o1,I_o2,...,I_on分别减去步骤三中得到的负载平均电流信号I_av，得到n路环流信号I_j1,I_j2,...,I_jn；

步骤五、n路环流信号I_j1,I_j2,...,I_jn分别经过虚拟阻抗Z_v补偿运算得到环流反馈通路信号V_j1,V_j2,…,V_jn；

步骤六、将电压环补偿输出信号V_m0分别减去n路环流反馈通路信号V_j1,V_j2,…,V_jn，分别得到n路电压环最终输出信号V_m1,V_m2,…,V_mn；

步骤七、将步骤六得到的电压环最终输出信号V_m1,V_m2,…,V_mn送入n路各自的调频控制单元中，得到n路各自的脉频调制信号PFM₁,PFM₂,…,PFM_n，频率为f_s1,f_s1,…f_sn，并作为驱动信号反馈送到n路各LLC谐振变换器中。

对上述技术方案的进一步设计为：步骤三中计算负载平均电流信号的过程如下：

步骤五中虚拟阻抗Z_v满足的条件为：

其中，L_rj为各路LLC谐振变换器的谐振电感；C_rj为各路LLC谐振变换器的谐振电容；其中j＝1,2,…,n，n表示并联LLC谐振变换器的路数。i是虚数单位，ω_j表示各路的电角度，和频率f_sj关系的表达式如下：ω_j＝2πf_sj。

步骤七中调频控制单元将电压环最终输出信号V_m1,V_m2,…,V_mn对应于周期寄存器值TBPRD1,TBPRD2,…,TBPRDn，对应输出各路的脉频调制信号PFM₁,PFM₂,…,PFM_n。

本发明中每个LLC谐振变换器电路的控制框图如图3所示，由图3可得到各LLC谐振变换器电路的传递函数如下：

其中s是复变量；j＝1,2,…,n；U_oj ^*为各路LLC谐振变换器输出电压参考值，取值范围0～3V；U_oj为各路LLC谐振变换器输出电压；I_oj为各路LLC谐振变换器的输出电流；I_av为各路LLC谐振变换器平均电流；Z_v(s)为虚拟阻抗值；R(s)为电压环比例积分补偿值；G_b为比例系数；L_rj为各路LLC谐振变换器的谐振电感；C_rj为各路LLC谐振变换器的谐振电容；n表示并联LLC谐振变换器的路数；

式(3)中P_cj(s)、Z_rj(s)和Z_mj(s)为中间参数，表达式如下：

Z_mj(s)＝sL_mj (6)

其中s是复变量；L_rj为各路LLC谐振变换器的谐振电感；C_rj为各路LLC谐振变换器的谐振电容；L_mj为各路LLC谐振变换器的励磁电感；H_f(s)为电压采样传递函数；j＝1,2,…,n，n表示并联LLC谐振变换器的路数；

令每个LLC谐振变换器的输出电压参考值相同，又因为n路LLC谐振变换器并联，n路输出电压相同，所以可令：

U_o(s)＝U_o1(s)＝U_o2(s)＝…＝U_on(s) (7)

由式(3)可联立n个LLC谐振变换器电路的传递函数，得到下式：

将上述等式同时除以虚拟阻抗Z_v(s)，得到下式：

当设置虚拟阻抗Z_v(s)远大于Z_rj(s)时，其中j＝1,2,…,n，n为并联LLC谐振变换器的路数，可得：

将式(11)、式(12)代入式(10)中，并化简可得：

I_o1(s)≈I_o2(s)≈…≈I_on(s) (13)

因此当各LLC谐振变换器电路中谐振参数存在差异时，设置满足条件的虚拟阻抗值，可以减弱这种差异的影响，改善各LLC谐振变换器电路输出均流。

本发明与现有技术相比具有如下有益效果：

本发明优化控制方法主要包括各电气信号采样、电压误差信号补偿、平均电流产生、电流环流通路补偿以及PFM驱动信号生成，引入基于虚拟阻抗的环流通路反馈控制，优化各LLC谐振变换器输出电流均流特性。

本发明采用的数字控制方法，利用虚拟阻抗而非采用实际阻抗，可以获得较好的均流特性，在10％的谐振参数误差情况下，本发明可将两路LLC谐振变换器输出电流不平衡度从60.8％减小到0.2％。在多路LLC谐振变换器并联时，以三路为例，采用本发明的控制方法，输出电流不平衡度最大也仅为2.7％。同时本发明不改变主电路原有的输出特性，并且不增加额外的硬件电路，不产生额外的损耗。提升了LLC谐振变换器的功率应用范围，有助于功率变换器实现更高功率，更高效率以及更大功率密度的应用目标。

附图说明

图1是本发明两路LLC谐振变换器并联电路拓扑图；

图2是本发明实施例的控制策略框图；

图3是本发明的系统单路LLC谐振变换器控制框图；

图4是本发明实施例的控制流程框图；

图5是具有10％误差的谐振参数的各路谐振电流仿真波形图；

图6是具有10％误差的谐振参数的各路输出电流仿真波形图；

图7是采用本发明控制方法的两路LLC谐振变换器仿真波形图；

图8是本发明三路LLC谐振变换器并联电路拓扑图；

图9是采用本发明控制方法的三路LLC谐振变换器输出电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。

实例一：

本案采用两路谐振变换器并联，图1为两路LLC谐振变换器并联的电路拓扑图，其中LLC谐振变换器并联硬件电路由两个LLC谐振变换器、一个输出电容以及负载构成。每路LLC谐振变换器由二个功率开关、一个谐振电感、一个谐振电容、一个变压器和二个整流二极管构成。

两路LLC谐振变换器输入并联输出并联，其中U_IN为输入电压，并联输出端设有一个滤波电容C_o与负载电阻R_L并联。每个LLC谐振变换器电路包括功率开关管Q₁₁(Q₂₁)、Q₁₂(Q₂₂)，整流二极管D₁₁(D₂₁)、D₁₂(D₂₂)，谐振电感L_r1(L_r2)，谐振电容C_r1(C_r2)，励磁电感L_m1(L_m2)和隔离变压器。

在并联条件下，每个LLC谐振变换器电路的功率只为总功率的一半，有利于在大功率应用下选取成本更低、体积更小、性能更优的器件。从而获得成本优势和功率密度的提高。发挥LLC谐振变换器的性能优势，使其能在更高的功率等级下应用。

在理想情况下，两LLC谐振变换器的谐振参数(谐振电感、谐振电容和励磁电感)完全相同，即L_r1＝L_r2，C_r1＝C_r2，L_m1＝L_m2，此时通过两路的电流基本相等。而在实际应用中，器件的参数是存在误差的且无法被精确控制，只能控制在特定百分比之内。参见图1，在本实施例中，所述两路并联LLC谐振变换器电路功率为960W，其谐振参数误差为10％，即设定L_r2＝110％×L_r1，C_r2＝110％×C_r1，L_m2＝110％×L_m1。其它具体参数如下：输入电压U_IN＝400V，输出电压U_o＝12V，工作频率f＝800kHz，L_r1＝5.20μH，C_r1＝7.61nF，L_m2＝23.41μH，L_r2＝5.72μH，C_r2＝8.37nF，L_m2＝25.75μH，变压器匝比为16:1:1，负载电阻R_L＝0.15Ω。图5和图6分别是两路LLC谐振变换器谐振电流和输出电流的波形图(未进行控制)。图中看出经过两路的电流严重不平衡，用不平衡度来衡量输出电流的均流效果，定义为各路输出电流差值的最大值与各路输出电流和的比值。不平衡度越小，均流效果越好。图中两路LLC谐振变换器输出电流有效值分别为71.47A和17.42A，各路承受的功率百分比为80.4％和19.6％，不平衡度为60.8％。若LLC谐振变换器并联系统长时间处于该工作状态下，其中一路的过负荷工作，万一电路参数选型时余量控制不足，该路会直接损坏，从而导致整个系统的失效。

为了改善上述LLC谐振变换器并联不均流情况，采用本发明提出的基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法，其结构如图2所示，与图1相比，增加了控制电路部分，采用DSP数字控制器(TMS320F28335)，主电路部分则完全相同且参数设置一致，谐振参数依旧设置10％的误差。

本发明控制方法的过程如图3所示，对应的控制流程框图如图4所示，具体流程表述如下：采样输出电压信号U_o和两路输出电流信号I_o1、I_o2；根据电路输出电压12V的指标要求，初始化设置电压参考值U_o ^*为输出电压控制目标值，此例取U_o ^*＝2V；输出电压信号U_o减去输出电压参考值U_o ^*得到输出电压误差信号，该输出电压误差信号经过电压环比例-积分补偿器运算，得到电压环补偿输出信号V_m0；通过平均电流产生单元计算得到负载平均电流信号I_av；引入环流反馈，将两路输出电流信号I_o1、I_o2分别减去负载平均电流信号I_av，得到两路环流信号I_j1、I_j2；利用虚拟阻抗补偿两路环流信号I_j1、I_j2得到环流反馈通路信号V_j1、V_j2，按工作频率800kHz简化计算两路谐振电感和谐振电容的和Z_r1、Z_r2，分别为0.03Ω、5.93Ω，在数字控制器中设置虚拟阻抗的模值为其和中最大值的100倍，即593Ω；将电压环补偿输出信号V_m0分别减去两路环流反馈通路信号V_j1、V_j2，分别得到两路电压环最终输出信号V_m1、V_m2，经调频控制单元，得到脉频调制信号PFM₁、PFM₂，作为驱动信号控制主电路开关管导通关断，PFM₁控制第一路开关管，PFM₂控制第二路开关管。

图7是采用本发明的控制方法的仿真波形图。由于经过控制回路输出的是脉频信号，两LLC谐振变换器的工作频率不同，都工作在小于谐振频率处，两路谐振电流与输出电流间存在相位差。输出电压达到稳态电压值，从谐振电流和输出电流的波形看出，与不采用本发明的控制方法相比，流过两LLC谐振变换器的电流平衡度大大改善。输出电流的有效值分别为45.1A和44.93A，所承受的功率百分比为50.1％和49.9％，不平衡度仅为0.2％，对比前述控制方法的60.8％的不平衡度，均流效果提升明显，证明了本发明所提出的基于虚拟阻抗的控制方法的有效性，对改善LLC谐振变换器并联均流的作用十分显著。此时流过两路的电流近似相等，不会出现前述方法中，其中一路流过的电流远大于另一路的情况。避免了其中一路因长时间过负荷工作，而导致的器件易损和整个LLC谐振变换器并联系统的可靠性下降。

实例二：

为验证本发明在多于两路LLC谐振变换器并联控制时的有效性，将三个LLC谐振变换器并联。除了三路LLC谐振变换器的谐振参数存在差异外，其余电路参数同前述实施例，电路拓扑图如图8所示，并采用本发明的控制方法。设置三路LLC谐振变换器的谐振参数误差如下：

L_r2＝105％×L_r1，C_r2＝105％×C_r1，L_m2＝105％×L_m1；

L_r3＝110％×L_r1，C_r3＝110％×C_r1，L_m3＝110％×L_m1。

具体参数如下：

L_r1＝5.20μH，C_r1＝7.61nF，L_m1＝23.41μH；

L_r2＝5.46μH，C_r2＝7.99nF，L_m2＝24.58μH；

L_r3＝5.72μH，C_r3＝8.37nF，L_m3＝25.75μH。

如图9是三路LLC谐振变换器输出电流波形图，每路的输出电流有效值分别为29.90A，27.93A和27.54A，所承受的功率百分比为35.0％，32.7％和32.3％，同样近似相等，不平衡度仅为2.7％，实现了三路LLC谐振变换器的均流控制。

Claims (4)

1.一种基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法，其特征在于：该方法包括以下步骤：

步骤一、采用数字控制器采样并联LLC谐振变换器的输出电压信号U_o和n路输出电流信号I_o1,I_o2,...,I_on，并根据输出电压指标初始化设置输出电压参考值U_o ^*，n表示并联LLC谐振变换器的路数，其中2≤n≤6；

步骤二、将上述输出电压信号U_o减去输出电压参考值U_o ^*得到输出电压误差信号，该输出电压误差信号经过电压环比例-积分补偿器运算，得到电压环补偿输出信号V_m0；

步骤三、将n路输出电流信号I_o1,I_o2,...,I_on送入平均电流产生单元，得到负载平均电流信号I_av；

步骤四、n路输出电流信号I_o1,I_o2,...,I_on分别减去步骤三中得到的负载平均电流信号I_av，得到n路环流信号I_j1,I_j2,...,I_jn；

步骤五、n路环流信号I_j1,I_j2,...,I_jn分别经过虚拟阻抗Z_v补偿运算单元得到环流反馈通路信号V_j1,V_j2,…,V_jn；

所述虚拟阻抗Z_v补偿运算单元虚拟阻抗Z_v满足的条件为：

其中，L_rj表示各路LLC谐振变换器的谐振电感，C_rj表示各路LLC谐振变换器的谐振电容，其中j＝1,2,…,n，n表示并联LLC谐振变换器的路数，i是虚数单位，ω_j表示各路的电角度，和频率f_sj关系的表达式为：ω_j＝2πf_sj；

步骤六、将电压环补偿输出信号V_m0分别减去n路环流反馈通路信号V_j1,V_j2,…,V_jn，分别得到n路电压环最终输出信号V_m1,V_m2,…,V_mn；

步骤七、将步骤六得到的电压环最终输出信号V_m1,V_m2,…,V_mn送入n路各自的调频控制单元中，得到n路各自的脉频调制信号PFM₁,PFM₂,…,PFM_n，频率为f_s1,f_s1,…f_sn，并作为驱动信号反馈送到n路各LLC谐振变换器中。

2.根据权利要求1所述的基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法，其特征在于：步骤三中平均电流产生单元计算负载平均电流信号的过程如下：

3.根据权利要求1所述的基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法，其特征在于：步骤七中调频控制单元将电压环最终输出信号V_m1,V_m2,…,V_mn对应于周期寄存器值TBPRD1,TBPRD2,…,TBPRDn，对应输出各脉频调制信号PFM₁,PFM₂,…,PFM_n。

4.根据权利要求1、2或3所述的基于虚拟阻抗的LLC谐振变换器并联控制方法，其特征在于：其中硬件电路由n个LLC谐振变换器、一个输出电容以及负载构成；每路LLC谐振变换器由二个功率开关、一个谐振电感、一个谐振电容、一个变压器和二个整流二极管构成。