CN107658948A - 一种电池组均衡充电电路及其控制结构 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力技术领域，尤其涉及一种电池组均衡充电电路及其控制结构。基于上述均衡结构，当个别单体电池电压过低时时，启用逆变模块对对低电压电池单元进行充电，然后再使用斩波模块对整体进行充电，完成均衡重点任务，当个别电池单元电压过高时，掀起用斩波模块使高电压电池单元的电量转移至其他低电压电池单元，再使用逆变模块对整体进行充放电实现均衡充电，通过本方案的均衡结构，是两种模块相互结合协同作用，即减少了均衡时间，同时也保证了均衡精度，避免单一均衡模块无法适应多种不均衡情形，顾此失彼的不利局面，实现了均衡功能及效果的提升。

Description

一种电池组均衡充电电路及其控制结构

技术领域

本发明涉及电力技术领域，尤其涉及一种电池组均衡充电电路及其控制结构。

背景技术

在电力系统正常运转过程中，不可避免的会遇到电源掉线，电压不稳等突发状况而导致需要切断电源以保证设备安全，为避免切断电源造成的电力设备运行异常，经常需要使用到各种类型的电池储能系统，电池储能系统作为备用电源以及能源储备装置是电力行业中的一个重要被部分，随着电池种类以及性能的提升，电池的单体容量以及电量不断提升，但在现阶段，单体电池的容量以及储存电量的能力仍然不足与满足大多数设备的电压电量需求，多数情况下需要使用将多个电池串并联形成电池组来获得所需的电压与容量等级，在理想情况下，我们希望电池组内的多个电池能够保持相同的充放电电压和充电速率，以实现电池组的同步，简化充放电过程以及提高效率，但由于制造工艺、电池材质、内外部环境等原因，导致在充放电过程中电池组内部单体电池之间出现不均衡现象，这种不均衡现象会导致电池组内部的单体电池产生过充电以及过放电现象，该不均衡现象会随着充放电次数的增加而加剧，其结果是使电池组内的单体电池的寿命迅速下降，电池组整体的充放电效率以及容量远小于理论值甚至无法达到既定的设计要求。因此在大多数电池组的应用系统中还需要配置相应的均衡管理结构，运用各种均衡管理策略以平衡电池组内各单体电池的充放电过程(包括充放电电量、电压等级、电流大小等)使其保持一致。特别是近十几年来，基于各种类型电路以及电子器件的均衡策略不断出现，但收到电路结构以及电子元器件的限制均存在各种不足：例如以电能转移为原理的LC振荡电路均衡策略由于开关数目多，因此控制电路复杂、损耗较大；基于斩波电路的均衡策略虽然在单体电池较少的电池组中具有较高的转移效率，但整体而言，其均衡电能转移效率仍然较低，不适用于大型的电池组。

发明内容

本发明创造的目的在于，提供一种电池组均衡充电电路及其控制结构，其能在电池组充放电过程中减少均衡时间消耗，提高均衡精度，以提高充放电效率，扩大电池组的应用范围。

为实现上述目的，本发明创造采用如下技术方案。

一种电池组均衡充电电路，包括两种均衡模块，即逆变模块及斩波模块，每一个电池单元均对应一个逆变模块，每两个相邻的电池单元对应一个斩波模块，所述逆变模块中包括一个半桥逆变电路，半桥逆变电路前级设有AC/DC电源以提供直流电压，并依次经过LC滤波电路、高频变压电路以及二次整流滤波等电路得到均衡电压/电流。

所述半桥逆变电路包括两个串联的MOSFET管，在MOSFET管上分别反向并联有二极管；MOSFET管上还分别并联有吸收电容；串联的MOSFET管再与一个电容组并联，所述电容组中包括两个容值足够大且相等的电容，串联的MOSFET与电容组的两端连接至电源两端，两个电容中间点与两个MOSFET管的中间点连接，在两个中间点之间设有LC滤波电路，所述LC滤波电路包括谐振电容以及谐振电杆；LC滤波电路通过一个高频变压器与相应电池组连接，所述高频变压器前端连接至LC滤波电路，后端通过二次整流滤波电路之后连接至电池组，所述二次整流滤波电路包括谐振电容、谐振电感以及连接至高频变压器后端的整流二极管。

所述斩波电路利用电池组自身供电，以实现传递方式的均衡，在每两个电池组之间对应有单斩波回路，所述单斩波回路包括MOSFET管，MOSFET管上并联有二极管，MOSFET管与用于储存电能的储能电感串联后连接至电池两端，相邻的两个单斩波电路间通过耦合电容相连接，耦合电容两端的连接点位于两个单斩波电路内开光关和储能电感中间。

基于上述均衡结构，当个别单体电池电压过低时时，启用逆变模块对对低电压电池单元进行充电，然后再使用斩波模块对整体进行充电，完成均衡重点任务，当个别电池单元电压过高时，掀起用斩波模块使高电压电池单元的电量转移至其他低电压电池单元，再使用逆变模块对整体进行充放电实现均衡充电，通过本方案的均衡结构，是两种模块相互结合协同作用，即减少了均衡时间，同时也保证了均衡精度，避免单一均衡模块无法适应多种不均衡情形，顾此失彼的不利局面，实现了扬长避短，同时将上述两种模块有机结合，简化均衡电路的结构以及元器件的数量，在模块内实现零电压/电流开端，有效降低电路的能量消耗，并解决与之相关的内部发热等问题，实现均衡功能及效果的提升。

一种电池充放电控制结构，包括上述均衡充电电路，所述均衡充电电路前方依次设有单片机、DA模块、PWM生成芯片以及驱动电路，所述单片机通过DA模块对PWM生成芯片进行控制以产生脉冲驱动波形，生成的PWM波形经过驱动电路调制后对前述均衡充电电路中MOSFET管的驱动控制，在电池单元设置有传感器，以将电池单元的电流电压信号反馈至单片机中，形成闭环控制系统。单片机主要作为均衡充电电路的控制机构，包括选通控制，信号转换及处理的控制、运行均衡算法以及内外部数据的传输；优先采用现有的PWM芯片以简化设计过程，由于直接获得的PWM波形驱动能力较弱，无法满足前述均衡充电电路中MOSFET管驱动所需，本系统中需要驱动电路来调制驱动信号，提供MOSFET管所需的瞬态电流，同时隔离PWM波，防止电路直通。所述驱动电路中包括驱动芯片，驱动芯片用于提供足够强大的瞬态启动电流，在驱动芯片前后端分别设置了前后级电路，PWM芯片生成的脉冲波分别输入驱动芯片的前级的HIN引脚和LIN引脚，前后级电路相互对应，HIN引脚对应H0，H0中的输出信号用于驱动半桥逆变电路中的上桥臂MOSFET管，同理LIN引脚对应L0，用于驱动下桥臂MOSFET管；同时驱动芯片的VS引脚与半桥逆变电路上下MOSFET管的连接端相连，上桥臂MOSFET管的S极与下桥臂MOSFET管的D极相连，同时利用快恢复二极管以及一个电解电容抬高驱动芯片后级电路VB端的电压，使VB实际电压高于半桥逆变电路的中线电压，其电压幅值为VCC减去二极管上的压降。

特别的，所述PWM芯片是指SG3525芯片，所述SG3525芯片的CT引脚以及DISC引脚(即放电引脚)之间设有放电电阻R_D以可通过R_D电阻值的来设定CT的放电电流值，RT引脚以及CT引脚分别连接震荡电阻以及震荡电容；VDD引脚作为电压输入端连接有低直流电压(如+15V)。

利用上述均衡充电电路结合控制结构，能够实现对各种不同类型的电池组进行充放电，根据电池组各种不均衡现象实现主动和被动式的均衡处理，通过外部芯片以及驱动电路提高了均衡电路的均衡效果，降低整个结构电路以及元器件的电能能耗，扩展单电池组内单体电池的数量及组合方式，进而充分发挥组合式均衡电路的特点使整个控制结构具备低功耗高效率，并能够良好的适应不同种均衡处理的需要。

附图说明

图1是实施例中电池组均衡充电电路的原理框图；

图2是实施例中电池组均衡充电电路的结构图；

图3是实施例中半桥逆变电路的结构原理图；

图4是位于逆变电路后极的变压器的四个输出特性图；

图5是斩波电路的机构示意图；

图6是实施例中电池充放电控制结构的框架图；

图7是实施例中PWM芯片对应的外围电路；

图8是实施例中驱动电路的电路结构图。

具体实施方式

以下结合具体实施例对本发明创造作详细说明。

由于单体电池之间的差异，电池组内部电池再充放电过程中会造成内部电压差异，这种差异会随着使用使用次数的增加急剧增加，破坏电池组的有效性，并导致经济与技术方面的损失，这种现象被称为不均衡现象，包括一个或者多个单体电池电压过高(相对于电池组内的多数单体电池，下同)、过低以及高低混合等类型，针对上述不均衡现象，我们要采用必需的均衡控制策略，不管在技术上采用何种电路结构或何种电子元器件，在原理上我们可以将常见的均衡控制方法进行分类，其中最主要的是比较法以及均值法。

比较法是将电池组内各层电压依次测出并进行比较和排序，根据各层测量得到的最高电压以及最低电压根据测量值以及需要设置相应静态或者动态的均衡电压并通过比较 以及之间的大小或关系，指定一个均衡控制式，根据均衡控制式的输出结果来启动或者关闭均衡器(指用于实现均衡控制的电路及电子器件的结合)依次对各层电压值最高的电池或电池串进行放电，直至所有的单体电池或电池串的电压满足需求，该种均衡策略包括多次(与各层电池组均衡次数成正比)电能以热能方式消散的过程，因此其均衡时间较长，同时造成电能浪费以及发热等问题，其优点是控制结构和电路较简单，易于实现；均值法同样需要测定以及各层的电压值V_i，并计算平均电压其中(其中n是电池组的层数，若是单层电池组则是指单体电池的总数)，计算出上述数据之后，当检测到以及时对最高电压的电池单元进行放电，直至时停止；当检测到以及时，则对最低电压的电池单元进行充电，直至该种均衡策略均衡效率较高，但依旧存在电能浪费问题。

基于上述均衡策略，我们提出了一种电池组均衡充电电路，该均衡充电电路原理如图1所示，包括两种均衡模块，即逆变模块以及斩波模块，每一个电池单元均对应一个逆变模块，每两个相邻的电池单元对应一个斩波模块，图1相应的主电路(为简化电路，图中仅展示了两路均衡电路)如图2所示。为实现将直流电路输出的直流电源转换为频率和电压可控的交流电源，在逆变模块中均包括一个逆变电路，为简化电路结构，采用半桥逆变电路作为基本的拓扑结构，在半桥逆变电路前级利用AC/DC电源提供直流电压，并依次经过LC滤波电路、高频变压电路以及二次整流滤波等电路得到均衡电压/电流。

其中半桥逆变电路如图3所示，包括两个串联的MOSFET管T₁、T₂，在MOSFET管上分别反向并联有二极管D₁、D₂，反向并联的二极管的作用是当感性负载的电压和电流反向时能够向直流侧反馈，同时使负载电流连续；为消除MOSFET管消耗，实现零电压关断，在MOSFET管上还分别并联有吸收电容C₃和C₄，在MOSFET管关断时，其电流转移至相应的吸收电容上，电容限制了MOSFET管两端电压的上升率，使其缓慢升高，进而实现零电压关断，同时吸收电容还实现了反向并联二极管D₁、D₂的零电压开通，进一步降低电路损耗。

串联的MOSFET管再与一个电容组并联，电容组中包括两个容值足够大且相等的电容C₁、C₂，串联的MOSFET与电容组的两端连接至电源两端，电容组中的两个电容将电源一分为二，两个电容中间点与两个MOSFET管的中间点连接，在两个中间点之间设有LC滤波电路，包括谐振电容C_a以及谐振电杆L_a。特别的，为防止两个MOSFET管同时导通导致上下直通，应当对半桥逆变器的开关状态进行限定。经过半桥逆变电路以及LC滤波电路的电流通过一个高频变压器与相应电池组连接，高频变压器前端连接至LC滤波电路，高频变压器同时能够其变压以及隔离作用，其端后端通过二次整流滤波电路之后连接至电池组，所述二次整流滤波电路包括谐振电容C₀、谐振电感L₀以及连接至高频变压器后端的整流管D₃、D₄；谐振电容C_b同时作为变压器的输出电容，通过较大的C_b可以输出较平滑的直流电压U₀，由图3可知，当谐振电感电流为正时，变压器次级输出上正下负，半桥整流管D₃导通为电池供电，当谐振电感电流为负时，变压器次级输出上负下正，D₄导通，谐振电感电流为电池供电，因此该变压器次级输出为一个幅值为U₀、180°宽的方波电压，其工作模式包括四个类型，如图4所示，结合等效电源电压U_E与导通器件和谐振电感的关系-表1-即可推导不同工作模式下谐振电感电流i_L与谐振电容电压U_C与等效电源电压U_E的关系表达式。

表1等效电源电压U_E与导通器件和谐振电感的关系表

斩波电路利用电池组自身供电，以实现传递方式的均衡。每两个电池组之间对应的单斩波回路的基本结构如图5所示，包括MOSFET管T₂₁、T₂₂，MOSFET管上并联有二极管D₂₁、D₂₂，MOSFET管与用于储存电能的储能电感L₂₁、L₂₂)串联后连接至电池两端，相邻的两个单斩波电路间通过耦合电容C₂₁相连接，耦合电容C₂₁两端的连接点位于两个单斩波电路内开光关和储能电感中间；在图5中，L₂₁、C₂₁、T₂₁、D₂₁组成一个单斩波回路，L₂₂、C₂₂、T₂₂、D₂₂组成一个单斩波回路；基于上述斩波回路，当驱动脉冲信号为正电压时，T₂₁导通，L₂₁进行储能，C₂₁向L₂₂、电池储能；当驱动脉冲信号为负电压时，T₂₁关断，L₂₁的感应电动势使T₂₁从较小的饱和导通压降上升至较高的电平，二极管D₂₁正偏导通，L₂₁向C₂₁充电，同时L₂₂向电池放电；所以当单体电B₁池的电压高于B₂，导通T₂₁即可使B₁电量转移至B₂，反之则使B₂电量转移至B₁。

基于上述均衡充电结构，本发明提出了一种电池充放电控制结构，其原理图如图6所示，包括上述均衡充电电路，所述均衡充电电路前方依次设有单片机、DA模块、PWM生成芯片以及驱动电路，所述单片机通过DA模块对PWM生成芯片进行控制以产生脉冲驱动波形，生成的PWM波形经过驱动电路调制后对前述均衡充电电路中MOSFET管的驱动控制，同时为提高均衡效果，实现均衡充电电力的充分利用，在电池单元(相当于负载端)设置有传感器，以将电池单元的电流电压信号反馈至单片机中，最终形成一个闭环控制系统。

单片机主要作为均衡充电电路的控制机构，包括选通控制，信号转换及处理的控制、运行均衡算法以及内外部数据的传输等，单片机的工作原理及其外围电路、DA模块电路在现有技术中相对成熟，在此不予赘述。

根据需要我们优先采用是现有的PWM芯片以简化设计过程，例如可使用SG3525PWM芯片，基于不同类型或结构的PWM芯片，需要相应的外围电路以实现基本功能，同时降低干扰，提高芯片效率，SG3525芯片对应的外围电路如图7所示，特别的，在CT引脚以及DISC引脚(即放电引脚)之间设有放电电阻R_D以可通过R_D电阻值的来设定CT的放电电流值，RT引脚以及CT引脚分别连接震荡电阻以及震荡电容；VDD引脚作为电压输入端连接有低直流电压(如+15V)。

由于直接获得的PWM波形驱动能力较弱，无法满足前述均衡充电电路中MOSFET管驱动所需，因此本系统中需要驱动电路来调制驱动信号，提供MOSFET管所需的瞬态电流，同时隔离PWM波，防止电路直通。驱动电路的结构原理如图8所示，所述驱动电路中包括驱动芯片(如IR2110驱动芯片)，驱动芯片用于提供足够强大的瞬态启动电流，在驱动芯片前后端分别设置了前后级电路，PWM芯片生成的脉冲波分别输入驱动芯片的前级的HIN引脚和LIN引脚，前后级电路相互对应，HIN引脚对应H0，H0中的输出信号用于驱动半桥逆变电路中的上桥臂MOSFET管，同理LIN引脚对应L0，用于驱动下桥臂MOSFET管；同时驱动芯片的VS引脚与半桥逆变电路上下MOSFET管的连接端相连，上桥臂MOSFET管的S极与下桥臂MOSFET管的D极相连，同时利用快恢复二极管以及一个电解电容抬高驱动芯片后级电路VB端的电压，使VB实际电压高于半桥逆变电路的中线电压，其电压幅值为VCC减去二极管上的压降，该电压即为半桥逆变电路中上桥臂功率开关的实际驱动信号电压，上述驱动电路能够利用一个芯片直接为后续电路中的两路MOSFET管提供所需电流电压信号，减少电子元器件，简化电路。

最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明创造的技术方案，而非对本发明创造保护范围的限制，尽管参照较佳实施例对本发明创造作了详细地说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明创造的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明创造技术方案的实质和范围。

Claims (3)

1.一种电池组均衡充电电路，包括电池组以及电池组内相互串联的待充电电池单元，其特征在于，所述充电电路包括逆变模块及斩波模块，每一个电池单元均并联有一个逆变模块，每两个相邻的电池单元之间并联有一个斩波模块，所述逆变模块至少包括一个半桥逆变电路，半桥逆变电路前级设有AC/DC电源以提供直流电压，并依次经过LC滤波电路、高频变压电路以及二次整流滤波等电路得到均衡电压/电流为电池单元充电；所述斩波模块至少包括一个单斩波电路；

所述半桥逆变电路包括两个串联在一起并由电源安驱动的MOSFET管；每个MOSFET管上分别反向并联有二极管以及吸收电容；所述半桥逆变电路还包括电容组，串联的MOSFET管与电容组并联，所述电容组中包括两个容值足够大且相等的电容，串联的MOSFET与电容组的两端连接至电源两端，两个电容中间点与两个MOSFET管的中间点连接，在两个中间点之间设有LC滤波电路，所述LC滤波电路包括谐振电容以及谐振电杆；LC滤波电路通过一个高频变压器与相应电池组连接，所述高频变压器前端连接至LC滤波电路，后端通过二次整流滤波电路之后连接至电池组，所述二次整流滤波电路包括谐振电容、谐振电感以及连接至高频变压器后端的整流二极管；

所述斩波电路利用电池组自身供电，以实现传递方式的均衡，在每两个电池组之间对应有单斩波回路，所述单斩波回路包括与一个MOSFET管，MOSFET管上并联有二极管，MOSFET管与用于储存电能的储能电感串联后连接至电池两端，相邻的两个单斩波电路间通过耦合电容相连接，耦合电容两端的连接点位于两个单斩波电路内开MOSFET和储能电感中间；两个相邻的单斩波电路与两个电池单元组成双回路以为电池单元进行充电。

2.一种电池充放电控制结构，包括均衡充电电路，其特征在于，还包括设于均衡充电电路前方的单片机、DA模块、PWM生成芯片以及驱动电路，所述单片机通过DA模块对PWM生成芯片进行控制以产生脉冲驱动波形，生成的PWM波形经过驱动电路调制后对前述均衡充电电路中MOSFET管的驱动控制，在电池单元设置有传感器，以将电池单元的电流电压信号反馈至单片机中，形成闭环控制系统。单片机主要作为均衡充电电路的控制机构，包括选通控制，信号转换及处理的控制、运行均衡算法以及内外部数据的传输；优先采用现有的PWM芯片以简化设计过程，由于直接获得的PWM波形驱动能力较弱，无法满足前述均衡充电电路中MOSFET管驱动所需，本系统中需要驱动电路来调制驱动信号，提供MOSFET管所需的瞬态电流，同时隔离PWM波，防止电路直通。所述驱动电路中包括驱动芯片，驱动芯片用于提供足够强大的瞬态启动电流，在驱动芯片前后端分别设置了前后级电路，PWM芯片生成的脉冲波分别输入驱动芯片的前级的HIN引脚和LIN引脚，前后级电路相互对应，HIN引脚对应H0，H0中的输出信号用于驱动半桥逆变电路中的上桥臂MOSFET管，同理LIN引脚对应L0，用于驱动下桥臂MOSFET管；同时驱动芯片的VS引脚与半桥逆变电路上下MOSFET管的连接端相连，上桥臂MOSFET管的S极与下桥臂MOSFET管的D极相连，同时利用快恢复二极管以及一个电解电容抬高驱动芯片后级电路VB端的电压，使VB实际电压高于半桥逆变电路的中线电压，其电压幅值为VCC减去二极管上的压降。

3.根据权利要求2所述一种电池充放电控制结构，其特征在于，所述PWM芯片为SG3525芯片，所述SG3525芯片的CT引脚以及DISC引脚之间设有放电电阻R_D以可通过R_D电阻值的来设定CT的放电电流值，RT引脚以及CT引脚分别连接震荡电阻以及震荡电容；VDD引脚作为电压输入端连接有低直流电压。