CN107592083B - 毫米波宽带功率放大器的数字预失真系统及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种毫米波宽带功率放大器的数字预失真系统，包括：数字预失真模块、数模转换器、上变频器、功率放大器、反馈回路、模数转换器以及模型提取模块。本发明还公开了毫米波宽带功率放大器的数字预失真方法。本发明利用非常有限的数字信号处理速率，实现了大带宽信号激励的毫米波功放的线性化，获得了良好的线性化效果，减轻了数字信号处理模块的实现负担，在5G毫米波应用中具有广阔前景。

Description

毫米波宽带功率放大器的数字预失真系统及其方法

技术领域

本发明涉及数字预失真系统，特别是涉及毫米波宽带功率放大器的数字预失真系统及其方法。

背景技术

不管在学术界还是工业界，第5代移动通信系统(5G)正得到越来越广泛的关注。5G以支持10千兆比特每秒(Gbps)的传输速率为终极目标，在此背景下，毫米波频段成为了颇具前景的5G频率规划方案之一，诸多国家先后发布了在28GHz和40GHz频段附近的毫米波频谱资源分配草案。随着毫米波技术的普及，高速率信号传输系统将具备容纳超宽带调制信号(例如信号带宽为500MHz)的能力。然而，信号带宽的急剧增大将给射频电路的设计带来极大的压力，对毫米波功率放大器的线性化系统尤其如此。

众所周知，为了达到较高的能量转换效率，功率放大器往往需要工作在非线性区，不仅不可避免地引入了带内信号的失真，也导致了带外的频谱再生。数字预失真模块可以用低成本、高精度的方法有效去除功率放大器以及系统的非线性，也因此成为现代无线发射机中不可或缺的一部分，其在系统中的部署位置如图1所示。在信号的数字预失真阶段，需要对功放的特性进行建模，通常所采用的非线性运算将耗费输入信号数倍的频谱资源；例如，假设信号带宽为BW，5阶非线性运算将消耗5×BW带宽。在此情况下，5G无线通信系统中调制信号带宽的迅速增长，诸如现场可编程逻辑门阵列(FPGA)的带宽限制将成为技术发展的瓶颈。

显而易见，如今在5G背景下直接采用传统方案对功放进行线性化不具成本效益，针对功放的传统建模与预失真方法已不再适用于毫米波段。最近，带限数字预失真系统与方法成功地解决了数模转换器、模数转换器的采样率限制问题，以及发射机链路、反馈环路的带宽限制问题，但对基带信号处理速率的高要求依旧没有有效的降低方法。

传统数字预失真系统中，带宽的要求主要体现在三个方面——发射链路、反馈回路、基带数字信号处理模块。通常情况下，为了产生足够的非线性分量并得到良好的线性化效果，发射机带宽至少为输入信号带宽的5倍；以500MHz带宽的调制信号为例，发射机链路中的预失真输入信号至少需要2500MHz带宽。一般来说，由于滤波器的滚降因子，数模转换器的采样率稍高于带宽值，若滚降因子为0.28，那么I/Q基带信号的采样率将是2500×1.28＝3200MSPS。类似地，反馈环路也面临着带宽和模数转换器采样率的问题。近来，随着带限数字预失真技术的发展，这一问题可以得到有效缓解。具体来说，对于发射链路和反馈回路，1倍到2倍的输入信号带宽便足以达到线性化的要求。

然而，对于毫米波段宽带信号的数字预失真技术来说，基带数字信号处理仍然是巨大的负担；同时，为正确地产生没有混叠的预失真信号，大带宽也十分必要。如图2所示，为了产生高阶非线性分量，数字信号处理速率是输入信号带宽的数倍；若输入信号带宽为500MHz，对基于Volterra级数模型的5阶分量来说，带宽应达到2500MHz，将滚降因子考虑在内则需要3200MSPS采样速率。

以上几方面的带宽要求如表1所示，不难看出，随着带宽的增加，数字预失真的资源耗费将越来越无法负担。在颇具前景的5G毫米波通信中，500MHz宽带调制信号将成为最基本的需求，因此亟需全新的数字预失真技术的体系架构。

发明内容

发明目的：本发明的目的是提供一种能够解决现有技术中存在的缺陷的毫米波宽带功率放大器的数字预失真系统及其方法。

技术方案：为达到此目的，本发明采用以下技术方案：

本发明所述的毫米波宽带功率放大器的数字预失真系统，包括：

数字预失真模块：用于生成基带输入信号；

数模转换器：用于将数字预失真模块生成的基带输入信号进行数模转换，转换成模拟信号；

上变频器：用于对数模转换器输出的模拟信号进行上变频，将模拟信号调制到功率放大器所需的射频范围内；

功率放大器：用于对上变频器输出的信号进行放大并输出；

反馈回路：用于将功率放大器的输出信号反馈给模数转换器；

模数转换器：用于将反馈回路反馈回的信号进行模数转换，转换成数字信号；

模型提取模块：用于结合模数转换器输出的数字信号和数字预失真模块生成的基带输入信号提取出数字预失真模块的系数。

本发明所述的毫米波宽带功率放大器的数字预失真方法，包括以下步骤：

S1：通过数字预失真处理生成基带输入信号，令迭代次数t＝1；

S2：在低数字信号处理速率下，将基带输入信号进行数模转换生成模拟信号；

S3：将步骤S2得到的模拟信号调制到后续功率放大所需的射频范围内；

S4：将步骤S3得到的信号进行功率放大；

S5：将步骤S4得到的信号反馈回来，在低采样速率下进行模数转换，转换成数字信号；

S6：结合步骤S5得到的数字信号和步骤S1得到的基带输入信号，在低信号处理速率下，提取出数字预失真系数；判断此时迭代次数t是否等于迭代次数上限，如果是，则直接进行步骤S8，否则，则继续进行步骤S7；

S7：采用步骤S6得到的数字预失真系数，将基带输入信号重新进行数字预失真处理，得到带限的预失真基带信号，将带限的预失真基带信号作为基带输入信号，t＝t+1，然后返回步骤S2；

S8：结束。

进一步，所述步骤S6中，通过式(1)所述的模型公式提取出数字预失真系数：

式(1)中，M为记忆深度，N为线性分段后的子分量数目，u_i为经过滤波的输入信号子分量，u_i(n-m)为记忆深度为m的u_i信号序列中的第n个量，g_i(m)表示对应的数字预失真系数，n＝1,2,…,Ns，Ns表示信号序列的长度，y表示功率放大器预失真输出信号。

进一步，将所述u_i(n-m)分解成第一输入信号子分量

和第二输入信号子分量

如式(2)所示：

式(2)中，

为记忆深度为m、未滤波的第一输入信号子分量序列中的第n个量，

为记忆深度为m、未滤波的第二输入信号子分量序列中的第n个量，h₁(k)为与

对应的滤波函数，h₂(k)为与

对应的滤波函数，

进一步，所述h₁(k)和h₂(k)分别如式(3)和(4)所示：

h₁(k)＝0.4sinc[0.4·(2k-1)] (3)

h₂(k)＝0.4sinc[0.4·(2k)] (4)

式(3)和(4)中，

m为记忆深度，K表示截断后sinc函数的有限长冲激响应的长度。

进一步，所述

和

分别如式(5)和(6)所示：

式(5)和(6)中，n＝1,2,…,Ns，这里Ns表示信号序列的长度，x⁽¹⁾(n-m)为记忆深度为m、未滤波的第一输入信号序列中的第n个量，

为对应于x⁽¹⁾(n-m)的N个子分量中的第i个，x⁽²⁾(n-m)为记忆深度为m、未滤波的第二输入信号序列中的第n个量，

为对应于x⁽²⁾(n-m)的N个子分量中的第i个。

进一步，所述步骤S6中，数字预失真系数通过式(7)提取出来：

C＝(U^HU)^-1U^HY (7)

式(7)中，C＝[g₁(0)…g₁(M)…g_N(0)…g_N(M)]^T，g_i(m)为数字预失真系数，1≤i≤N，0≤m≤M，M为记忆深度，N为线性分段后的子分量数目，Y和U分别如式(8)和(9)所示；

Y＝[y(1)y(2)…y(Ns)]^T (8)

式(8)中，Ns表示信号序列的长度；

有益效果：本发明公开了一种毫米波宽带功率放大器的数字预失真系统及其方法，利用非常有限的数字信号处理速率，实现了带限、超宽带毫米波功放的线性化，获得了良好的线性化效果，减轻了数字信号处理模块的实现负担，在5G毫米波应用中具有广阔前景。

附图说明

图1为本发明具体实施方式中系统的示意图；

图1(a)为本发明具体实施方式中系统的原理框图；

图1(b)为本发明具体实施方式中系统的可用资源的示意图；

图2是传统模型的示意图；

图3是本发明具体实施方式中模型公式的实现原理框图；

图4是将本发明具体实施方式的系统应用在信号带宽为80MHz、预失真与线性化带宽为144MHz、采样率为184.32Msps的Q波段41GHz功率放大器的归一化功率谱密度曲线图，同时以传统预失真与线性化系统、无数字预失真系统作为对比；

图5是将本发明具体实施方式的系统应用在信号带宽为320MHz、预失真与线性化带宽为576MHz、采样率为737.28Msps的Q波段41GHz功率放大器的归一化功率谱密度曲线图，同时以无数字预失真系统作为对比。

具体实施方式

下面结合具体实施方式和附图对本发明的技术方案作进一步的介绍。

本具体实施方式公开了一种毫米波宽带功率放大器的数字预失真系统，如图1所示，包括：

数字预失真模块：用于生成基带输入信号；

数模转换器：用于将数字预失真模块生成的基带输入信号进行数模转换，转换成模拟信号；

上变频器：用于对数模转换器输出的模拟信号进行上变频，将模拟信号调制到功率放大器所需的射频范围内；

功率放大器：用于对上变频器输出的信号进行放大并输出；

反馈回路：用于将功率放大器的输出信号反馈给模数转换器；

模数转换器：用于将反馈回路反馈回的信号进行模数转换，转换成数字信号；

模型提取模块：用于结合模数转换器输出的数字信号和数字预失真模块生成的基带输入信号提取出数字预失真模块的系数。

其中资源限制主要体现在两个方面——数字信号处理速率和信号带宽。带限内的数字预失真系统旨在消除信号带内失真及其附近的带外失真，在一定带宽内达到良好的功放线性化效果。带宽的限制在反馈环路中通过滤波器实现，而由于滤波器的滚降因子，数字信号处理速率往往稍高于信号带宽值。

如图2所示，信号的3阶运算迫使数字信号处理速率提升为原来的3倍，5阶运算则使之进一步扩大为5倍；相比之下，线性运算不会产生频谱再生，因此也不需要更高的数字信号处理速率。

如图3所示，为本具体实施方式的原理框图。初始输入信号x(n)首先进行并行处理，得到x⁽¹⁾(n)和x⁽²⁾(n)；再利用门限值[t₁,t₂,t₃,…,t_N-1]，分别将两路信号分成N个子量，第i路子信号分量为

和

利用两个独立的响应h₁(n)和h₂(n)对两路信号子量进行滤波，并将记忆效应考虑在内；带有记忆效应的两路信号重新组合，并乘以对应系数g_i，得到最终预失真信号y(n)。

如图4所示，为本具体实施方式应用在信号带宽为80MHz、预失真与线性化带宽为144MHz、采样率为184.32Msps的Q波段41GHz功率放大器的归一化功率谱密度曲线图，同时以传统预失真与线性化系统、无数字预失真系统作为对比。所采用门限值为[0.1 0.2 0.30.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9]。从图中可以看出，采用本发明所提出的数字预失真技术后，在144MHz范围内的频域失真得到有效抑制，而在频带以外变化不大，达到了预期的效果。

如图5所示，为本具体实施方式应用在信号带宽为320MHz、预失真与线性化带宽为576MHz、采样率为737.28Msps的Q波段41GHz功率放大器的归一化功率谱密度曲线图，同时以无数字预失真系统作为对比。所采用的双带信号为一对长期演进4载波320MHz信号，峰均比大小为7.5dB；门限值为[0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9]。从图中可以看出，采用本发明所提出的数字预失真技术后，在576MHz范围内的频域失真得到有效抑制，而在频带以外变化不大，达到了预期的效果。

表1为传统数字预失真系统与带限数字预失真系统对带宽的要求的对比。

表1为传统数字预失真系统与带限数字预失真系统对带宽的要求(以500MHz带宽的调制信号为例)

从表1中可以看出，在发射链路和反馈回路中，带限的数字预失真系统对数字信号处理速率以及带宽的要求进行了有效降低，然而在基带数字信号处理部分，却没有产生影响。

表2是本具体实施方式应用在信号带宽为80MHz、预失真与线性化带宽为144MHz、采样率为184.32Msps的Q波段41GHz功率放大器的第一邻道功率比(dBc)、归一化均方误差(dB)、数字信号处理速率(MSPS)、分析带宽(MHz)性能指标，并与传统数字预失真的线性化效果、无数字预失真时的性能作为对比。

表2为信号带宽为80MHz时功率放大器的性能指标

从表2中可以看出，采用本发明，邻道功率比大约为-47dBc，归一化均方误差为-34dB左右，数字信号处理速率为184.32MSPS，分析带宽为144MHz，与不采用数字预失真技术相比，邻道功率比、归一化均方误差分别优化了15dBc、18dB；与40MHz内的数字预失真性能相当，但大大降低了数字信号处理速率、分析带宽。

表3是本具体实施方式应用在信号带宽为320MHz、预失真与线性化带宽为576MHz、采样率为737.28Msps的Q波段41GHz功率放大器的第一邻道功率比(dBc)、归一化均方误差(dB)、数字信号处理速率(MSPS)、分析带宽(MHz)性能指标，并与无数字预失真时的性能进行对比。

表3为信号带宽为320MHz时功率放大器的性能指标

从表3中可以看出，采用本发明，邻道功率比大约为-44dBc，归一化均方误差为-30dB左右，数字信号处理速率为737.28MSPS，分析带宽为576MHz，与不采用数字预失真技术相比，邻道功率比、归一化均方误差分别优化了10dBc、12dB。

本具体实施方式还公开了毫米波宽带功率放大器的数字预失真方法，包括以下步骤：

S1：通过数字预失真处理生成基带输入信号，令迭代次数t＝1；

S2：在低数字信号处理速率下，将基带输入信号进行数模转换生成模拟信号；

S3：将步骤S2得到的模拟信号调制到后续功率放大所需的射频范围内；

S4：将步骤S3得到的信号进行功率放大；

S5：将步骤S4得到的信号反馈回来，在低采样速率下进行模数转换，转换成数字信号；

S6：结合步骤S5得到的数字信号和步骤S1得到的基带输入信号，在低信号处理速率下，提取出数字预失真系数；判断此时迭代次数t是否等于迭代次数上限，如果是，则直接进行步骤S8，否则，则继续进行步骤S7；

S7：采用步骤S6得到的数字预失真系数，将基带输入信号重新进行数字预失真处理，得到带限的预失真基带信号，将带限的预失真基带信号作为基带输入信号，t＝t+1，然后返回步骤S2；

S8：结束。

步骤S6中，通过式(1)所述的模型公式提取出数字预失真系数：

式(1)中，M为记忆深度，N为线性分段后的子分量数目，u_i为经过滤波的输入信号子分量，u_i(n-m)为记忆深度为m的u_i信号序列中的第n个量，g_i(m)表示对应的数字预失真系数，n＝1,2,…,Ns，Ns表示信号序列的长度，y表示功率放大器预失真输出信号。

将u_i(n-m)分解成第一输入信号子分量

和第二输入信号子分量

如式(2)所示：

式(2)中，

为记忆深度为m、未滤波的第一输入信号子分量序列中的第n个量，

为记忆深度为m、未滤波的第二输入信号子分量序列中的第n个量，h₁(k)为与

对应的滤波函数，h₂(k)为与

对应的滤波函数。

h₁(k)和h₂(k)分别如式(3)和(4)所示：

h₁(k)＝0.4sinc[0.4·(2k-1)] (3)

h₂(k)＝0.4sinc[0.4·(2k)] (4)

式(3)和(4)中，

m为记忆深度，K表示截断后sinc函数的有限长冲激响应的长度。

和

分别如式(5)和(6)所示：

式(5)和(6)中，n＝1,2,…,Ns，这里Ns表示信号序列的长度，x⁽¹⁾(n-m)为记忆深度为m、未滤波的第一输入信号序列中的第n个量，

为对应于x⁽¹⁾(n-m)的N个子分量中的第i个，x⁽²⁾(n-n)为记忆深度为m、未滤波的第二输入信号序列中的第n个量，

为对应于x⁽²⁾(n-m)的N个子分量中的第i个。

步骤S6中，数字预失真系数通过式(7)提取出来：

C＝(U^HU)^-1U^HY (7)

式(7)中，C＝[g₁(0)…g₁(M)…g_N(0)…g_N(M)]^T，g_i(m)为数字预失真系数，1≤i≤N，0≤m≤M，M为记忆深度，N为线性分段后的子分量数目，Y和U分别如式(8)和(9)所示；

Y＝[y(1)y(2)…y(Ns)]^T (8)

式(8)中，Ns表示信号序列的长度；

Claims (3)

1.毫米波宽带功率放大器的数字预失真方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1：通过数字预失真处理生成基带输入信号，令迭代次数t＝1；

S2：在低数字信号处理速率下，将基带输入信号进行数模转换生成模拟信号；

S3：将步骤S2得到的模拟信号调制到后续功率放大所需的射频范围内；

S4：将步骤S3得到的信号进行功率放大；

S5：将步骤S4得到的信号反馈回来，在低采样速率下进行模数转换，转换成数字信号；

S6：结合步骤S5得到的数字信号和步骤S1得到的基带输入信号，在低信号处理速率下，提取出数字预失真系数；判断此时迭代次数t是否等于迭代次数上限，如果是，则直接进行步骤S8，否则，则继续进行步骤S7；

S7：采用步骤S6得到的数字预失真系数，将基带输入信号重新进行数字预失真处理，得到带限的预失真基带信号，将带限的预失真基带信号作为基带输入信号，t＝t+1，然后返回步骤S2；

S8：结束；

所述步骤S6中，通过式(1)所述的模型公式提取出数字预失真系数：

式(1)中，M为记忆深度，N为线性分段后的子分量数目，u_i为经过滤波的输入信号子分量，u_i(n-m)为记忆深度为m的u_i信号序列中的第n个量，g_i(m)表示对应的数字预失真系数，n＝1，2，…，Ns，Ns表示信号序列的长度，y表示功率放大器预失真输出信号；

将所述u_i(n-m)分解成第一输入信号子分量

和第二输入信号子分量

如式(2)所示：

式(2)中，

为记忆深度为m、未滤波的第一输入信号子分量序列中的第n个量，

为记忆深度为m、未滤波的第二输入信号子分量序列中的第n个量，h₁(k)为与

对应的滤波函数，h₂(k)为与

对应的滤波函数，

2.根据权利要求1所述的毫米波宽带功率放大器的数字预失真方法，其特征在于：所述h₁(k)和h₂(k)分别如式(3)和(4)所示：

h₁(k)＝0.4sinc[0.4·(2k-1)] (3)

h₂(k)＝0.4sinc[0.4·(2k)] (4)

式(3)和(4)中，

m为记忆深度，K表示截断后sinc函数的有限长冲激响应的长度。

3.根据权利要求1所述的毫米波宽带功率放大器的数字预失真方法，其特征在于：所述

和

分别如式(5)和(6)所示：

式(5)和(6)中，n＝1，2，…，Ns，这里Ns表示信号序列的长度，x⁽¹⁾(n-m) 为记忆深度为m、未滤波的第一输入信号序列中的第n个量，

为对应于x⁽¹⁾(n-m)的N个子分量中的第i个，x⁽²⁾(n-m)为记忆深度为m、未滤波的第二输入信号序列中的第n个量，

为对应于x⁽²⁾(n-m)的N个子分量中的第i个。

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