CN107543960B - 一种高稳晶振测量装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及时间校准领域，尤其涉及一种高稳晶振测量装置，包括处理器、D/A控制模块、增益控制模块、VCXO模块、温控模块、逻辑门阵列、微商计算模块、增益控制模块、张弛时间模块、采样信号显示模块、光开关、A/D采样模块、探测信号生成模块、腔泡系统和光源，本发明的有益效果是：通过将处理器处理后的信号送入逻辑门阵列，因为上时刻光源激励光能够透过腔泡系统，故此时刻经A/D采样产生的信号是高电平‘1’，奇数级逻辑非门后变成低电平‘0’，作用于光源模块中的高速Shutter，使其为‘关’状态。依次循环，在逻辑门阵列的输出端会出现‘1’—‘0’—‘1’…‘0’的变化，通过处理器对频率信号检测，我们即可得出相应的时间参数。

Description

一种高稳晶振测量装置

技术领域

本发明涉及时间校准领域，尤其涉及一种高稳晶振测量装置。

背景技术

随着现代时间校准科技技术与制造工艺的加速提升，使得时间校准的应用更加民用化、普及化，而且性能指标也得到提升。即便这样，但对于运行于卫星上的时间校准而言，我们还关心它的一个性能参数，即寿命。用于空间站或卫星上的时间校准因为承担了长期的跟精密时间相关的工作，如果由于时间校准内部物理系统部分的碱金属原子消耗待尽而继续无法服役，我们只能够从地面上重新换一台时间校准上天才能维持它所承担工作的延续性，这显然对连续精密时间任务是非常不利的，而且会给我们带来换钟的麻烦。

基于以上原因，需要一种高稳晶振测量装置被设计出来，通过将处理器处理后的信号送入逻辑门阵列，因为上时刻光源激励光能够透过腔泡系统，故此时刻经A/D采样产生的信号是高电平‘1’，奇数级逻辑非门后变成低电平‘0’，作用于光源模块中的高速Shutter，使其为‘关’状态。依次循环，在逻辑门阵列的输出端会出现‘1’—‘0’—‘1’…‘0’的变化，通过处理器对频率信号检测，我们即可得出相应的时间参数，即一种高稳晶振测量装置。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术的不足，提供了一种高稳晶振测量装置。

本发明是通过以下技术方案实现：

一种高稳晶振测量装置，包括处理器、D/A控制模块、增益控制模块、VCXO模块、温控模块、逻辑门阵列、微商计算模块、增益控制模块、张弛时间模块、采样信号显示模块、光开关、A/D采样模块、探测信号生成模块、腔泡系统和光源，所述处理器分别和光开关、探测信号生成模块、张弛时间模块、微商计算模块、逻辑门阵列、D/A控制模块通信连通，所述D/A控制模块通信连接有增益控制模块，所述增益控制模块通信连通VCXO模块，所述VCXO模块通信连接有探测信号生成模块，所述探测信号生成模块通信连接有腔泡系统；所述微商计算模块通信连接有增益控制模块，所述张弛时间模块通信连接有采样信号显示模块，所述光开关通电连接有光源，所述光源通过A/D采样模块通信连接有处理器。

所述逻辑门阵列由处理器发生，处理器产生奇数级N个非门，其输入端接收来自于处理器接收的A/D采样的信号，其输出端经处理器反馈到量子系统的光源中的高速光开关Shutter，用以控制其状态‘开’或‘关’。

所述温度控制模块里面含有温控芯片（控温用）、以及热敏电阻（测温用）。受中央处理器控制可以设定温度值T，由于整个温度控制模块置于高稳晶振VCXO(温控模块)中，所以中央处理器可以设置对应的工作环境温度、以及获得实际的工作环境温度信息。

所述压控模块中的桥路测温主要由两个阻值相同的R，一个预设温度值热敏电阻传感器Ro（它决定了VCXO的工作环境温度）及测温热敏电阻Rk组成。当VCXO工作环境温度恒定时，即热敏电阻Rk测量值与预设值Ro相等，此时电阻桥路A、B端输出电压差将为0，整个压控模块输出端Uout输出为0。当VCXO工作环境温度发生改变时，则桥路的A、B端形成一定的电压差，通过电压跟随器A1及A2的传递送至A3进行差分放大，考虑到放大后的电压差能够有效得采集，所以在差分放大A3的输出端增加了一个增益线性调节电路A4。得到的电压差Uout与DA控制模块产生的压控电压求和后，送至VCXO模块。

进一步地，当图1原理图开始工作时，假定此时刻光源模块中的高速Shutter是‘开’状态，那么，光源激励的光通过高速Shutter后直接进入腔泡系统中，在传统原子频标原理的作用下，完成量子系统的量子鉴频。量子鉴频信号经A/D采样、处理器处理后送入逻辑门阵列，因为上时刻光源激励光能够透过腔泡系统，故此时刻经A/D采样产生的信号是高电平‘1’，奇数级逻辑非门后变成低电平‘0’，作用于光源模块中的高速Shutter，使其为‘关’状态。依次循环，在逻辑门阵列的输出端会出现‘1’—‘0’—‘1’…‘0’的变化，通过处理器对频率信号检测，我们即可得出相应的时间参数。

进一步地，通过微处理器产生奇数个非门串接在一起，会产生自激振荡，该电路构成一个环形振荡器。设电路中非门的个数N为奇数，每个门电路的平均传输时延迟间为t，环形振荡器产生的振荡周期为T。假定某时刻A1点的初态为1，则经过1个传输延迟t后，A2点变为0，再经过1个传输延迟t，A3点变为1，…，奇数N个传输延迟Nt后，初态‘1’变为‘0’。同样的道理：初态‘0’变为‘1’。信号传输示意图如图2所示；根据图2，可以得到：

T0＝2Nt （1）

当上述环形振荡器串入原子钟系统后，可得图3；在图3的频率信号检测端检测到的信号周期

T1=2(Nt+△t) （2）

其中，△t即为我们需要知道的原子钟时间参数。通过公式（1）和（2），可推导得出：

△t=（T1-T0）/2 （3）

上式中的△t对我们下一步工作展开非常重要：根据图1我们可以知道△t由量子系统及外围的电路决定，而电子线路的响应时间是非常快的，通常也达到了10nS量级以上，所以决定△t值的关键应该是图1中的量子系统部分。在获得了式（3）中的△t后，微处理器进行下一步工作：

按照传统原子钟调制电路技术做以下改进，结合图1，微处理器的外时钟端XTAL以及AD9852（位于图1中的“探测信号生成”模块中，相对于传统技术的“调制电路”）的外时钟端Input均接入来自于压控晶振VCXO输出的时钟信号。使DDS的IOUT引脚输出端频率信号的稳定度与外部时钟源一致。如输出信号频率为5.3125MHz或5.3123MHz那么MCLK时钟端的信号频率应该大于20MHz，以期望得到更好的相位噪声，通过外部滤波电路后，可得到比较纯净的信号谱。

FSELECT为键控调频信号输入端，也就是我们的调制方波信号输入端，在这里我们需要根据上述式（3）获得的△t 来决定这里方波信号的频率值，我们以5*△t时间 （即1/(5*△t)频率）作为我们的取值标准。例如1/(5*△t)=79Hz。我们使用的DDS内部有两个频率控制寄存器，通过编程的方式将预先设置好的频率值F0=5.3125MHz、F1=5.3123MHz保存在寄存器中，当FSELECT端有79Hz方波信号输入时(即电平上升沿或下降沿转换，DDS的IOUT端将会随之分别从频率控制寄存器中读出F1或F0的值作为输出，并且会保障频率信号在切换时相位无变化。

结合传统原子钟技术原理，加在AD9852引脚FSELECT端上用以实现键控调频的方波调频信号频率决定着以怎样的速度来切换对准量子中心频率左右的频率信号，由于原子自旋的张驰时间的存在，所以加到量子系统中的键控调频微波信号经量子系统的鉴频作用后，在图1的A/D采样端会产生如图5的信号波形；在图5中信号波形中，传统电路设计时应把着重点放在图中的A、B段上，因为A、B区正是伺服系统进行鉴频信号电压差采集的区域。在本专利中我们的重点放在图中A、B段外的凹线部分，这是我们需要求解的原子的张驰时间τ；我们必须对环路各点信号进行详细的分析。按照现有原子钟技术电路结构，假定调制信号为

S=Asin(2πft)， (4)

则光检基波输出为

S1=ABsin(2πft+φ+φ1)， (5)

其中，φ等于0或180度，φ1是调相和倍频电路引入的相移。经过选频放大之后，信号表达式为

S2=KaABsin(2πft+φ+φ1+φ2)， (6)

φ2是选频放大器的相移。

因为相敏检波的数学表达是乘法器，经过相敏放大器之后，信号为

S3=KaKpABsin(2πft+φ+φ1+φ2) sin(2πft)

=(-1/2)KaKpAB[cos(4πft+φ+φ1+φ2 )-cos(φ+φ1+φ2)] (7)

经过积分器的滤波作用,相敏放大器输出中的交流分量将被滤掉,最后输出的压控电压为

SV=(1/2)KaKpABcos(φ+φ1+φ2)。 (8)

为了使系统正常工作并具有最大的增益，必须在系统中加入移相器以抵消（φ1+φ2）的相移。任何原因引起（φ1+φ2）的变化，都将引起系统的增益变化，从而产生频率漂移。也不便于本专利对张驰时间

的测量。

根据传统原子钟技术，结合图1，式（3）以及我们选取的调制频率1/(5*△t)，在DDS环节中，键控调频用的方波信号1/(5*△t)是由处理器产生的，那么伺服系统采集的时序也应由它产生（我们称之为同步信号），并且几路信号要保持着相位由处理器数字可调。上述式（8）中的（φ1+φ2）额外相移最终将会在图5中体现出同步信号与鉴频信号的相位变化。在这里传统技术是无法克服这样的问题的，我们通过图1中的采样信号显示模块可以获得图5的信息（其中包含了式（8）中的（φ1+φ2）额外相移），通过处理器对张驰时间模块的控制，具体的是改变图5中同步信号的相位来实现对信号显示模块（即图5）中张驰时间

的测量。

（2）、系统信号比（S/N）参数及短期稳定度评估的获得

结合图1，此时微处理器对探测信号模块中的AD9852芯片不作调制，而是输出单频，让两个频率寄存器中的频率值相等，即F0=F1，但它们并不是保持不变的（5.3125MHz），我们通过图1中的处理器对D/A进行步进控制，使输出变化的直流电平作用于VCXO，从而引起因VCXO作为探测信号模块中的AD9852芯片外部时钟发生改变，进一步实现F0=F1的步进改变。根据现有原子钟探测技术，在原子的线宽范围内进行扫频，通过A/D采样我们将获得原子的吸收曲线，进而通过图1中的微商计算以及增益控制可以对应的微商曲线，如图6所示；

有如下的定义：

吸收因子：

调制深度：

线宽：

根据这些定义，给出信噪比S/N理论计算公式，及系统短期稳定度评估公式：

　　 （9）

（10）

对于式（9）中相关参数

都很容易的直接或通过计算得到。

对于式（10）中相关参数N为图1中的增益控制环节中的增益大小；K为微商曲线中的斜率值。

其中：

（1）、吸收因子：

，我们通过图1的扫频、A/D采样，处理器记录着图6中光强I的最小值点与最大值点，那么取最大值点为

、最大值与最小值的差值为

。

（2）、

反映的调制线宽，它是一个实际参数设定值，取值范围必须小于原子吸收曲线的线宽值。在扫频时

，而在实际的闭环工作中（如上述原子驰豫时间

的获取环节，我们取F0=5.3125MHz、F1=5.3123MHz）取

。

（3）、线宽：

，图6的（a）图中横坐标标识的是频率f的变化值，实际上它记录着图1中D/A改变压控电压的过程。因为在扫频前已经做了D/A与压控晶振VCXO输出频率的关系，并记录在处理器中，并认为由D/A输出的电压改变导致的频率变化在量子系统线宽范围内且压控晶振的频率输出是线性的，故在此可以直接从横坐标轴上的具体电压值，对应晶振相应的频率，根据现有的原子钟技术，这个频率可以间接转化为量子系统中原子共振的频率值。在按照图1的方案我们通过微商处理后可以获得图6中的(b)图：则图中A点与B点峰峰值，将对应着图6(a)中的a、b点，要记住6(a)的横坐标点完全是受处理器控制D/A输出导致的VCXO频率变化间接转换而来的，所以横坐标中的任何点（包括a、b点）都被处理器记录着。故A点与B点之间的频率间隔

即为a点与b点之间的频率间隔f2-f1，我们是可以知道的，那么线宽的计算为

。

（4）、斜率值K。为解决实际中计算斜率K的问题，我们采用了以下方法：通过处理器对图6(b)中的微商曲线的纵轴数据比较，得出微商曲线中Y轴坐标的最大值VH（B点）及最小值VL（A点），并记录此时刻相应的X轴频率坐标Hf及Lf。它们是一一对应的关系。通过上述的方案，在VL-VH范围内，通过软件的判断方法选择一个中值（例如：X轴一共有100个点，那么选择的中值点为50），将此点位置定为原点(0、0)，依此点分别向X轴左、右边各取相同的点(例如取20个点),对这41个点数据进行以下处理：

（11）

其中K即为我们要求的斜率值，a是未知常数，

是随机误差，它表示许多没有考虑的因素的综合影响，可以认为

。

对每一个点（xi，Vi），根据（11）式应满足

（12）

设

是我们所需求的估计，则我们总希望每个点（xi，Vi）与线V=a+Kx之间的偏差尽可能的小。在x=xi处，（xi，Vi）与直线V=a+Kx之间的偏差是：

（13）

这里有n个点的偏差值，应该综合考虑，显然我们不能用代数和来表示，因为偏差有正有负，它们的代数和会出现正负相抵消而不能代表真正的总偏差。若取绝对值后再求和，显然可以避免这一缺点，但却不便于作数学运算，所以采用偏差平方和来表示总偏差：

（14）

使

达到极小值，作为a，K的估计。由于

是a，K的非负二次函数，这种极小值一定存在。由微积分知道，使

达到极小的a，K应满足下列议程组：

（15）

整理后，得

（16）

若记

得

（17）

（18）

这里求得的

，就是我们所需要的斜率值K。

（5）、增益N。可以直接从图1原理进行设置，通常取值范围为10-30。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：通过将处理器处理后的信号送入逻辑门阵列，因为上时刻光源激励光能够透过腔泡系统，故此时刻经A/D采样产生的信号是高电平‘1’，奇数级逻辑非门后变成低电平‘0’，作用于光源模块中的高速Shutter，使其为‘关’状态。依次循环，在逻辑门阵列的输出端会出现‘1’—‘0’—‘1’…‘0’的变化，通过处理器对频率信号检测，我们即可得出相应的时间参数。

附图说明

图1为本发明的系统整体框图；

图2为本发明中微处理器信号传输示意图；

图3为本发明中频率信号检测示意图；

图4为本发明中微处理器控制AD9852调制电路原理框图；

图5为本发明中量子系统鉴频输出信号波形示意图；

图6为本发明微商曲线与吸收曲线。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图1-6，图1为本发明的系统整体框图，图2为本发明中微处理器信号传输示意图，图3为本发明中频率信号检测示意图，图4为本发明中微处理器控制AD9852调制电路原理框图，图5为本发明中量子系统鉴频输出信号波形示意图，图6为本发明微商曲线与吸收曲线。

一种高稳晶振测量装置，包括处理器、D/A控制模块、增益控制模块、VCXO模块、温控模块、逻辑门阵列、微商计算模块、增益控制模块、张弛时间模块、采样信号显示模块、光开关、A/D采样模块、探测信号生成模块、腔泡系统和光源，所述处理器分别和光开关、探测信号生成模块、张弛时间模块、微商计算模块、逻辑门阵列、D/A控制模块通信连通，所述D/A控制模块通信连接有增益控制模块，所述增益控制模块通信连通VCXO模块，所述VCXO模块通信连接有探测信号生成模块，所述探测信号生成模块通信连接有腔泡系统；所述微商计算模块通信连接有增益控制模块，所述张弛时间模块通信连接有采样信号显示模块，所述光开关通电连接有光源，所述光源通过A/D采样模块通信连接有处理器。

所述逻辑门阵列由处理器发生，处理器产生奇数级N个非门，其输入端接收来自于处理器接收的A/D采样的信号，其输出端经处理器反馈到量子系统的光源中的高速光开关Shutter，用以控制其状态‘开’或‘关’。

所述温度控制模块里面含有温控芯片（控温用）、以及热敏电阻（测温用）。受中央处理器控制可以设定温度值T，由于整个温度控制模块置于高稳晶振VCXO(温控模块)中，所以中央处理器可以设置对应的工作环境温度、以及获得实际的工作环境温度信息。

所述压控模块中的桥路测温主要由两个阻值相同的R，一个预设温度值热敏电阻传感器Ro（它决定了VCXO的工作环境温度）及测温热敏电阻Rk组成。当VCXO工作环境温度恒定时，即热敏电阻Rk测量值与预设值Ro相等，此时电阻桥路A、B端输出电压差将为0，整个压控模块输出端Uout输出为0。当VCXO工作环境温度发生改变时，则桥路的A、B端形成一定的电压差，通过电压跟随器A1及A2的传递送至A3进行差分放大，考虑到放大后的电压差能够有效得采集，所以在差分放大A3的输出端增加了一个增益线性调节电路A4。得到的电压差Uout与DA控制模块产生的压控电压求和后，送至VCXO模块。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种高稳晶振测量装置，其特征在于，包括处理器、D/A控制模块、增益控制模块、VCXO模块、温控模块、逻辑门阵列、微商计算模块、增益控制模块、张弛时间模块、采样信号显示模块、光开关、A/D采样模块、探测信号生成模块、腔泡系统和光源，所述处理器分别和

光开关、探测信号生成模块、张弛时间模块、微商计算模块、逻辑门阵列、D/A控制模块通信连通，所述D/A控制模块通信连接有增益控制模块，所述增益控制模块通信连通VCXO模块，所述VCXO模块通信连接有探测信号生成模块，所述探测信号生成模块通信连接有腔泡系

统；所述微商计算模块通信连接有增益控制模块，所述张弛时间模块通信连接有采样信号显示模块，所述光开关通电连接有光源，所述光源通过A/D采样模块通信连接有处理器；所述逻辑门阵列由处理器发生，处理器产生奇数级N个非门，其输入端接收来自于处理器接收的A/D采样的信号，其输出端经处理器反馈到量子系统的光源中的高速光开关Shutter，用以控制其状态‘开’或‘关’。

2.根据权利要求1所述的一种高稳晶振测量装置，其特征在于：所述温控模块里面含有温控芯片，用于控温， 以及热敏电阻，用于测温；受中央处理器控制可设定温度值T，温控模块与高稳晶振VCXO连接，中央处理器可设置对应的工作环境温度、以及获得实际的工作环境温度信息。

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