CN107453642A - 用于t型npc变流器的svpwm调制方法 - Google Patents
用于t型npc变流器的svpwm调制方法 Download PDFInfo
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Abstract
一种用于T型NPC变流器的SVPWM调制方法，以三相调制电压为出发点，直接分析任意调制周期内的开关状态，根据正负母线电压偏差的幅值、方向和调制电压绝对值最大相的电流方向确定补偿量的分配比和补偿方向，据此对小矢量进行可视重新分配。将小矢量分配比例与中点电位偏差幅度相关联，使用比例调节器调节，避免中点电位的Bang‑Bang控制导致的调制电压突变，降低谐波含量。
Description
技术领域
本发明涉及一种T型NPC变流器的调制方法。
背景技术
储能变流器作为储能系统的关键部件，起到了连接电池和电网的功能。其主要功能是实现电池的充放电，能量的双向流动和并/离网运行模式的切换。
与两电平电路相比，三电平电路具有以下优点：输出电压波形为多电平，谐波小，所需滤波电感量小，有利于降低系统成本和损耗；开关损耗小，效率高；开关动作时电压变化率小，引起的EMI小等优点。
相较于其它三电平电路，T型NPC变流器具有损耗小、效率高等特点，因此T型NPC变流器在储能变流器系统中占有越来越重要的地位。
三电平调制算法通常以空间矢量调制算法为出发点进行分析计算。以最近三矢量(Nearest-Three-Vector，NTV)为例，在每个开关周期内首先需要判断参考电压矢量所在的扇区，选择距离参考矢量最近的三个电压空间矢量合成，根据伏秒积守恒原理计算出各个矢量的作用时间，在每个小扇区里面需要选择不同的矢量组合，每个矢量作用时间的表达式也有所异同，使得传统调制方法实现起来占用大量DSP中断时间。
同时，三电平变流器中普遍存在一个重要问题——中点电压波动。中点电压波动主要是由于直流侧滤波电容和开关管参数不一致、负载不平衡、开关状态对中点电压的影响不同而产生的，其实质是在每个开关周期内，当有电流流过中点时，直流侧上下两个电容充放电过程相反，此时中点电压产生波动。传统的NPC变流器三电平的中点电位控制算法仅考虑电流和中点电压偏差的方向，没有考虑偏差的大小，电流调制比幅值突变使得调制电压不平滑，影响谐波含量。
发明内容
本发明的目的是针对现有NPC三电平变流器中点电位控制方法的缺点，提出一种用于T型NPC变流器的带中点电位控制的SVPWM调制方法。
本发明以三相调制电压为出发点，直接分析任意调制周期内T型NPC变流器的开关状态，对小矢量进行可视分配。将小矢量分配比例与中点电位偏差幅度相关联，使用比例调节器调节，避免中点电位的Bang-Bang控制导致的调制电压突变，降低谐波含量。
本发明所述的SVPWM调制方法应用于采用三电平SVPWM调制策略的T型NPC变流器。应用本发明T型NPC变流器的SVPWM调制方法的T型NPC变流器包括：直流电压源、上母线直流分压电容、下母线直流分压电容、T型功率单元、滤波器LC及电网电压源。所述的直流电压源正极连接上母线直流分压电容，直流电压源的负极连接下母线直流分压电容，通过上母线直流分压电容和下母线直流分压电容将直流电压平均分配为两部分，以中点N为零电位，上母线直流分压电容上的电压幅值为Udc/2,下母线直流分压电容上的电压幅值为-Udc/2；上母线直流分压电容和下母线直流分压电容的后级接功率单元；T型功率单元的后级连接滤波器LC，滤波器LC的后级连接连接电网电压源。
本发明的具体实施步骤如下所述：
步骤1、对T型NPC变流器直流侧上母线直流分压电容Cp及下母线直流分压电容Cn的电压进行采样，直流侧正母线至电容中点N的电压采样值为Udcp，Udcp>0，直流侧负母线至电容中点的电压采样值为Udcn，Udcn<0；
步骤2、计算T型NPC变流器直流上母线与直流下母线之间的母线电压差为ΔUdc，如公式(a)所示；当直流母线电压偏向于上母线方向时，母线电压差ΔUdc>0；当直流母线电压偏向于下母线方向时，母线电压差ΔUdc<0；
△Udc＝Udcp+Udcn (a)；
步骤3、将T型NPC变流器的d、q轴调节器输出值经过坐标变换，转变为三相静止坐标系abc轴下的三相调制电压，分别为A相调制电压ua、B相调制电压ub、C相调制电压uc，所述的三相调制电压幅值相同，相位相差120°；
步骤4、确定三相调制电压和三相电流的方向，当i相调制电压为正值时，标记该相调制电压方向为正，令duty_sign[i]＝1；当i相调制电压为负值时，标记该相调制电压方向为负，令duty_sign[i]＝-1，如式(b)所示，i为相序，i＝a,b,c；当i相相电流为正值时，标记该相相电流方向为正，令iabc_sign[i]＝1；当i相相电流为负值时，标记该相相电流方向为负，令iabc_sign[i]＝-1，如式(c)所示；i为相序，duty_sign[i]为调制电压方向，iabc_sign[i]为相电流方向，i＝a,b,c。
式中，ui为i相电压；
式中，ii为i相电流。
步骤5、计算三相调制电压的占空比，并对其绝对值进行排序；计算每相调制电压的占空比duty[i]，如公式(d)所示；求取各相占空比的绝对值duty_abs[i]，如公式(e)所示；对各相占空比的绝对值进行排序，得到占空比最大值标记为max，占空比次大值标记为sec，并将占空比值最大的一相的相序i赋值给max_i，即max_i＝i；
duty[i]＝ui/(Udc/2) (d)
duty_abs[i]＝duty[i] (e)；
步骤6、计算补偿量的分配比和补偿方向，其中：补偿量分配比rate由母线电压差ΔUdc经过比例调节器控制输出值决定，如公式(f)所示；补偿量的补偿方向由调制电压绝对值最大一相的相电流的方向iabc_sign[max_i]和母线电压差ΔUdc的方向共同决定，当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向iabc_sign[max_i]和母线电压差ΔUdc的方向相同时。补偿方向为分配生成的小矢量的方向，补偿方向标记为正，rate_sign＝1；反之，补偿方向为分配生成的小矢量的反方向，即原始存在小矢量方向，补偿方向标记为负，rate_sign＝-1，如公式(g)所示；待分配矢量总时间为最大占空比绝对值与次大占空比绝对值的差，根据补偿量的分配比和补偿方向，得到补偿量dist如公式(h)所示。
由公式(h)可知，当母线电压差等于0时，待补偿的小矢量时间和原始存在的小矢量的时间相同，即待补偿的小矢量时间和原始存在的小矢量的时间均为0.5·(max-sec)；当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向和母线电压差ΔUdc的方向相同时，待补偿的小矢量时间大于原始存在的小矢量的时间；当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向和母线电压差ΔUdc的方向相反时，待补偿的小矢量时间小于原始存在的小矢量的时间；
rate＝Kp·△Udc (f)
dist＝(rate·rate_sign+0.5)·(max-sec) (h)；
其中：Kp为比例调节器参数；
iabc_sign为相电流方向；
max_i为占空比最大值相的相序；
步骤7、对步骤5计算得到的三相占空比duty[i]进行重新分配。重新分配占空比时，根据调制电压绝对值最大相的调制电压的方向duty_sign[max_i]决定减小或增大分配小矢量的占空比，如公式(i)所示；
当调制电压绝对值最大相的调制电压的方向标记为正，即duty_sign[max_i]＝1时，在原有占空比duty[i]的基础上减去补偿量dist；当调制电压绝对值最大相的调制电压的方向标记为负，即duty_sign[max_i]＝-1时，在原有占空比duty[i]的基础上加上补偿量dist；
duty[i]＝duty[i]-dist·duty_sign[max_i] (i)；
步骤8、按照双调制波调制策略得到6路调制波cmpr[in]，n＝1，2，如公式(j)所示；再经由T型NPC种的控制部分DSP生成12路互补脉冲，使得T型NPC变流器输出幅值相同、相位差120°的三相正弦波，同时保持直流母线电压中点点位平衡受控。
其中：cmpr[i1]为i相上桥臂调制波；
cmpr[i2]为i相下桥臂调制波。
本发明的效果：
1、本发明以三相调制电压为出发点，直接分析任意调制周期内开关状态，对小矢量进行可视分配。
2.本发明将小矢量分配比例与中点电位偏差幅度相关联，使用比例调节器调节，避免中点电位的Bang-Bang控制导致的调制电压突变，降低谐波含量。
附图说明
图1使能中点电位控制时，满功率0.9功率因数条件下正负母线电压偏差值；
图2不使能中点电位控制时，满功率0.9功率因数条件下正负母线电压偏差值；
图3本发明T型三电平逆变器的结构框图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
应用本发明的T型NPC变流器硬件结构如图1所示，包括：直流电压源Udc、上母线直流分压电容Cp、下母线直流分压电容Cn、T型功率单元、滤波器LC及电网电压源Ug。T型功率单元由12个全控开关器件S11-S34组成。所述的直流电压源Udc的正极连接上母线直流分压电容Cp，直流电压源Udc的负极连接下母线直流分压电容Cn，通过上母线直流分压电容Cp和下母线直流分压电容Cn将直流电压平均分配为两部分，以中点N为零电位，上母线直流分压电容Cp上电压幅值为Udc/2,下母线直流分压电容Cn上电压幅值为-Udc/2；上母线直流分压电容Cp和下母线直流分压电容Cn的后级接功率单元；功率单元的后级连接滤波器LC，滤波器LC的后级连接连接电网电压源Ug。
本发明用于T型NPC变流器的SVPWM调制方法的具体步骤如下：
步骤1、对T型NPC变流器的直流侧上母线直流分压电容电容Cp及下母线直流分压电容Cn的电压进行采样，直流侧正母线至电容中点N的电压采样值为Udcp，Udcp>0，直流侧负母线至电容中点的电压采样值为Udcn，Udcn<0；
步骤2、计算T型NPC变流器直流上母线与直流下母线之间的母线电压差为ΔUdc，如公式(a)所示；当直流母线电压偏向于上母线方向时，ΔUdc>0；当直流母线电压偏向于下母线方向时，ΔUdc<0；
△Udc＝Udcp+Udcn (a)；
步骤3、将T型NPC变流器的d、q轴调节器输出值经过坐标变换，转变为三相静止坐标系abc轴下的三相调制电压，分别为A相调制电压ua，B相调制电压ub，C相调制电压uc，所述的三相调制电压幅值相同，相位相差120°；
步骤4、确定三相调制电压和三相电流的方向，当i相调制电压为正值时，标记该相调制电压方向为正，令duty_sign[i]＝1；当i相调制电压为负值时，标记该相调制电压方向为负，令duty_sign[i]＝-1，如式(b)所示，i为相序，i＝a,b,c；当i相相电流为正值时，标记该相相电流方向为正，令iabc_sign[i]＝1；当i相相电流为负值时，标记该相相电流方向为负，令duty_iabc_sign[i]＝-1，如式(c)所示；i为相序，i＝a,b,c；
式中：ui为i相电压；
式中：ii为i相电流。
步骤5、计算三相调制电压的占空比并对其绝对值进行排序，计算每相调制电压的占空比duty[i]，如公式(d)所示；求取各相占空比的绝对值duty_abs[i]，如公式(e)所示；对各相占空比的绝对值进行排序，得到占空比最大值，标记为max，以及占空比次大值，标记为sec，并将占空比最大值相的相序i赋值给max_i，即max_i＝i；
duty[i]＝ui/(Udc/2) (d)
duty_abs[i]＝duty[i] (e)；
步骤6、计算补偿量的分配比和补偿方向，其中：补偿量分配比rate由母线电压差ΔUdc经过比例调节器控制输出值决定，如公式(f)所示；补偿量的补偿方向由调制电压绝对值最大一相的相电流的方向iabc_sign[max_i]和母线电压差ΔUdc的方向共同决定，当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向iabc_sign[max_i]和母线电压差ΔUdc的方向相同时，补偿方向为分配生成的小矢量的方向，补偿方向标记为正，rate_sign＝1；反之，补偿方向为分配生成的小矢量反方向，即原始存在小矢量方向，补偿方向标记为负，rate_sign＝-1，如公式(g)所示；待分配矢量总时间为最大占空比绝对值与次大占空比绝对值的差，根据补偿量的分配比和补偿方向，得到补偿量dist，如公式(h)所示；由公式(h)可知，当母线电压差等于0时，待补偿的小矢量时间和原始存在的小矢量的时间相同，即待补偿的小矢量时间和原始存在的小矢量的时间均为0.5·(max-sec)；当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向和母线电压差ΔUdc的方向相同时，待补偿的小矢量时间大于原始存在的小矢量的时间；当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向和母线电压差ΔUdc的方向相反时，待补偿的小矢量时间小于原始存在的小矢量的时间；
rate＝Kp·△Udc (f)
dist＝(rate·rate_sign+0.5)·(max-sec) (h)；
其中：Kp为比例调节器参数；
iabc_sign为相电流方向；
max_i为占空比最大值相的相序；
步骤7、对步骤5计算得到的三相占空比duty[i]进行重新分配，重新分配占空比时，根据调制电压绝对值最大相的调制电压的方向duty_sign[max_i]决定减小或增大分配小矢量的占空比，如公式(i)所示；当调制电压绝对值最大相的调制电压的方向标记为正，即duty_sign[max_i]＝1时，在原有占空比duty[i]的基础上减去补偿量dist；当调制电压绝对值最大相的调制电压的方向标记为负，即duty_sign[max_i]＝-1时，在原有占空比duty[i]的基础上加上补偿量dist；
duty[i]＝duty[i]-dist·duty_sign[max_i] (i)；
步骤8、按照双调制波调制策略得到6路调制波cmpr[in]，n＝1，2，如公式(j)所示；再经由T型NPC种的控制部分DSP生成12路互补脉冲，，使得T型NPC变流器输出幅值相同、相位差120°的三相正弦波，同时保持直流母线电压中点点位平衡受控。
其中：cmpr[i1]为i相上桥臂调制波；
cmpr[i2]为i相下桥臂调制波。
本发明以三相调制电压为出发点，直接分析任意调制周期内开关状态，对小矢量进行可视分配；小矢量分配比例与中点电位偏差幅度相关联，使用比例调节器调节，避免中点电位的Bang-Bang控制导致的调制电压突变，降低谐波含量。同时，本发明以不足NTV算法一半的代码及计算量实现的带中点电网控制的三电平调制，减小了DSP的计算量。
Claims (2)
1.一种用于T型NPC变流器的SVPWM调制方法，其特征在于，所述调制方法以三相调制电压为出发点，直接分析任意调制周期内T型NPC变流器的开关状态，对小矢量进行可视分配；将小矢量分配比例与中点电位偏差幅度相关联，使用比例调节器调节，避免中点电位的Bang-Bang控制导致的调制电压突变，降低谐波含量。
2.按照权利要求1所述的用于T型NPC变流器的SVPWM调制方法，其特征在于，所述调制方法的步骤如下：
步骤1、对T型NPC变流器直流侧上母线直流分压电容Cp及下母线直流分压电容Cn的电压进行采样，直流侧正母线至电容中点N的电压采样值为Udcp，Udcp>0，直流侧负母线至电容中点的电压采样值为Udcn，Udcn<0；
步骤2、计算T型NPC变流器直流上母线与直流下母线之间的母线电压差为ΔUdc，如公式(a)所示；当直流母线电压偏向于上母线方向时，ΔUdc>0；当直流母线电压偏向于下母线方向时，ΔUdc<0；
△Udc＝Udcp+Udcn (a)；
步骤3、将T型NPC变流器的d、q轴调节器输出值经过坐标变换，转变为三相静止坐标系abc轴下的三相调制电压，分别为A相调制电压ua，B相调制电压ub，C相调制电压uc，所述的三相调制电压幅值相同，相位相差120°；
步骤4、确定三相调制电压和三相电流的方向，当i相调制电压为正值时，标记该相调制电压方向为正，令duty_sign[i]＝1；当i相调制电压为负值时，标记该相调制电压方向为负，令duty_sign[i]＝-1，如式(b)所示；当i相相电流为正值时，标记该相相电流方向为正，令iabc_sign[i]＝1；当i相相电流为负值时，标记该相相电流方向为负，令iabc_sign[i]＝-1，如式(c)所示；i为相序，i＝a,b,c，duty_sign[i]为i相调制电压方向；iabc_sign[i]为i相电流方向；
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步骤5、计算三相调制电压的占空比并对其绝对值进行排序，计算每相调制电压的占空比duty[i]，如公式(d)所示；求取各相占空比的绝对值duty_abs[i]，如公式(e)所示；对各相占空比的绝对值进行排序，得到占空比最大值，标记为max，占空比次大值标记为sec，并将占空比值最大的一相的相序i标记为max_i，即max_i＝i；
duty[i]＝ui/(Udc/2) (d)
duty_abs[i]＝duty[i] (e)；
步骤6、计算补偿量的分配比和补偿方向，其中：补偿量分配比rate由母线电压差ΔUdc经过比例调节器控制输出值决定，如公式(f)所示；补偿量的补偿方向由调制电压绝对值最大一相的相电流的方向iabc_sign[max_i]和母线电压差ΔUdc的方向共同决定，当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向iabc_sign[max_i]和母线电压差ΔUdc的方向相同时，补偿方向为分配生成的小矢量的方向，补偿方向rate_sign标记为正，rate_sign＝1；反之，补偿方向为分配生成的小矢量的反方向，即原始存在的小矢量方向，补偿方向标记为负，rate_sign＝-1，如公式(g)所示；待分配矢量总时间为最大占空比绝对值与次大占空比绝对值的差，根据补偿量的分配比和补偿方向得到补偿量dist如公式(h)所示；由公式(h)可知，当母线电压差等于0时，待补偿的小矢量时间和原始存在的小矢量的时间相同，即待补偿的小矢量时间和原始存在的小矢量的时间分别为0.5·(max-sec)；当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向和母线电压差ΔUdc的方向相同时，待补偿的小矢量时间大于原始存在的小矢量的时间；当调制电压绝对值最大一相的相电流的方向和母线电压差ΔUdc的方向相反时，待补偿的小矢量时间小于原始存在的小矢量的时间；
rate＝Kp·△Udc (f)
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<mo>-</mo>
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<mo>(</mo>
<mi>g</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
dist＝(rate·rate_sign+0.5)·(max-sec) (h)；
其中：Kp为比例调节器参数；
iabc_sign为相电流方向；
max_i为占空比最大值相的相序；
步骤7、对步骤5计算出的三相占空比duty[i]进行重新分配。重新分配占空比时，根据调制电压绝对值最大相的调制电压的方向duty_sign[max_i]决定减小或增大分配小矢量的占空比，如公式(i)所示；当调制电压绝对值最大相的调制电压的方向标记为正，即duty_sign[max_i]＝1时，在原有占空比duty[i]的基础上减去补偿量dist；当调制电压绝对值最大相的调制电压的方向标记为负，即duty_sign[max_i]＝-1时，在原有占空比duty[i]的基础上加上补偿量dist；
duty[i]＝duty[i]-dist·duty_sign[max_n] (i)；
步骤8、按照双调制波调制策略得到6路调制波cmpr[in]，n＝1，2，如公式(j)所示；再经由T型NPC种的控制部分DSP生成12路互补脉冲，使得T型NPC变流器输出幅值相同、相位差120°的三相正弦波，同时保持直流母线电压中点点位平衡受控；
<mrow>
<mfenced open = "{" close = "">
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<mfenced open = "{" close = "">
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其中：cmpr[i1]为i相上桥臂调制波；
cmpr[i2]为i相下桥臂调制波。
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|---|---|---|---|---|
| CN109525134A (zh) * | 2018-11-29 | 2019-03-26 | 北京科诺伟业科技股份有限公司 | 一种二极管箝位三电平逆变器不连续pwm调制方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008048531A (ja) * | 2006-08-15 | 2008-02-28 | Meidensha Corp | 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法 |
| CN103401452A (zh) * | 2013-07-26 | 2013-11-20 | 河南科技大学 | 基于vsvpwm的三电平逆变器中点电位补偿平衡控制策略 |
| CN104022671A (zh) * | 2014-04-09 | 2014-09-03 | 江苏大学 | 基于60°坐标系的三电平逆变器虚拟矢量调制算法 |
| CN106100402A (zh) * | 2016-07-07 | 2016-11-09 | 西安理工大学 | 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法 |
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- 2017-07-12 CN CN201710563840.2A patent/CN107453642B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008048531A (ja) * | 2006-08-15 | 2008-02-28 | Meidensha Corp | 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法 |
| CN103401452A (zh) * | 2013-07-26 | 2013-11-20 | 河南科技大学 | 基于vsvpwm的三电平逆变器中点电位补偿平衡控制策略 |
| CN104022671A (zh) * | 2014-04-09 | 2014-09-03 | 江苏大学 | 基于60°坐标系的三电平逆变器虚拟矢量调制算法 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109525134A (zh) * | 2018-11-29 | 2019-03-26 | 北京科诺伟业科技股份有限公司 | 一种二极管箝位三电平逆变器不连续pwm调制方法 |
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