CN107317502A - 逆变器死区补偿方法、装置和逆变器 - Google Patents

逆变器死区补偿方法、装置和逆变器 Download PDF

Info

Publication number
CN107317502A
CN107317502A CN201610240927.1A CN201610240927A CN107317502A CN 107317502 A CN107317502 A CN 107317502A CN 201610240927 A CN201610240927 A CN 201610240927A CN 107317502 A CN107317502 A CN 107317502A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
current
compensation
sample rate
pulse width
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201610240927.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107317502B (zh
Inventor
范立荣
江开东
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Original Assignee
Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai filed Critical Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Priority to CN201610240927.1A priority Critical patent/CN107317502B/zh
Publication of CN107317502A publication Critical patent/CN107317502A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107317502B publication Critical patent/CN107317502B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明提出一种逆变器死区补偿方法、装置和逆变器，涉及电机控制领域，其中，本发明的逆变器死区补偿方法包括：根据三相逆变器输出电流获取采样电流；确定采样电流的转子位置角；确定采样电流的电流矢量相位角；确定用于补偿滤波延迟的相位延迟补偿量；根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位；根据采样电流相位，基于预定补偿策略确定相位死区补偿值；根据相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流。通过这样的方法获取的采样电流相位更加准确，确定的相位死区补偿值也更准确，从而得到更准确的相位死区补偿值，进而优化了死区补偿的效果。

Description

逆变器死区补偿方法、装置和逆变器
技术领域
本发明涉及电机控制领域，特别是一种逆变器死区补偿方法、装置和逆变器。
背景技术
在逆变器中，由于开关管自身的特性，每个开关管的通、断都需要一定时间，而且关断时间比开通时间更长。在逆变器中，若同一桥臂上两个开关管，在一个开关管的关断过程中另一个开关管导通，则必然引起桥臂短路。为了防止桥臂短路发生，通常让触发信号延迟一段时间，称为“死区时间”，其产生的影响称为“死区效应”。死区效应会使输出相电压及电流波形发生畸变，转矩产生脉动，尤其是在低速时容易引起电机震荡乃至失步。
近些年,各种对死区效应的补偿算法文献相继提出,但大多数是在特定场合下的补偿应用，或者补偿方法不够准确，或者补偿方法过于繁琐,需要很大的计算量负担,或者需要附加额外检测电路。
发明内容
本发明的一个目的在于提出一种更准确的逆变器死区补偿技术方案。
根据本发明的一个方面，提出一种逆变器死区补偿方法，包括：根据三相逆变器输出电流获取采样电流；确定采样电流的转子位置角和电流矢量相位角；确定用于补偿滤波延迟的相位延迟补偿量；根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位；根据采样电流相位基于预定补偿策略确定相位死区补偿值；根据相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流。
可选地，确定用于补偿滤波延迟的相位延迟补偿量包括：确定采样电流的频率；根据采样的电流频率确定相位延迟补偿量。
可选地，根据采样的电流频率确定相位延迟补偿量包括：如果ω∈[1Hz，5Hz)，确定相位延迟补偿量为0；如果ω∈[5Hz，10Hz)，确定相位延迟补偿量为4ω+0.36；如果ω∈[10Hz，20Hz)，确定相位延迟补偿量为ω；如果ω∈[20Hz，25Hz)，确定相位延迟补偿量为ω+0.24，其中，ω为采样电流的频率。
可选地，根据转子运算角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位包括：根据公式
Phase＝K1*A+K2*B+K3*C+K4
确定采样电流相位，其中，A为转子运算角，B为电流矢量相位角，C为相位延迟补偿量，K1、K2和K3分别为A、B、C的补偿变换系数，K4为扇区轮转变换常量。
可选地，根据采样电流相位基于预定补偿策略确定相位死区补偿值包括：对于三相电流中的一项单相电流：根据单相电流的采样电流相位确定单相电流的极性；若单相电流的极性为正，则确定单相电流的相位死区补偿值为正数；若单相电流的极性为负，则确定单相电流的相位死区补偿值为负数。
可选地，根据采样电流相位确定各单相电流的极性包括：将单相电流的采样电流相位减去预定常数获得单相电流的归一化相位值；如果归一化相位值大于零，则确定单相电流的极性为正，如果归一化相位值小于等于零，则确定单相电流的极性为负。
可选地，根据采样电流相位基于预定补偿策略确定相位死区补偿值还包括：根据单相电流的相位死区补偿值确定补偿后的脉冲宽度；将补偿后的脉冲宽度与预定最大门限相比较；当补偿后的脉冲宽度大于预定最大门限时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最大门限。
可选地，将补偿后的脉冲宽度与预定最小门限相比较；当补偿后的脉冲宽度小于预定最小门限时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最小门限。
可选地，将补偿后的脉冲宽度与预定最大门限和预定最小门限相比较；当补偿后的脉冲宽度在预定最大门限与预定最小门限之间时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为补偿后的脉冲宽度。
可选地，根据相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流包括：根据三相逆变器驱动电流的脉冲宽度调整三相逆变器驱动电流的占空比。
可选地，确定采样电流的转子位置角包括：利用位置传感器或观测器检测采样电流，确定转子位置角。
可选地，确定采样电流的电流矢量相位角包括：通过将采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下确定采样电流的电流矢量相位角。
通过这样的方法，能够对三相逆变器的输出电流进行实时采样，并根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位；能够根据采样电流相位确定相位死区补偿值并对三相逆变器驱动电流进行补偿。通过这样的方法获取的采样电流相位更准确，确定的相位死区补偿值也更准确，从而使得死区补偿更加准确，优化死区补偿的效果。
根据本发明的另一个方面，提出一种逆变器死区补偿装置，包括：电流采集模块，用于根据三相逆变器输出电流获取采样电流；角度确定模块，用于确定采样电流的转子位置角；坐标变换模块，用于确定采样电流的电流矢量相位角；相位延迟补偿量确定模块，用于确定用于补偿滤波延迟的相位延迟补偿量；电流相位确定模块，用于根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位；死区补偿值确定模块，用于根据采样电流相位，基于预定补偿策略确定相位死区补偿值；驱动电流补偿模块，用于根据相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流。
可选地，相位延迟补偿量确定模块包括：频率获取单元，用于获取采样电流的频率；延迟补偿量确定单元，用于根据采样电流的频率确定相位延迟补偿量。
可选地，如果ω∈[1Hz，5Hz)，延迟补偿量确定单元确定相位延迟补偿量为0；如果ω∈[5Hz，10Hz)，延迟补偿量确定单元确定相位延迟补偿量为4ω+0.36；如果ω∈[10Hz，20Hz)，延迟补偿量确定单元确定相位延迟补偿量为ω；如果ω∈[20Hz，25Hz)，延迟补偿量确定单元确定相位延迟补偿量为ω+0.24，其中，ω为采样电流的频率。
可选地，电流相位确定模块还用于：根据公式
Phase＝K1*A+K2*B+K3*C+K4
确定采样电流相位，其中，A为转子运算角，B为电流矢量相位角，C为相位延迟补偿量，K1、K2和K3分别为A、B、C的补偿变换系数，K4为扇区轮转变换常量。
可选地，死区补偿值确定模块包括：三相电流极性确定单元，用于对于三相电流中的一项单相电流：根据单相电流的采样电流相位确定单相电流的极性；三相死区补偿值确定单元，用于在单相电流的极性为正时，确定单相电流的相位死区补偿值为正数；在单相电流的极性为负时，确定单相电流的相位死区补偿值为负数。
可选地，三相电流极性确定单元，用于将单相电流的采样电流相位减去预定常数获得单相电流的归一化相位值；如果归一化相位值大于零，则确定单相电流的极性为正，如果归一化相位值小于等于零，则确定单相电流的极性为负。
可选地，死区补偿值确定模块还包括脉冲宽度确定单元，用于根据单相电流的相位死区补偿值确定补偿后的脉冲宽度；将补偿后的脉冲宽度与预定最大门限相比较；当补偿后的脉冲宽度大于预定最大门限时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最大门限。
可选地，脉冲宽度确定单元用于将补偿后的脉冲宽度与预定最小门限相比较；当补偿后的脉冲宽度小于预定最小门限时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最小门限。
可选地，脉冲宽度确定单元用于将补偿后的脉冲宽度与预定最大门限和预定最小门限相比较；当补偿后的脉冲宽度在预定最大门限与预定最小门限之间时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为补偿后的脉冲宽度。
可选地，驱动电流补偿模块还用于根据三相逆变器驱动电流的脉冲宽度调整三相逆变器驱动电流的占空比。
可选地，角度确定模块包括位置传感器或观测器。
可选地，坐标变换模块包括：克拉克Clarke变换单元，用于将采样电流进行坐标变换到两相静止αβ坐标系下；派克Park变换单元，用于将两相静止αβ坐标系下的采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下，确定采样电流的电流矢量相位角。
这样的装置能够对三相逆变器的输出电流进行实时采样，并根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位；能够根据采样电流相位确定相位死区补偿值并对三相逆变器驱动电流进行补偿，采用这样的装置获取的采样电流相位更加准确，确定的相位死区补偿值也更准确，从而使死区补偿更加准确，进而优化了死区补偿的效果。
根据本发明的又一个方面，提出一种逆变器，包括上文中提出的任一种死区补偿装置。
这样的设备能够优化死区补偿的效果，解决“死区效应”造成低速下的电流畸变及转矩脉动问题，减少驱动功耗，提高驱动效率。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1为本发明的逆变器死区补偿方法的一个实施例的流程图。
图2为本发明的逆变器死区补偿方法中确定采样电流相位的一个实施例的流程图。
图3为本发明的逆变器死区补偿方法中根据采样电流相位确定相位死区补偿值的一个实施例的流程图。
图4为本发明的逆变器死区补偿方法中根据采样电流相位确定相位死区补偿值的另一个实施例的流程图。
图5为本发明的逆变器死区补偿方法中调整驱动信号的一个实施例的示意图。
图6为本发明的逆变器死区补偿装置的一个实施例的示意图。
图7为本发明的逆变器死区补偿装置中死区补偿值确定模块的一个实施例的示意图。
图8为本发明的逆变器死区补偿装置中死区补偿值确定模块的另一个实施例的示意图。
图9A为未使用本发明的逆变器死区补偿装置时压缩机的5Hz波形图。
图9B为使用本发明的逆变器死区补偿装置后压缩机的5Hz波形。
图9C为未使用本发明的逆变器死区补偿装置时压缩机的10Hz波形图。
图9D为使用本发明的逆变器死区补偿装置后压缩机的10Hz波形。
图9E为未使用本发明的逆变器死区补偿装置时压缩机的15Hz波形图。
图9F为使用本发明的逆变器死区补偿装置后压缩机的15Hz波形。
图10为本发明的逆变器的一个实施例的示意图。
图11为本发明的逆变器的应用场景的一个实施例的示意图。
具体实施方式
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
本发明的逆变器死区补偿方法的一个实施例的流程图如图1所示。
在步骤101中，采集三相逆变器的输出电流，获得采样电流。
在步骤102中，根据采样电流确定转子位置角，如采用反正切函数计算转子位置角。
在步骤103中，根据采样电流确定电流矢量相位角。在一个实施例中，可以通过将采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下确定采样电流的电流矢量相位角。在一个实施例中，先将采样电流进行坐标变换到两相静止αβ坐标系下，再将两相静止αβ坐标系下的采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下，确定采样电流的电流矢量相位角。
在步骤104中，确定相位延迟补偿量。由于在硬件及软件滤波上有延迟产生，因此，矫正滤波过程所产生的延迟能够提高采样相位确定的准确度。
在步骤105中，根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位。
在步骤106中，根据采样电流相位基于预定补偿策略确定相位死区补偿值。可以根据预定的采样电流相位与死区补偿值的对应关系确定相位死区补偿值。
在步骤107中，根据相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流，根据相位死区补偿值调整三相逆变器驱动电流的占空比。在一个实施例中，将确定的相位死区补偿值发送给SVPWM(Space Vector PulseWidth Modulation，空间矢量脉宽调制)的比较寄存器，由比较寄存器输出调整后的三相逆变器驱动电流。
通过这样的方法，能够对三相逆变器的输出电流进行实时采样，并根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位；能够根据采样电流相位确定相位死区补偿值并对三相逆变器驱动电流进行补偿。通过这样的方法获取的采样电流相位更加准确，从而确定的相位死区补偿值也更加准确，进而优化了死区补偿的效果，解决“死区效应”造成低速下的电流畸变及转矩脉动问题，减少驱动功耗，提高驱动效率。进一步，本方法并不限定于特定的场合使用，具有通用性。
在一个实施例中，实时采样三相逆变器的输出电流并进行循环调整，实时调整相位死区补偿值，从而进一步优化了死区补偿的效果。
在一个实施例中，可以先进行参数初始化，如：
Void Epwm_init(void)；
{
I/O定义；
死区补偿量结构体定义；
死区常量结构体定义等；
Epwm定义等；
……
}
在一个实施例中，在参数初始化时需要定义补偿结构体及常量，如：
struct{
int f1,f2；
{
int const1；
int const2；
int const3；
}go_dead1,go_deag_2；
go_dead1.const1＝123；
go_dead1.const2＝156；
go_dead1.const3＝178；
}
通过这样的方法为相位死区补偿的确定提供结构体和常量，并在循环处理过程中不断刷新补偿值，优化了相位死区补偿结果。
本发明的根据采样电流确定采样电流相位的一个实施例的流程图如图2所示。
在步骤201中，利用位置传感器或观测器检测采样电流，确定转子位置角。
在步骤202中，通过将采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下确定采样电流的电流矢量相位角。
在步骤203中，确定采样电流的频率。
在步骤204中，根据采样电流的频率ω确定相位延迟补偿量。
在一个实施例中，如果ω∈[1Hz，5Hz)，确定相位延迟补偿量为0；如果ω∈[5Hz，10Hz)，确定相位延迟补偿量为4ω+0.36；如果ω∈[10Hz，20Hz)，确定相位延迟补偿量为ω；如果ω∈[20Hz，25Hz)，确定相位延迟补偿量为ω+0.24。
在另一个实施例中，可以设定相位延迟补偿量为预定值，可以通过对补偿效果的观测调整该预定值，从而确定最适合的相位延迟补偿量预定值。
在步骤205中，根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量，结合其各自的权重确定采样电流相位。
在一个实施例中，可以根据如下公式确定采样电流相位Phase:
Phase＝K1*A+K2*B+K3*C+K4 (1)
其中，A为转子运算角，B为电流矢量相位角，C为相位延迟补偿量，K1、K2和K3分别为转子运算角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量的补偿变换系数，K4为扇区轮转变换常量。在一个实施例中，补偿变换系数和扇区轮转变换常量可以通过实验不断调整来确定。
通过这样的方法，能够根据实时获取的采样电流迅速确定转子位置角、电流矢量相位角；基于采样电流的频率，根据延迟与频率的关系确定相位延迟补偿量，能够确定更加准确的相位延迟补偿量；根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量，分别根据预定的补偿变换系数以及扇区轮转变换常量确定采样电流相位。由于采样电流受采样时刻、噪声、精度的影响较大，根据采样电流直接进行补偿值时，补偿效果不尽人意。通过这样的方法，能够获取更加准确的采样电流相位，从而优化补偿效果。
在一个实施例中，根据采样电流相位确定相位死区补偿值时，可以先根据采样电流相位确定三相电流中各单相电流的极性，根据各单相电流的极性采用对应的预定补偿策略确定单相电流的相位死区补偿值。如，若电流极性为负，则确定单相电流的相位死区补偿值为负数；若电流极性为正，则确定单相电流的相位死区补偿值为正数。
通过这样的方法，能够根据采样电流相位确定三相电流的极性，并根据三相电流各自的极性进行调整，进而确定单相电流的相位死区补偿值，从而实现有针对性的确定单相死区补偿值，精度高且算法清晰明确。
在一个实施例中，可以通过将采样电流相位减去预定常数的方式获得归一化单相电流的相位值；根据归一化后的单相电流的相位值是否大于零确定各单相电流的极性。通过这样的方法，能够根据采样电流相位确定三相电流的相位，并进一步的根据三相电流的相位确定各相极性，算法清晰明确，且运转效率高，便于在系统中应用。
本发明的逆变器死区补偿方法中根据采样电流相位确定相位死区补偿值的一个实施例的流程图如图3所示。
在步骤31中，通过扇区轮转变换，将单相电流采样电流相位减去预定常数获得归一化相位值。在步骤311中，确定U相电流的相位；在步骤312中，确定V相电流的相位；在步骤313中，确定W相电流的相位。
在步骤32中，分别判断各相电流的相位是否大于0，从而确定各相电流相位的极性。在步骤321中，确定U相电流的极性；在步骤322中，确定V相电流的极性；在步骤323中，确定W相电流的极性。
在步骤33中，判断各相电流极性的正负。当单相电流极性为负时，执行步骤341；当单相电流极性为正时，执行步骤342。
在步骤341中，确定单相电流的相位死区补偿值为负数。
在步骤342中，确定单相电流的相位死区补偿值为正数。
通过这样的方法，能够根据确定的采样电流相位确定三相电流的相位和极性，并根据三相电流各自的极性进行调整，进而确定单相电流的相位死区补偿值，从而实现有针对性的确定单相死区补偿值，精度高且算法清晰明确。
在一个实施例中，需要将相位死区补偿值限制在预定门限之内。在一个实施例中，可以根据单相电流的相位死区补偿值确定补偿后的脉冲宽度，并将补偿后的脉冲宽度与预定最大门限相比较；当补偿后的脉冲宽度大于预定最大门限时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最大门限。在一个实施例中，可以将补偿后的脉冲宽度与预定最小门限相比较；当补偿后的脉冲宽度小于预定最小门限时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最小门限。在一个实施例中，将补偿后的脉冲宽度与预定最大门限和预定最小门限相比较；当补偿后的脉冲宽度在预定最大门限与预定最小门限之间时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为补偿后的脉冲宽度。
通过这样的方法，能够将确定的三相逆变器驱动脉冲宽度限制在预定的门限范围之内，防止由于过调整出现的误差。
本发明的死区补偿方法中根据采样电流相位确定相位死区补偿值的一个实施例的流程图如图4所示。
在步骤401中，根据单相电流的相位死区补偿值确定补偿后的脉冲宽度，并将补偿后的脉冲宽度分别与预定最大门限和预定最小门限进行比较。若补偿后的脉冲宽度大于预定最大门限，则执行步骤403；若补偿后的脉冲宽度在预定最大门限与预定最小门限之间，则执行步骤404；若补偿后的脉冲宽度小于预定最小门限，则执行步骤405。
在步骤403中，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最大门限。
在步骤404中，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为根据单相电流的相位死区补偿值确定的补偿后的脉冲宽度。
在步骤405中，确定的三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最小门限。
通过这样的方法，通过将根据单相电流的相位死区补偿值确定的补偿后的脉冲宽度与预定最大门限和预定最小门限进行比较并调整，将三相逆变器驱动电流的脉冲宽度控制在预定最大门限和预定最小门限范围内，更好的防止由于过调整出现的误差，进一步优化死区补偿的效果。
在一个实施例中，如图5所示，S+ a和S- a分别为三相逆变器的上a臂的上臂和下臂开关管的驱动信号，其中，(a)、(b)为上下桥臂理想开通信号，(c)、(d)为实际开通信号。以ia＞0为例，对上臂开关管而言，实际开通时间比理想开通时间少了Terr，而下臂开关管的实际开通时间比理想开通时间多了Terr，因此，需要做的时间补偿就是将上臂开关管的理想开通时间延长Terr，由于上、下臂开关管的互补对称性，下臂开关管的开通时间就被缩短了Terr，这样开关管的实际开通时间与理想时间一致，保证了输出电压与理想电压值相等。同理可以分析当ia<0时，补偿方法是将上臂开关管的理想开通时间缩短Terr。根据上述分析确定相位死区补偿值，再将死区补偿值发送给SVPWM的比较寄存器，比较寄存器根据相位死区补偿值输出与理想驱动电流在脉冲位置、宽度上相同的驱动电流，该驱动电流控制逆变器开关管的通断，从而能够消除死区时间造成的误差，达到死区补偿的目的。
本发明的逆变器死区补偿装置的一个实施例的示意图如图6所示。其中，601为电流采集模块，能够采集三相逆变器的输出电流，获得采样电流。602为角度确定模块，能够根据采样电流确定转子位置角，如采用反正切函数模块确定采样电流的转子位置角。603为坐标变换模块，能够根据采样电流确定电流矢量相位角。在一个实施例中，可以通过将采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下确定采样电流的电流矢量相位角。604为相位延迟补偿量确定模块，能够确定相位延迟补偿量。由于在硬件及软件滤波上有延迟产生，因此，矫正滤波过程所产生的延迟能够提高采样相位确定的准确度。605为电流相位确定模块，能够根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位。606为死区补偿值确定模块，用于根据采样电流相位，基于预定补偿策略确定相位死区补偿值。可以根据预定的采样电流相位与死区补偿值的对应关系确定相位死区补偿值。607为驱动电流补偿模块，用于根据相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流，根据相位死区补偿值调整三相逆变器驱动电流的占空比。在一个实施例中，将确定的相位死区补偿值发送给SVPWM的比较寄存器，由比较寄存器输出调整后的三相逆变器驱动电流。
这样的装置能够对三相逆变器的输出电流进行实时采样，并根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位；能够根据采样电流相位确定相位死区补偿值并对三相逆变器驱动电流进行补偿。这样的装置获取的采样电流相位更加准确，从而确定的相位死区补偿值也更加准确，进而优化了死区补偿的效果；进一步，本方法并不限定于特定的场合使用，具有通用性。
在一个实施例中，角度确定模块602可以为位置传感器或观测器，能够检测采样电流，确定转子位置角。这样的装置能够采用现有的设备、模块对转子位置角进行检测，便于推广应用。
在一个实施例中，坐标变换模块603包括Clarke变换单元和Park变换单元，其中，Clarke变换单元能够将采样电流进行坐标变换到两相静止αβ坐标系下；Park变换单元用于将两相静止αβ坐标系下的采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下，确定采样电流的电流矢量相位角。这样的装置能够采用现有的设备、模块对确定电流矢量相位角，便于推广应用。
在一个实施例中，相位延迟补偿量确定模块604包括频率获取单元和延迟补偿量确定单元，其中，频率获取单元能够确定采样电流的频率，延迟补偿量确定单元根据采样电流的频率ω确定相位延迟补偿量。在一个实施例中，如果ω∈[1Hz，5Hz)，确定相位延迟补偿量为0；如果ω∈[5Hz，10Hz)，确定相位延迟补偿量为4ω+0.36；如果ω∈[10Hz，20Hz)，确定相位延迟补偿量为ω；如果ω∈[20Hz，25Hz)，确定相位延迟补偿量为ω+0.24。
这样的装置能够基于采样电流的频率，根据延迟与频率的关系确定相位延迟补偿量，确定的相位延迟补偿量更加准确。
在另一个实施例中，可以设定相位延迟补偿量为预定值，通过对补偿效果的观测调整该预定值，从而确定最适合的相位延迟补偿量预定值。这样的装置运算量小，对设备运算速度的要求低，且可以根据实际应用情况进行调试，符合实际需求。
在一个实施例中，电流相位确定模块605可以根据公式：
Phase＝K1*A+K2*B+K3*C+K4
确定采样电流相位，其中，A为转子运算角，B为电流矢量相位角，C为相位延迟补偿量，K1、K2和K3分别为转子运算角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量的补偿变换系数，K4为扇区轮转变换常量。在一个实施例中，补偿变换系数和扇区轮转变换常量可以通过实验不断调整来确定。
这样的装置能够根据实时获取的采样电流迅速确定转子位置角、电流矢量相位角；基于采样电流的频率根据延迟与频率的关系确定相位延迟补偿量，能够确定更加准确的相位延迟补偿量；根据转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量，分别根据预定的补偿变换系数以及扇区轮转变换常量确定采样电流相位。由于采样电流受采样时刻、噪声、精度的影响较大，根据采样电流直接进行补偿值时，补偿效果不尽人意。采用这样的装置能够获取更加准确的采样电流相位，从而优化补偿效果。
在一个实施例中，如图7所示，死区补偿值确定模块包括三相电流极性确定单元701和三相死区补偿值确定单元702。其中，三相电流极性确定单元701用于根据采样电流相位确定三相电流中各单相电流的极性。在一个实施例中，三相电流极性确定单元701通过扇区轮转变换，将单相采样电流相位减去预定常数获得归一化后的相位值，包括分别确定U相电流的相位、V相电流的相位和W相电流的相位；通过判断各相电流的相位是否大于0确定各相相位的极性。三相死区补偿值确定单元702用于根据各相电流的极性采用对应的预定补偿策略确定单相电流的相位死区补偿值，如当单相电流极性为负时，确定单相电流的相位死区补偿值为负数；当单相电流极性为正时，确定单相电流的相位死区补偿值为正数。
这样的装置能够根据确定的采样电流相位确定三相电流的相位和极性，并根据三相电流各自的极性进行调整，进而确定单相电流的相位死区补偿值，从而实现有针对性的确定单相死区补偿值，精度高且算法清晰明确。
在一个实施例中，如图8所示，死区补偿值确定模块包括三相电流极性确定单元801、三相死区补偿值确定单元802，以及脉冲宽度确定单元803。其中，三相电流极性确定单元801、三相死区补偿值确定单元802的结构和功能与图7的实施例中相似。脉冲宽度确定单元803用于根据单相电流的相位死区补偿值确定补偿后的脉冲宽度，并将补偿后的脉冲宽度与脉冲宽度的门限值进行比较，将三相逆变器驱动电流的脉冲宽度限制在门限之内。在一个实施例中，可以将补偿后的脉冲宽度与预定最大门限相比较；当补偿后的脉冲宽度大于预定最大门限时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最大门限。在一个实施例中，可以将补偿后的脉冲宽度与预定最小门限相比较；当补偿后的脉冲宽度小于预定最小门限时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为预定最小门限。在一个实施例中，将补偿后的脉冲宽度与预定最大门限和预定最小门限相比较；当补偿后的脉冲宽度在预定最大门限与预定最小门限之间时，确定三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为根据单相电流的相位死区补偿值确定的补偿后的脉冲宽度。
这样的装置通过将根据单相电流的相位死区补偿值确定的补偿后的脉冲宽度与预定最大门限和预定最小门限进行比较并调整，将驱动电流的脉冲宽度限制在预定最大门限和预定最小门限范围内，更好的防止由于过调整出现的误差，进一步优化死区补偿的效果。
本发明的死区补偿装置的一个实施例中应用于压缩机的电流波形效果图如图9A-图9F所示，实施例中使用的压缩机极对数为3。图9A为补偿前5Hz的压缩机电流波形图，图9B为补偿后5Hz的压缩机电流波形图；图9C为补偿前10Hz的压缩机电流波形图，图9D为补偿后10Hz的压缩机电流波形图；图9E为补偿前15Hz的压缩机电流波形图，图9F为补偿后15Hz的压缩机电流波形图。从补偿前后负载电流过零点及峰值处可看出，使用本发明的死区补偿装置后，电流的平滑度及正弦度均高于补偿前，且压缩机噪音及转矩脉动明显降低，尤其是15Hz以下低频效果更加明显，压缩机电流的波形得到了很好的改善，实现压缩机低速下可靠运行，对提高压缩机运行效率，降低各频段压缩机噪音方面效果显著。
本发明的逆变器的一个实施例的示意图如图10所示。其中，1001为三相逆变器，为电机1000提供控制三相电流。逆变器死区补偿装置1003获取三相逆变器1001输出电流。逆变器死区补偿装置根据获取的采样电流确定转子位置角、电流矢量相位角、相位延迟补偿量，根据转子位置角、电流矢量相位角、相位延迟补偿量确定采样电流相位，再根据采样电流相位确定相位死区补偿值。逆变器死区补偿装置1003将相位死区补偿值发送到PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)器，输出与理想驱动电流在脉冲位置、宽度上相同的驱动电流，该驱动电流控制三相逆变器1001开关管的通断，从而能够消除死区时间造成的误差，优化死区补偿的效果，解决“死区效应”造成低速下的电流畸变及转矩脉动的问题，减少驱动功耗，提高驱动效率。
如图11所示，可以采用FOC(Field Oriented Control，磁场定向控制)双闭环系统调整三相逆变器的输出电流。由MCU(Microcontroller Unit，微控制单元)检测三相电流，通过用Clarke变换将它们转换到αβ坐标系中，再通过Park变换转换到dq坐标系中。将dq坐标系中的电流信号与它们的参考输入信号相比较，通过PI(Proportion Integration，比例积分)控制器获得控制量。但采用现有的结构，死区时间的设置会导致驱动电流具有误差，进而使三相逆变器的输出电流产生畸变。
本发明的逆变器能够在图11的基础上，通过采集三相逆变器的输出电流，根据转子位置角、电流矢量相位角、相位延迟补偿量确定采样电流相位，再根据采样电流相位确定相位死区补偿值，调整SVPWM输出的驱动电流。SVPWM根据相位死区补偿值输出与理想驱动电流在脉冲位置、宽度上相同的驱动电流，从而能够消除死区时间造成的误差，达到死区补偿的目的。
最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制；尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者对部分技术特征进行等同替换；而不脱离本发明技术方案的精神，其均应涵盖在本发明请求保护的技术方案范围当中。

Claims (17)

1.一种逆变器死区补偿方法，其特征在于，包括：
根据三相逆变器输出电流获取采样电流；
确定所述采样电流的转子位置角和电流矢量相位角；
确定用于补偿滤波延迟的相位延迟补偿量；
根据所述转子位置角、所述电流矢量相位角和所述相位延迟补偿量确定采样电流相位；
根据所述采样电流相位基于预定补偿策略确定相位死区补偿值；
根据所述相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定用于补偿滤波延迟的相位延迟补偿量包括：
确定所述采样电流的频率；
根据所述采样电流的频率确定所述相位延迟补偿量。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述采样电流的频率确定相位延迟补偿量包括：
如果ω∈[1Hz，5Hz)，确定所述相位延迟补偿量为0；
如果ω∈[5Hz，10Hz)，确定所述相位延迟补偿量为4ω+0.36；
如果ω∈[10Hz，20Hz)，确定所述相位延迟补偿量为ω；
如果ω∈[20Hz，25Hz)，确定所述相位延迟补偿量为ω+0.24，其中，所述ω为采样电流的频率。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述转子运算角、所述电流矢量相位角和所述相位延迟补偿量确定采样电流相位包括：
根据公式：
Phase＝K1*A+K2*B+K3*C+K4
确定所述采样电流相位Phase，其中，A为所述转子运算角，B为所述电流矢量相位角，C为所述相位延迟补偿量，K1、K2和K3分别为A、B和C的补偿变换系数，K4为扇区轮转变换常量。
5.根据权利要求1～4任一所述的方法，其特征在于，所述根据所述采样电流相位基于预定补偿策略确定相位死区补偿值包括：
对于三相电流中的一项单相电流：
根据所述单相电流的所述采样电流相位确定所述单相电流的极性；
若所述单相电流的极性为正，则确定所述单相电流的相位死区补偿值为正数；
若所述单相电流的极性为负，则确定所述单相电流的相位死区补偿值为负数。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据所述采样电流相位确定所述单相电流的极性包括：
将所述单相电流的所述采样电流相位减去预定常数获得所述单相电流的归一化相位值；
如果所述归一化相位值大于零，则确定所述单相电流的极性为正，如果所述归一化相位值小于等于零，则确定所述单相电流的极性为负。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，
所述根据所述采样电流相位基于预定补偿策略确定相位死区补偿值还包括：
根据所述单相电流的相位死区补偿值确定补偿后的脉冲宽度；
将所述补偿后的脉冲宽度与预定最大门限相比较；当所述补偿后的脉冲宽度大于预定最大门限时，确定所述三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为所述预定最大门限；
和/或
将所述补偿后的脉冲宽度与预定最小门限相比较；当所述补偿后的脉冲宽度小于预定最小门限时，确定所述三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为所述预定最小门限；
和/或
将所述补偿后的脉冲宽度与预定最大门限和预定最小门限相比较；当所述补偿后的脉冲宽度在所述预定最大门限与所述预定最小门限之间时，确定所述三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为所述补偿后的脉冲宽度。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流包括：
根据所述三相逆变器驱动电流的脉冲宽度调整所述三相逆变器驱动电流的占空比；
和/或
所述确定所述采样电流的转子位置角包括：
利用位置传感器或观测器检测所述采样电流，确定所述转子位置角；
和/或
所述确定所述采样电流的电流矢量相位角包括：
通过将所述采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下，确定所述采样电流的电流矢量相位角。
9.一种逆变器死区补偿装置，其特征在于，包括：
电流采集模块，用于根据三相逆变器输出电流获取采样电流；
角度确定模块，用于确定所述采样电流的转子位置角；
坐标变换模块，用于确定所述采样电流的电流矢量相位角；
相位延迟补偿量确定模块，用于确定用于补偿滤波延迟的相位延迟补偿量；
电流相位确定模块，用于根据所述转子位置角、电流矢量相位角和相位延迟补偿量确定采样电流相位；
死区补偿值确定模块，用于根据所述采样电流相位，基于预定补偿策略确定相位死区补偿值；
驱动电流补偿模块，用于根据所述相位死区补偿值补偿三相逆变器驱动电流。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述相位延迟补偿量确定模块包括：
频率获取单元，用于获取所述采样电流的频率；
延迟补偿量确定单元，用于根据所述采样电流的频率确定相位延迟补偿量。
11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，
如果ω∈[1Hz，5Hz)，所述延迟补偿量确定单元确定所述相位延迟补偿量为0；
如果ω∈[5Hz，10Hz)，所述延迟补偿量确定单元确定所述相位延迟补偿量为4ω+0.36；
如果ω∈[10Hz，20Hz)，所述延迟补偿量确定单元确定所述相位延迟补偿量为ω；
如果ω∈[20Hz，25Hz)，所述延迟补偿量确定单元确定所述相位延迟补偿量为ω+0.24，
其中，所述ω为采样电流的频率。
12.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述电流相位确定模块根据公式:
Phase＝K1*A+K2*B+K3*C+K4
确定所述采样电流相位Phase，其中，A为所述转子运算角，B为所述电流矢量相位角，C为所述相位延迟补偿量，K1、K2和K3分别为A、B和C的补偿变换系数，K4为扇区轮转变换常量。
13.根据权利要求9～12任一所述的装置，其特征在于，
所述死区补偿值确定模块包括：
三相电流极性确定单元，用于对于三相电流中的一项单相电流：根据所述单相电流的所述采样电流相位确定所述单相电流的极性；
三相死区补偿值确定单元，用于在所述单相电流的极性为正时，确定所述单相电流的相位死区补偿值为正数；在所述单相电流的极性为负时，确定所述单相电流的相位死区补偿值为负数。
14.根据权利要求13所述的装置，其特征在于，所述三相电流极性确定单元，用于将所述单相电流的所述采样电流相位减去预定常数获得所述单相电流的归一化相位值；如果所述归一化相位值大于零，则确定所述单相电流的极性为正，如果所述归一化相位值小于等于零，则确定所述单相电流的极性为负。
15.根据权利要求13所述的装置，其特征在于，
所述死区补偿值确定模块还包括：
脉冲宽度确定单元，用于根据所述单相电流的相位死区补偿值确定补偿后的脉冲宽度；
将所述补偿后的脉冲宽度与预定最大门限相比较；当所述补偿后的脉冲宽度大于预定最大门限时，确定所述三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为所述预定最大门限；
和/或
将所述补偿后的脉冲宽度与预定最小门限相比较；当所述补偿后的脉冲宽度小于预定最小门限时，确定所述三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为所述预定最小门限；
和/或
将所述补偿后的脉冲宽度与预定最大门限和预定最小门限相比较；当所述补偿后的脉冲宽度在所述预定最大门限与所述预定最小门限之间时，确定所述三相逆变器驱动电流的脉冲宽度为所述补偿后的脉冲宽度。
16.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述驱动电流补偿模块用于根据所述三相逆变器驱动电流的脉冲宽度调整所述三相逆变器驱动电流的占空比；
和/或
所述角度确定模块包括位置传感器或观测器；
和/或
所述坐标变换模块包括：
克拉克Clarke变换单元，用于将所述采样电流进行坐标变换到两相静止αβ坐标系下；
派克Park变换单元，用于将两相静止αβ坐标系下的所述采样电流进行坐标变换到两相同步旋转dq坐标系下，确定所述采样电流的电流矢量相位角。
17.一种逆变器，其特征在于，包括权利要求9～16任一所述的死区补偿装置。
CN201610240927.1A 2016-04-18 2016-04-18 逆变器死区补偿方法、装置和逆变器 Active CN107317502B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610240927.1A CN107317502B (zh) 2016-04-18 2016-04-18 逆变器死区补偿方法、装置和逆变器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610240927.1A CN107317502B (zh) 2016-04-18 2016-04-18 逆变器死区补偿方法、装置和逆变器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107317502A true CN107317502A (zh) 2017-11-03
CN107317502B CN107317502B (zh) 2023-07-18

Family

ID=60184268

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610240927.1A Active CN107317502B (zh) 2016-04-18 2016-04-18 逆变器死区补偿方法、装置和逆变器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107317502B (zh)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107959445A (zh) * 2017-12-05 2018-04-24 厦门华联电子股份有限公司 一种无刷直流电机抗饱和自适应相位补偿方法及控制装置
CN108196114A (zh) * 2018-01-25 2018-06-22 苏州汇川技术有限公司 电机电流采样系统及方法
CN108390553A (zh) * 2018-02-08 2018-08-10 江西精骏电控技术有限公司 一种电机传动pwm死区的补偿方法
CN109149921A (zh) * 2018-09-21 2019-01-04 西南民族大学 一种基于不连续脉宽调制的新型死区补偿方法
TWI677171B (zh) * 2018-04-26 2019-11-11 國立交通大學 弦波調製方法及三相逆變器
CN111756300A (zh) * 2020-06-18 2020-10-09 中车永济电机有限公司 基于电流预测的适用于直线感应电机控制的死区补偿方法
CN114123751A (zh) * 2021-11-26 2022-03-01 珠海格力电器股份有限公司 死区补偿方法、逆变器控制电路、装置及逆变器
CN114128131A (zh) * 2019-06-04 2022-03-01 三电高新技术株式会社 功率转换装置
CN114499246A (zh) * 2022-01-26 2022-05-13 深圳市科华恒盛科技有限公司 死区补偿方法、控制装置及存储介质

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05328745A (ja) * 1992-05-15 1993-12-10 Meidensha Corp デットタイム補償方式
CN102843059A (zh) * 2011-07-19 2012-12-26 合康变频科技（武汉）有限公司 电压型逆变器死区补偿方法及装置
US20130088905A1 (en) * 2011-10-05 2013-04-11 Auto Power Co., Ltd. Dead-time compensation algorithm for 3-phase inverter using svpwm
CN103138671A (zh) * 2013-03-20 2013-06-05 西安航空学院 一种永磁同步电机逆变器死区效应补偿方法及系统
CN103414368A (zh) * 2013-07-25 2013-11-27 西安交通大学 一种三相逆变器的死区补偿方法
CN103684179A (zh) * 2013-12-17 2014-03-26 清华大学 一种永磁同步电机电流滤波及死区补偿装置与补偿方法
CN105450060A (zh) * 2015-12-22 2016-03-30 北京天诚同创电气有限公司 逆变器的死区补偿方法及装置

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05328745A (ja) * 1992-05-15 1993-12-10 Meidensha Corp デットタイム補償方式
CN102843059A (zh) * 2011-07-19 2012-12-26 合康变频科技（武汉）有限公司 电压型逆变器死区补偿方法及装置
US20130088905A1 (en) * 2011-10-05 2013-04-11 Auto Power Co., Ltd. Dead-time compensation algorithm for 3-phase inverter using svpwm
CN103138671A (zh) * 2013-03-20 2013-06-05 西安航空学院 一种永磁同步电机逆变器死区效应补偿方法及系统
CN103414368A (zh) * 2013-07-25 2013-11-27 西安交通大学 一种三相逆变器的死区补偿方法
CN103684179A (zh) * 2013-12-17 2014-03-26 清华大学 一种永磁同步电机电流滤波及死区补偿装置与补偿方法
CN105450060A (zh) * 2015-12-22 2016-03-30 北京天诚同创电气有限公司 逆变器的死区补偿方法及装置

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107959445A (zh) * 2017-12-05 2018-04-24 厦门华联电子股份有限公司 一种无刷直流电机抗饱和自适应相位补偿方法及控制装置
CN108196114A (zh) * 2018-01-25 2018-06-22 苏州汇川技术有限公司 电机电流采样系统及方法
CN108196114B (zh) * 2018-01-25 2024-03-19 苏州汇川技术有限公司 电机电流采样系统及方法
CN108390553A (zh) * 2018-02-08 2018-08-10 江西精骏电控技术有限公司 一种电机传动pwm死区的补偿方法
TWI677171B (zh) * 2018-04-26 2019-11-11 國立交通大學 弦波調製方法及三相逆變器
CN109149921A (zh) * 2018-09-21 2019-01-04 西南民族大学 一种基于不连续脉宽调制的新型死区补偿方法
CN114128131A (zh) * 2019-06-04 2022-03-01 三电高新技术株式会社 功率转换装置
CN111756300A (zh) * 2020-06-18 2020-10-09 中车永济电机有限公司 基于电流预测的适用于直线感应电机控制的死区补偿方法
CN114123751A (zh) * 2021-11-26 2022-03-01 珠海格力电器股份有限公司 死区补偿方法、逆变器控制电路、装置及逆变器
CN114123751B (zh) * 2021-11-26 2023-10-10 珠海格力电器股份有限公司 死区补偿方法、逆变器控制电路、装置及逆变器
CN114499246A (zh) * 2022-01-26 2022-05-13 深圳市科华恒盛科技有限公司 死区补偿方法、控制装置及存储介质
CN114499246B (zh) * 2022-01-26 2024-10-15 深圳市科华恒盛科技有限公司 死区补偿方法、控制装置及存储介质

Also Published As

Publication number Publication date
CN107317502B (zh) 2023-07-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107317502A (zh) 逆变器死区补偿方法、装置和逆变器
CN106501574B (zh) 一种有源电力滤波器谐波电流检测方法
CN101917158B (zh) 一种用于电压源逆变器的死区补偿方法
CN110071669A (zh) 一种永磁同步电机矢量控制“死区效应”补偿方法
CN107659237B (zh) 一种永磁同步电机的无模型无差拍电流预测控制装置及其方法
CN104767435A (zh) 基于中性点电压的无传感器无刷电机换相相位实时校正方法
CN109525152B (zh) 电机驱动控制方法、装置及电路
CN205864288U (zh) 逆变器死区补偿装置和逆变器
CN109787491A (zh) 基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法
CN105429484A (zh) 基于任意周期延时的pwm整流器预测功率控制方法及系统
CN108092532A (zh) 一种基于pwm触发端电压采样的逆变器死区补偿方法
CN104901600A (zh) 宽转速范围内永磁同步电机的无位置传感器控制方法
CN107769636B (zh) 一种无位置传感器永磁同步电机转子位置检测方法
CN110995072B (zh) 一种电机转子位置估测方法
CN109391199A (zh) 死区补偿方法、电机驱动器及计算机可读存储介质
CN106385215A (zh) 一种交流电机变开关频率pwm转矩脉动控制方法
CN109004883A (zh) 一种小电容电机驱动系统的母线电压低压区控制方法
CN108988722A (zh) 一种永磁同步电机的交直轴电感特性曲线的测定方法
CN109861568A (zh) 一种三电平逆变器的改进无模型预测电流控制方法
CN105591575B (zh) 一种隐极式永磁同步电机直接特征控制系统及控制方法
CN112039123A (zh) 一种并网逆变器无交流电压传感器控制方法
CN105811839A (zh) 永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法
CN108418491B (zh) 基于简化模型预测的三相四开关逆变器永磁同步电机系统磁链控制方法
CN116885992A (zh) 一种单电阻电流采样方法、系统、设备及存储介质
CN109510548B (zh) 一种双馈电机柔性功率控制方法及装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant