CN107317343A - 高效级联h桥型动态电压恢复器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高效级联H桥型动态电压恢复器及其控制方法，恢复器由双向DC‑DC变换器、级联H桥型逆变器、LLCCRL滤波器组成，双向DC‑DC变换器与级联H桥型逆变器逆变单元的直流侧连接实现能量的双向流动，为级联H桥逆变单元的直流侧供能；级联H桥型逆变器为N级联H桥结构，能够实现输出最大电平；级联H桥型逆变器与LLCCRL滤波器连接之后串联在电网主电路之中。本发明级联H桥型逆变器能够实现最大电平输出，提高逆变器的补偿能力，解决了传统方法只能用于交流电源电压调节的局限性问题；级联H桥型逆变器的逆变侧采用LLCCRL滤波器滤波，避免了采用变压器耦合在实际应用中的缺点以及开关次谐波干扰的问题。

Description

高效级联H桥型动态电压恢复器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子控制技术领域，涉及一种高效级联H桥型动态电压恢复器及其控制方法。

背景技术

随着用电负荷的不断增加，电网规模和容量迅猛扩大，高质量电力供应已成为现代社会生产、生活正常进行的基本条件。电能质量诸多问题中，电压波动，包括电压暂时降低、升高、闪变等造成的危害最为普遍。其中，电压暂低在对电压敏感的精密设备上产生很多有害影响，甚至导致其无法正常工作，最终造成经济损失；电压暂高会带来绝缘压力。因此保证敏感设备正常工作的经济性措施显得尤为必要。

动态电压恢复器(DVR)串联在电网和敏感负荷之间，在配电网正常供电的情况下，DVR工作在备用状态，其损耗很低，当电网发生某种电能质量问题时，DVR可以在几毫秒之内向系统注入电网正常状态和故障状态下的电压差，使得负载上的电压保持不变，所以DVR被看作是减缓电压波动影响的有力措施。级联H桥型动态电压恢复器能够输出优质多电平，利用叠加的电平逼近正弦波，具有开关损耗小，电压变化率du/dt低，电压应力小的优点，而且输出电压电平数相同时，需要的功率器件最少，且不存在电容电压均压，易于模块化，所以这种结构被广泛使用。

但是，当级联H桥型逆变器直流侧连接的是分布式电源、风机、光伏等时，DVR的直流侧就不能选用PWM整流装置了，需要寻求一种新的直流侧装置来使得级联H桥型动态电压恢复器有更广泛的应用场景。另外，在动态电压恢复器与电网并网时，一般采用变压器耦合的方式，但是在实际应用中，变压器是比较昂贵的，而且不是所有的场合采用变压器耦合的方式都会有很好的滤波效果，所以选择一种具有更好的滤波效果的并网方法也是一个需要解决的问题。

发明内容

为实现上述目的，本发明提供一种高效级联H桥型动态电压恢复器，为负载提供稳定的电网电压，级联H桥型逆变器能够实现最大电平输出，提高逆变器的补偿能力，同时解决了补偿谐波的问题；拓展了级联H桥型动态电压恢复器的应用场景，提高了它的使用效率，解决了以往只能运用于交流电源的问题；级联H桥型逆变器的逆变侧采用LLCCRL滤波器滤波，避免了采用变压器耦合在实际应用中的缺点以及开关次谐波的问题。

本发明的另一目的是，提供一种高效级联H桥型动态电压恢复器的控制方法。

本发明所采用的技术方案是，一种高效级联H桥型动态电压恢复器，由双向DC-DC变换器、级联H桥型逆变器、LLCCRL滤波器组成，所述双向DC-DC变换器与级联H桥型逆变器的逆变单元的直流侧连接实现电能的双向流动，为级联H桥逆变单元的直流侧供能；所述级联H桥型逆变器为N级联H桥结构，能够实现输出最大电平；所述级联H桥型逆变器与LLCCRL滤波器连接之后串联在电网主电路之中。

本发明的特征还在于，进一步的，所述LLCCRL滤波器由电感L_inv和电感L_g串联后再与高频衰减支路并联组成，其中，高频衰减支路由电感L_f和电容C_f1串联后再与电容C_f2、电阻R_f串联后的支路相并联组成，高频衰减支路连接在电感L_inv的端口1'和电感L_g的端口2'之间。

进一步的，所述双向DC-DC变换器由两个半桥组成，半桥的一侧与电容C1相连，半桥的另一侧与电容C2相连，电容C2的输出端与级联H桥型逆变器逆变单元的直流侧连接；双向DC-DC变换器将直流侧储能单元的电压经过DC-DC变换，变为符合动态电压恢复器需要的电压，提供给级联H桥型逆变器的直流侧。

本发明所采用的另一技术方案是，一种高效级联H桥型动态电压恢复器的控制方法，A相桥臂控制具体按照以下步骤进行：

步骤1，检测A相的电源电压U_sa和直流侧电压U_dc；根据A相的电源电压U_sa提取基波电压U_sa ^*，生成与电源电压U_sa同频率、同相位想要稳定的标准正弦电压U_saref；

步骤2，电网电压需要稳定的电压值即标准正弦电压U_saref，电网电压需要稳定的电压值与实际检测到的电压值U_sa的差值，得到所需补偿电压U_C，补偿电压U_C与直流侧电压U_dc需满足U_sa ^*＝λU_c＝NmU_dc，其中m代表调制比，λ为常数，N为级联H桥型逆变器的级联数；

步骤3，m满足时，级联H桥型逆变器输出最大电平，则直流侧电压U_dc的调节范围为进一步化简得到常数λ的范围为

步骤4，如果常数λ满足完成级联H桥型逆变器直流侧电压U_dc的控制；如果常数λ不满足调节直流侧电压U_dc，并返回至步骤1，直至常数λ满足

步骤5，根据步骤1检测的A相的电源电压U_sa与标准正弦电压U_saref相减的差值再与动态电压恢复器的实际输出的补偿电压U_dvr相减，所得的差值经过PI控制器处理，作为动态电压恢复器的开关管的控制信号；将调制波与载波相比较后所得到的PWM控制信号经过驱动后控制A相级联H桥型动态电压恢复器的开关管导通与关断，即完成A相桥臂的控制；

B相、C相桥臂的控制过程与A相桥臂控制过程相同。

进一步的，所述步骤3中，级联H桥型逆变器输出最大电平的控制方法，具体按照以下步骤进行：

步骤1.1，各级联H桥型逆变器的逆变单元均采用单极性载波水平移相正弦脉宽调制方法，采用单极性载波水平移相正弦脉宽调制时，级联H桥型动态电压恢复器能够输出2N+1个电平，N为级联H桥型逆变器的级联数，则最高电压为N×U_dc，其中U_dc为直流侧电压；三角载波的峰值为1，调制波为f(t)＝msin(ω_st)，采用规则采样法，T_ri1与T_ri2相位相差π，T_r(i+1)1超前T_ri1相位π/N，θ₁′为T_r11与f(t)交点，θ_i为T_ri2与f(t)交点，根据SPWM调制原理输出高电平的相位差σ，σ＝σ₁-σ₁′；

步骤1.2，根据三角形相似原理，得到调制比m与输出高电平相位差σ和三角载波周期T_cs的关系，

步骤1.3，三角载波周期按照单极性载波移相调制原则有θ_i-θ_i+1＝π/N，其中i＝1,2,...,N-1，依次相加得：

步骤1.4，结合步骤1.3和步骤1.2，要使N级联H桥型逆变器输出电压达到2N+1个电平，则必须满足θ_N∈(σ₁',σ₁)，得到调制比m满足的关系为

进一步的，所述步骤4中，级联H桥型逆变器直流侧电压U_dc的控制方法，具体按照以下步骤进行：

步骤(1)，计算电网电压需要稳定的电压值U_saref与实际检测到的电压值U_sa的差值，得到所需补偿电压U_C，根据补偿电压U_C与直流侧电压U_dc计算出常数λ；

步骤(2)，当计算出的常数λ满足步骤3中所述的λ范围时，完成级联H桥型逆变器直流侧电压U_dc的控制；当计算出的常数λ大于步骤3中所述的范围时，减小直流侧电压U_dc使得常数λ满足步骤3中所述的范围，此时DC-DC变换器工作于BUCK升压状态，即S_1u管开关动作，S_1d管驱动信号可靠封锁；当计算出的常数λ小于步骤3中所述的范围时，增大直流侧电压U_dc使得常数λ满足步骤3中所述的范围，此时DC-DC变换器工作于BOOST降压状态，即S_1d管开关动作，S_1u管驱动信号可靠封锁。

本发明的有益效果是：高效级联H桥型动态电压恢复器采用N级联H桥单元串联结构，与双向DC-DC变换器的输出侧及LLCCRL滤波器的输入侧相连接，能够根据电网电压大小，判断是否调整直流侧电压，采用单极性正弦脉宽调制技术实现最大电平数输出，充分发挥级联H桥型逆变器的作用，降低了级联H桥型逆变器输出电压的谐波畸变率，提高级联H桥型逆变器的补偿能力，同时解决了补偿谐波的问题。双向DC-DC变换器由升压BOOST电路和降压BUCK电路反并联组成，将直流侧储能单元的电压经过DC-DC变换，变为符合动态电压恢复器需要的电压，提供给级联H桥型逆变器的直流侧，与级联H桥型逆变器相连实现能量的双向流动。

高效级联H桥型动态电压恢复器逆变侧采用LLCCRL滤波器滤波，LLCCRL滤波器与级联H桥型逆变器的逆变侧连接后，串联在电网之中，无需隔离变压器，省去了昂贵的变压器，避免了采用变压器耦合在实际应用中的缺点以及开关次谐波的问题，并且能够滤除由IGBT开通和关断过程中引起的开关次谐波。

本发明高效级联H桥型动态电压恢复器为负载提供稳定的电网电压，能够保证级联逆变器输出最大电平，能够运用于分布式电源、风机、可再生能源、电力系统、交通、航天航空、计算机和通讯、家用电器、国防工业等领域，拓展了级联H桥型动态电压恢复器的应用场景，提高了它的使用效率，解决了以往只能运用于交流电源的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明的拓扑结构图。

图2是本发明中LLCCRL滤波器的结构图。

图3是本发明中H桥型逆变器的逆变单元的结构图。

图4是本发明中双向DC-DC变换器的结构图。

图5是本发明高效级联H桥型动态电压恢复器的单极性调制图。

图6是本发明高效级联H桥型动态电压恢复器的直流侧电压控制流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明高效级联H桥型动态电压恢复器的拓扑结构，如图1-4所示，由双向DC-DC变换器、级联H桥型逆变器、LLCCRL滤波器组成，双向DC-DC变换器与级联H桥逆变单元的直流侧连接，为级联H桥型逆变器逆变单元的直流侧供能；级联H桥型逆变器为N级联H桥结构，N级联H桥单元串联，能够根据电网电压大小，判断是否调整直流侧电压，实现输出最大电平；级联H桥型逆变器与LLCCRL滤波器连接之后，串联在电网主电路之中。

如图2，LLCCRL滤波器由电感L_inv和电感L_g串联后再与高频衰减支路并联组成，其中，高频衰减支路由电感L_f和电容C_f1串联后再与电容C_f2、电阻R_f串联后的支路相并联组成，高频衰减支路连接在电感L_inv的端口1'和电感L_g的端口2'之间。LLCCRL滤波器的高频衰减支路L_fC_f1C_f2R为LCRL型和LLCL型滤波器的组合，既具有LCRL型滤波器每10倍频程-60dB的衰减速度，又具有LLCL型滤波器对开关频率次谐波的陷波作用；在相同滤波器参数下，LLCCRL型滤波器可以实现比现有3中滤波器更好的高频谐波衰减效果；级联H桥型逆变器的输出端与LLCCRL滤波器的输入端相连，LLCCRL滤波器的输出端与电网主电路相连；LLCCRL滤波器与级联H桥型逆变器的输出端相连，无需隔离变压器直接串联在电网主电路之中，省去昂贵的变压器。

如图4，双向DC-DC变换器由两个半桥组成，半桥的一侧与电容C1相连，半桥的另一侧与电容C2相连，电容C2的输出端与级联H桥型逆变器逆变单元的直流侧连接；双向DC-DC变换器将直流侧储能单元的电压经过DC-DC变换，变为符合动态电压恢复器需要的电压，提供给级联H桥型逆变器的直流侧；当S_1d管导通时，工作于升压模式，当S_1u管导通时，工作于降压模式。

本发明高效级联H桥型动态电压恢复器的单极性调制图，见图5，N级联H桥型逆变器输出最大电平的控制方法，具体按照以下步骤进行：

1.1各级联H桥型逆变器的逆变单元均采用单极性载波水平移相正弦脉宽调制方法，采用单极性载波水平移相正弦脉宽调制时，级联H桥型动态电压恢复器能够输出2N+1个电平，N为级联H桥型逆变器的级联数，则最高电压为N×U_dc，其中U_dc为直流侧电压；三角载波的峰值为1，调制波为f(t)＝msin(ω_st)，采用规则采样法，T_ri1与T_ri2相位相差π，T_r(i+1)1超前T_ri1相位π/N，θ₁′为T_r11与f(t)交点，θ_i为T_ri2与f(t)交点，根据SPWM调制原理输出高电平的相位差σ，σ＝σ₁-σ₁′；

1.2，根据三角形相似原理，ΔABC与ΔAOD相似，得到调制比m与输出高电平相位差σ和三角载波周期T_cs的关系，

1.3，三角载波周期按照单极性载波移相调制原则有θ_i-θ_i+1＝π/N，其中i＝1,2,...,N-1，依次相加得：

1.4，结合步骤1.3和步骤1.2，要使N级联H桥型逆变器输出电压达到2N+1个电平，则必须满足θ_N∈(σ₁',σ₁)，得到调制比m满足的关系为

动态电压恢复器的补偿策略，其具体控制方法如下：

1.1检测的A相电源电压U_sa，根据A相的电源电压U_sa提取基波电压U_sa ^*，生成与电源电压U_sa同频率、同相位想要稳定的标准正弦电压U_saref；

1.2基波电压U_sa ^*与标准正弦电压U_saref相减的差值再与动态电压恢复器的实际输出的补偿电压U_dvr相减，所得的差值经过PI控制器处理，PI控制器是在控制系统中实现；

1.3将调制波与载波相比较后所得到的PWM控制信号经过驱动后控制A相级联H桥型动态电压恢复器的开关管导通与关断，作为输出最大电平的级联H桥型动态电压恢复器的开关管的控制信号。

本发明高效级联H桥型动态电压恢复器的控制方法，如图6所示，具体按照以下步骤进行：

由于B相、C相桥臂控制过程与A相桥臂控制过程相同，以下以A相桥臂控制为例；

步骤1，检测A相的电源电压U_sa和直流侧电压U_dc；

步骤2，电网电压需要稳定的电压值即标准正弦电压U_saref，电网电压需要稳定的电压值与实际检测到的电压值U_sa的差值，得到所需补偿电压U_C，补偿电压U_C与直流侧电压U_dc需满足U_sa ^*＝λU_c＝NmU_dc，其中m代表调制比，λ为常数，N为级联H桥型逆变器的级联数；

步骤3，m满足时，级联H桥型逆变器输出最大电平，则直流侧电压U_dc的调节范围为进一步化简得到常数λ的范围为

步骤4，如果常数λ满足完成级联H桥型逆变器直流侧电压U_dc的控制；如果常数λ不满足调节直流侧电压U_dc，并返回至步骤1，直至常数λ满足常数λ的范围可以人为设定；

当计算出的常数λ大于步骤3中所述的范围时，减小直流侧电压U_dc使得常数λ满足步骤3中所述的范围，此时DC-DC变换器工作于BUCK升压状态，即S_1u管开关动作，S_1d管驱动信号可靠封锁；当计算出的常数λ小于步骤3中所述的范围时，增大直流侧电压U_dc使得常数λ满足步骤3中所述的范围，此时DC-DC变换器工作于BOOST降压状态，即S_1d管开关动作，S_1u管驱动信号可靠封锁。

步骤5，根据步骤1检测的A相的电源电压U_sa与标准正弦电压U_saref相减的差值再与动态电压恢复器的实际输出的补偿电压U_dvr相减，所得的差值经过PI控制器处理，作为动态电压恢复器的开关管的控制信号；将调制波与载波相比较后所得到的PWM控制信号经过驱动后控制A相级联H桥型动态电压恢复器的开关管导通与关断，作为高效级联H桥型动态电压恢复器的开关管的控制信号，即完成A相桥臂的控制；

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种高效级联H桥型动态电压恢复器，其特征在于，由双向DC-DC变换器、级联H桥型逆变器、LLCCRL滤波器组成，所述双向DC-DC变换器与级联H桥型逆变器的逆变单元的直流侧连接实现电能的双向流动，为级联H桥逆变单元的直流侧供能；所述级联H桥型逆变器为N级联H桥结构，能够实现输出最大电平；所述级联H桥型逆变器与LLCCRL滤波器连接之后串联在电网主电路之中。

2.根据权利要求1所述的一种高效级联H桥型动态电压恢复器，其特征在于，所述LLCCRL滤波器由电感L_inv和电感L_g串联后再与高频衰减支路并联组成，其中，高频衰减支路由电感L_f和电容C_f1串联后再与电容C_f2、电阻R_f串联后的支路相并联组成，高频衰减支路连接在电感L_inv的端口1'和电感L_g的端口2'之间。

3.根据权利要求1所述的一种高效级联H桥型动态电压恢复器，其特征在于，所述双向DC-DC变换器由两个半桥组成，半桥的一侧与电容C1相连，半桥的另一侧与电容C2相连，电容C2的输出端与级联H桥型逆变器逆变单元的直流侧连接。

4.如权利要求1-3任一项所述的一种高效级联H桥型动态电压恢复器的控制方法，其特征在于，A相桥臂控制具体按照以下步骤进行：

步骤1，检测A相的电源电压U_sa和直流侧电压U_dc；根据A相的电源电压U_sa提取基波电压U_sa ^*，生成与电源电压U_sa同频率、同相位想要稳定的标准正弦电压U_saref；

步骤2，电网电压需要稳定的电压值即标准正弦电压U_saref，电网电压需要稳定的电压值与实际检测到的电压值U_sa的差值，得到所需补偿电压U_C，补偿电压U_C与直流侧电压U_dc需满足U_sa ^*＝λU_c＝NmU_dc，其中m代表调制比，λ为常数，N为级联H桥型逆变器的级联数；

步骤3，m满足时，级联H桥型逆变器输出最大电平，则直流侧电压U_dc的调节范围为进一步化简得到常数λ的范围为

步骤4，如果常数λ满足完成级联H桥型逆变器直流侧电压U_dc的控制；如果常数λ不满足调节直流侧电压U_dc，并返回至步骤1，直至常数λ满足

步骤5，根据步骤1检测的A相的电源电压U_sa与标准正弦电压U_saref相减的差值再与动态电压恢复器的实际输出的补偿电压U_dvr相减，所得的差值经过PI控制器处理，作为动态电压恢复器的开关管的控制信号；将调制波与载波相比较后所得到的PWM控制信号经过驱动后控制A相级联H桥型动态电压恢复器的开关管导通与关断，即完成A相桥臂的控制；

B相、C相桥臂的控制过程与A相桥臂控制过程相同。

5.根据权利要求4所述的一种高效级联H桥型动态电压恢复器的控制方法，其特征在于，所述步骤3中，级联H桥型逆变器输出最大电平的控制方法，具体按照以下步骤进行：

步骤1.1，各级联H桥型逆变器的逆变单元均采用单极性载波水平移相正弦脉宽调制方法，采用单极性载波水平移相正弦脉宽调制时，级联H桥型动态电压恢复器能够输出2N+1个电平，N为级联H桥型逆变器的级联数，则最高电压为N×U_dc，其中U_dc为直流侧电压；三角载波的峰值为1，调制波为f(t)＝msin(ω_st)，采用规则采样法，T_ri1与T_ri2相位相差π，T_r(i+1)1超前T_ri1相位π/N，θ₁′为T_r11与f(t)交点，θ_i为T_ri2与f(t)交点，根据SPWM调制原理输出高电平的相位差σ，σ＝σ₁-σ₁′；

步骤1.2，根据三角形相似原理，得到调制比m与输出高电平相位差σ和三角载波周期T_cs的关系，

步骤1.3，三角载波周期按照单极性载波移相调制原则有θ_i-θ_i+1＝π/N，其中i＝1,2,...,N-1，依次相加得：

步骤1.4，结合步骤1.3和步骤1.2，要使N级联H桥型逆变器输出电压达到2N+1个电平，则必须满足θ_N∈(σ₁',σ₁)，得到调制比m满足的关系为

6.根据权利要求4所述的一种高效级联H桥型动态电压恢复器的控制方法，其特征在于，所述步骤4中，级联H桥型逆变器直流侧电压U_dc的控制方法，具体按照以下步骤进行：

步骤(1)，计算电网电压需要稳定的电压值U_saref与实际检测到的电压值U_sa的差值，得到所需补偿电压U_C，根据补偿电压U_C与直流侧电压U_dc计算出常数λ；

步骤(2)，当计算出的常数λ满足步骤3中所述的λ范围时，完成级联H桥型逆变器直流侧电压U_dc的控制；当计算出的常数λ大于步骤3中所述的范围时，减小直流侧电压U_dc使得常数λ满足步骤3中所述的范围；当计算出的常数λ小于步骤3中所述的范围时，增大直流侧电压U_dc使得常数λ满足步骤3中所述的范围。