CN107251451A - 用于减少的反馈fd‑mimo的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本公开提供了一种用于操作基站的方法，该方法包括：从用户设备(UE)接收上行链路信号，其中上行链路信号包括与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符(PMI)、和信道质量指示符(CQI)。该方法包括通过将开环分集操作应用于包括正交幅度调制(QAM)符号的至少一个数据流来生成NB个信号流、以及通过将预编码矩阵应用于该NB个信号流来生成要经由多个天线被发送的更大数量NTX个数据流。

Description

用于减少的反馈FD-MIMO的方法和装置
技术领域
本申请一般涉及全维度多输入多输出(full-dimension multiple-inputmultiple-output，FD-MIMO)无线通信系统。更具体地，本公开涉及用于FD-MIMO系统的高效反馈。
背景技术
给定由FD-MIMO系统提供的空间复用，理解和正确估计用户设备(userequipment，UE)与eNode B(eNB)之间的信道对于高效和有效的无线通信是重要的。为了正确地估计信道条件，UE将向eNB反馈关于信道测量的信息，例如，信道状态信息(channelstate information，CSI)。利用关于信道的这个信息，eNB能够选择适当的通信参数来高效和有效地执行与UE的无线数据通信。然而，随着无线通信设备的天线和信道路径数量的增加，理想地估计信道可能需要的反馈的量也已经增加了。这个额外要求的信道反馈可以产生额外开销，因此降低了无线通信的效率，例如，减小数据速率。
发明内容
技术问题
因此，对于FD-MIMO(全维度多输入多输出)系统，需要高效的反馈。
解决方案
本公开的几个方面提供用于FD-MIMO系统的高效反馈。
在一个方面，提供了一种用于操作基站的方法。该方法包括从用户设备(UE)接收上行链路信号。上行链路信号包括与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符(precoding matrix indicator，PMI)、和信道质量指示符(channel quality indicator，CQI)。该方法还包括通过将开环分集操作应用于包括正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，QAM)符号的至少一个数据流生成NB个信号流、以及通过将预编码矩阵应用于该NB个信号流生成要经由多个天线被发送的更大数量的NTX个数据流。
可以通过经由第一维度预编码矩阵和第二维度预编码矩阵之间的克罗内克积构造的矩阵对所述NB个信号流预编码。
可以对二维矩形天线阵列的仅一个维度执行开环分集操作和预编码矩阵操作。
可以对两个天线端口极化组的每个天线端口执行开环分集操作和预编码矩阵操作。
用于操作基站的方法可以还包括以下的步骤：
根据从用户设备接收的上行链路信号确定NB的值或预编码矩阵。
在另一方面，提供了一种用于操作用户设备(UE)的方法。该方法包括确定与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符(PMI)、根据开环分集操作和与PMI相关联的预编码矩阵来计算信道质量指示符(CQI)、以及向基站发送上行链路信号。所述上行链路信号包括PMI和CQI。
可以在两个单独的上行链路子帧上发送信道质量指示符(CQI)和预编码矩阵指示符(PMI)。
开环分集操作和预编码矩阵可以与二维矩形天线阵列的两个维度中的至少一个相关联。
开环分集操作可以为两个极化组中的每一个将一个或一组连续正交幅度调制(QAM)符号映射到包括离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)矢量的预编码矩阵的多个列中的至少一个上。
用于操作用户设备的方法可以还包括以下的步骤：
确定与NB的值相关联的报告参数的值；以及
向基站发送报告参数的值。
在另一方面，提供了包括至少一个被配置为从用户设备(UE)接收上行链路信号的收发器的基站。上行链路信号包括与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符(PMI)、和信道质量指示符(CQI)。基站还包括被配置为通过将开环分集操作应用于包括正交幅度调制(QAM)符号的每个数据流来生成NB个信号流的至少一个处理器。处理器还被配置为通过将预编码矩阵应用于NB个信号流来生成要经由多个天线被发送到用户设备的更大数量的NTX个数据流。
处理器可以被配置为通过经由第一维度预编码矩阵和第二维度预编码矩阵之间的克罗内克积构造的矩阵对NB个信号流预编码。
处理器可以被配置为对二维矩形天线阵列的仅一个维度或对两个天线端口极化组中的每个天线端口执行开环分集操作和预编码矩阵操作。
在另一方面，提供了包括被配置为接收包括正交幅度调制(QAM)符号的数据流的至少一个收发器的用户设备(UE)。用户设备还包括一个处理器，所述处理器被配置为确定与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符(PMI)、根据开环分集操作和与预编码矩阵指示符相关联的预编码矩阵来计算信道质量指示符(CQI)、以及向基站发送包括预编码矩阵指示符和信道质量指示符的上行链路信号。
开环分集操作和预编码矩阵可以与二维矩形天线阵列的两个维度中的至少一个相关联。
在另一方面，提供了包括如上所述的至少一个基站和至少一个用户设备的无线网络。
根据下面的附图、说明书和权利要求书，其它技术特征对于本领域技术人员而言可能很容易是显而易见的。
在进行下面的详细描述之前，对贯穿这个专利文献使用的某些词语和短语的定义进行阐述可能是有利的。术语“耦合”和它的衍生词指代两个或更多个元素之间的任何直接或者间接通信，不管那些元素是否彼此物理接触。术语“发送”、“接收”、和“通信”以及它们的衍生词包含直接通信和间接通信两者。术语“包括”和“包含”以及它们的衍生词意味着包括而不限制；术语“或者”是包括性的，意味着和/或。短语“与...相关联”以及它的衍生词意味着包括、包括在……内、与……互连、包含、包含在……内、连接到……或者与……相连接、耦合到……或者与……耦合、可与……通信、与……协作、交织、并列、接近于、绑定到……或者与……绑定、具有、具有……的属性、和……有关系或者与……有关系等。术语“控制器”表示控制至少一个操作的任何装置、系统或其部分。这样的控制器可以实施在硬件中，或者实施在硬件和软件和/或固件的组合中。与任何特定控制器有关的功能，无论是本地的还是远程的，都可以是集中的或分散的。短语“……中的至少一个”当与一列项目一起使用时，意味着所列出的项目中的一个或多个的不同组合可以被使用，并且所述列中的仅一个项目可能被需要。例如，“A、B、和C中的至少一个”包括以下组合中的任何一个：A、B、C、A和B、A和C、B和C、以及A和B和C。
而且，如下所述的各种功能可以通过一个或多个计算机程序来实施或者由一个或多个计算机程序支持，所述计算机程序中的每一个由计算机可读程序代码形成并且具体实现在计算机可读介质中。术语“应用”和“程序”指的是被自适应以便以合适的计算机可读程序代码来实施的一个或多个计算机程序、软件组件、指令集、程序、功能、对象、类、实例、相关数据、或者它们的一部分。短语“计算机可读程序代码”包括任何类型的计算机代码，包括源代码、目标代码、和可执行代码。短语“计算机可读介质”包括能够被计算机访问的任何类型的介质，诸如只读存储器(read only memory，ROM)、随机存取存储器(random accessmemory，RAM)、硬盘驱动器、光盘(compact disc，CD)、数字视频盘(digital video disc，DVD)、或者任何其它类型的存储器。“非瞬时性”计算机可读介质排除传输瞬时性的电信号或者其它信号的有线、无线、光学、或者其它通信链路。非瞬时性计算机可读介质包括数据能够在其中永久地被存储的介质以及数据能够在其中被存储并稍后被重写的介质，诸如可再写光盘或者可擦存储器设备。
贯穿这个专利文献提供了对于其它某些词语和短语的定义。本领域的普通技术人员应当理解，在许多(如果不是大多数)情况下，此定义适用于所定义单词和短语的以前和将来的使用。
有益效果
本公开的实施例能够在全维度多输入多输出无线通信系统中提供高效的反馈。
附图说明
为了更完全地理解本公开及其优点，现在参考接下来的结合附图的描述，在附图中相同的附图标记代表相同的部分。
图1示出了根据本公开的实施例的示例无线网络；
图2示出了根据本公开的实施例的示例eNB；
图3示出了根据本公开的实施例的示例UE；
图4A示出了根据本公开实施例的正交频分多址发送路径的高级图。
图4B示出了根据本公开实施例的正交频分多址接收路径的高级图。
图5示出了根据本公开的实施例的用于下行链路(downlink，DL)子帧的示例结构；
图6示出了根据本公开的实施例的上行链路(uplink，UL)子帧的示例传输结构；
图7示出了根据本公开的实施例的用于物理下行链路共享信道(physicaldownlink shared channel，PDSCH)子帧的示例发送器框图；
图8示出了根据本公开的实施例的用于PDSCH子帧的示例接收器框图；
图9示出了根据本公开的实施例的用于物理上行链路共享信道(PUSCH)子帧的示例发送器框图；
图10示出了根据本公开的实施例的用于在子帧中的PUSCH的示例接收器框图；
图11示出了根据本公开的实施例的二维(two dimensional，2D)阵列的示例配置；
图12示出了根据本公开的实施例的等效双级表示的示例配置；
图13示出了根据本公开的实施例的阵列响应外形的示例幅度；
图14示出了根据本公开的实施例的全维度多输入多输出(FD-MIMO)操作的示例图；
图15示出了根据本公开的实施例的包括开环传输模块的示例传输方法；
图16示出了根据本公开的实施例的包括开环传输模块的另一示例传输方法；
图17A示出了根据本公开的实施例的2D天线阵列的示例框图；
图17B示出了根据本公开的实施例的2D天线阵列的另一示例框图；
图18A示出了根据本公开的实施例的2D天线阵列的另一示例框图；
图18B示出了根据本公开的实施例的2D天线阵列的另一示例框图；
图18C示出了根据本公开的实施例的2D天线阵列的另一示例框图；
图19A示出了根据本公开的实施例的利用子码本的信道状态指示符(channelstatus indicator，CSI)计算的示例程序；
图19B示出了根据本公开的实施例的利用单一垂直预编码器的信道状态指示符(CSI)计算的示例程序；
图20示出了根据本公开的实施例的数据路径的示例框图；
图21示出了根据本公开的实施例的在开环传输中的数据路径的示例框图；
图22示出了根据本公开的实施例的在开环传输中的数据路径的另一示例框图；以及
图23示出了根据本公开的实施例的结合循环延迟分集(cyclic delaydiversity，CDD)的长期预编码的示例框图。
具体实施方式
以下讨论的图1到图23，以及这个专利文献中用来描述本公开的原理的各种实施例仅是通过例示，并且不应该以任何方式被解释为限制本公开的范围。本领域技术人员将理解，本公开的原理可以实施在任何适当布置的系统或者设备中。
以下文献和标准描述通过引用并入到本公开，如同在此完全阐述：3GPP TS36.211 v12.4.0，“E-UTRA，物理信道和调制”(参考文献1)；3GPP TS 36.212 v12.3.0，“E-UTRA，多路复用和信道编码”(参考文献2)；3GPP TS 36.213 v12.4.0，“E-UTRA，物理层程序”(参考文献3)；3GPP TS 36.321 v12.4.0，“E-UTRA，媒体访问控制(Medium AccessControl，MAC)协议规范”(参考文献4)；以及3GPP TS 36.331 v12.4.0，“E-UTRA，无线资源控制(Radio Resource Control，RRC)协议规范”(参考文献5)。
下面的图1-图4B描述在无线通信系统中实施的以及具有OFDM(orthogonalfrequency division multiplexing，正交频分复用)或者OFDMA(orthogonal frequencydivision multiple access，正交频分多址)通信的使用的各种实施例。图1-图3的描述并非意味着暗示对其中不同实施例可以被实施的方式的物理或者架构限制。本公开的不同实施例可以在任何适当布置的通信系统中实施。
图1示出了根据本公开的实施例的示例无线网络100。图1中所示的无线网络100的实施例仅是用于例示。无线网络100的其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。
如图1中所示，无线网络100包括eNB 101、eNB 102和eNB 103。eNB 101与eNB 102和eNB 103通信。eNB 101还与至少一个网络130通信，诸如互联网、专有互联网协议(Internet Protocol，IP)网络、或者其它数据网络。
eNB 102为eNB 102的覆盖区域120内的第一批用户设备(UE)提供对网络130的无线宽带接入。所述第一批UE包括UE 111，其可以位于小型企业(small business，SB)；UE112，其可以位于企业(enterprise，E)；UE 113，其可以位于WiFi热点(hotspot，HS)；UE114，其可以位于第一住宅(residence，R)；UE 115，其可以位于第二住宅(R)；以及UE 116，其可以是诸如小区电话、无线膝上型计算机、无线PDA等那样的移动设备(mobile，M)。eNB103为eNB 103的覆盖区域125内的第二批UE提供对网络130的无线宽带接入。第二批UE包括UE 115和UE 116。在一些实施例中，eNB 101-103中的一个或多个可以使用5G、LTE、LTE-A、WiMAX、WiFi、或者其它无线通信技术彼此通信以及与UE 111-116通信。
根据网络类型，诸如“基站”或者“接入点”的其它熟知的术语可以替代“eNodeB”或者“eNB”而被使用。为了方便起见，术语“eNodeB”和“eNB”应该在本专利文件中被用来指代为远程终端提供无线接入的网络基础设施组件。并且，根据网络类型，诸如“移动台”、“用户台”、“远程终端”、“无线终端”、或者“用户设备”的其它熟知术语可以替代“用户设备”或者“UE”而被使用。为了方便起见，在这个专利文献中使用的术语“用户设备”和“UE”指的是无线接入eNB的远程无线设备，无论UE是移动设备(诸如移动电话或者智能电话)还是通常认为的固定设备(诸如桌上型计算机或者自动售货机)。
虚线示出了覆盖区域120和125的近似范围，其被示出为接近圆形仅是为了例示和说明的目的。应该清楚地理解，根据eNB的配置和与自然障碍和人工障碍相关联的无线电环境的变化，与eNB相关联的覆盖区域(诸如覆盖区域120和125)可以具有其它形状，包括不规则的形状。
如下面更详细地描述的，UE 111-116中的一个或多个包括电路、程序、或者其组合，用于诸如信道系数的反馈分量的矢量量化。在某些实施例中，并且，eNB 101-103中的一个或多个包括电路、程序、或者其组合，用于诸如信道系数的经矢量量化的反馈分量的处理。
虽然图1示出了无线网络100的一个示例，但是可以对图1做出各种改变。例如，无线网络100能够包括以任何适当的布置的任何数量的eNB和任何数量的UE。并且，eNB 101能够与任何数量的UE直接通信，并且为那些UE提供对网络130的无线宽带接入。类似地，每个eNB 102-103能够与网络130直接通信，并且为UE提供对网络130的直接无线宽带接入。另外，eNB 101、102、和/或103能够提供对其它外部网络或者另外的外部网络(诸如外部电话网或者其它类型的数据网络)的接入。
图2示出了根据本公开的实施例的示例eNB 102。图2中所示的eNB 102的实施例仅用于例示，并且图1中的eNB 101和103可以具有相同或者相似的配置。然而，eNB是以各式各样的配置出现的，并且图2不将本公开的范围限制在eNB的任何特定实施方式。
如图2中所示，eNB 102包括多个天线205a-205n、多个RF收发器210a-210n、发送(TX)处理电路215、和接收(RX)处理电路220。eNB 102还包括控制器/处理器225、存储器230、和回程或者网络接口235。
RF收发器210a-210n从天线205a-205n接收传入RF信号，诸如由在网络100中的UE发送的信号。RF收发器210a-210n将该传入RF信号下变频以生成IF或者基带信号。IF或者基带信号被发往RX处理电路220，RX处理电路320通过对该基带或者IF信号进行滤波、解码、和/或数字化来生成经处理的基带信号。处理电路220向控制器/处理器225发送所述经处理的基带信号以用于进一步处理。
TX处理电路215从控制器/处理器225接收模拟或者数字数据(诸如语音数据、网络数据、电子邮件、或者交互式视频游戏数据)。TX处理电路215对传出基带数据进行编码、多路复用、和/或数字化，以生成经处理的基带或者IF信号。RF收发器210a-210n从TX处理电路215接收传出的经处理的基带或者IF信号，并且将该基带或者IF信号上变频为经由天线205a-205n发送的RF信号。
控制器/处理器225能够包括一个或多个处理器或者控制eNB 102的总体操作的其它处理设备。例如，控制器/处理器225能够根据熟知的原理，通过RF收发器210a-210n、RX处理电路220、和TX处理电路215来控制正向信道信号的接收和反向信道信号的发送。控制器/处理器225也能够支持附加功能，诸如更先进的无线通信功能。例如，控制器/处理器225能够支持波束成形操作或者定向路由操作，在所述操作中来自多个天线205a-205n的传出信号被不同地加权以便有效地引导传出信号在期望的方向上。通过控制器/处理器225，各种各样的其它功能中的任何一个能够在eNB 102中被支持。在一些实施例中，控制器/处理器225包括至少一个微处理器或者微控制器。如下面更详细地描述的，eNB 102可以包括电路、程序、或者其组合，用于诸如信道系数的经矢量量化的反馈分量的处理。例如，控制器/处理器225能够被配置为运行存储在存储器230中的一个或多个指令，所述指令被配置为导致控制器/处理器处理诸如信道系数的经矢量量化的反馈分量。
控制器/处理器225还能够执行程序和驻留在存储器230中的其它进程，诸如OS。控制器/处理器225可以如正在执行的过程所要求的，将数据移入存储器230中或者从存储器330中将数据移出。
控制器/处理器225还耦合到回程或者网络接口235。回程或者网络接口235允许eNB 102通过回程连接或者通过网络与其它设备或者系统通信。接口235能够支持通过任何适当的(多个)有线或无线连接的通信。例如，当eNB 102被实施为蜂窝通信系统(诸如支持5G、LTE、或者LTE-A的一个蜂窝通信系统)的部分时，接口235能够允许eNB 102通过有线或者无线回程连接与其它eNB通信。当eNB 102被实施为接入点时，接口235可以允许eNB 102通过有线或者无线局域网、或者通过与更大的网络(诸如互联网)的有线或者无线连接通信。接口235包括支持通过有线或者无线连接的通信的任何适当的结构，诸如以太网或者RF收发器。
存储器230耦合到控制器/处理器225。存储器230的一部分能够包括RAM，而存储器230的另一部分能够包括闪速存储器或者其它ROM。
虽然图2示出了eNB 102的一个示例，但是可以对图2做出各种改变。例如，eNB 102可以包括任何数量的图2中所示的每个组件。作为特定示例，接入点能够包括若干接口程序235，并且控制器/处理器225能够支持路由功能以便在不同网络地址之间路由数据。作为另一特定示例，虽然eNB 102被示出为包括TX处理电路215的单一实例和处理电路220的单一实例，但是eNB 102能够包括每一个的多个实例(诸如每RF收发器一个)。并且，根据特定需求，图2中的各种组件可以被组合、进一步细分、或者省略，并且额外的组件可以被添加。
图3示出了根据本公开的实施例的示例UE 116；图3中所示的UE 116的实施例仅用于例示，并且图1中的UE 111-115可以具有相同或者相似的配置。然而，UE是以各式各样的配置出现的，并且图3不将本公开的范围限制在UE的任何特定实施方式。
如图3中所示，UE 116包括天线305、射频(radio frequency，RF)收发器310、TX处理电路315、麦克风320、和接收(RX)处理电路325。UE 116还包括扬声器330、处理器340、输入/输出(I/O)接口(IF)345、触摸屏350、显示器355、和存储器360。存储器360包括操作系统(operating system，OS)361和一个或多个应用362。
RF收发器310从天线305接收由网络100的eNB发送的传入RF信号。RF收发器310将该传入RF信号下变频以生成中频(IF)或者基带信号。IF或者基带信号被发往RX处理电路325，RX处理电路325通过对该基带或者IF信号进行滤波、解码、和/或数字化以生成经处理的基带信号。RX处理电路325将经处理的基带信号发送到扬声器330(诸如，针对语音数据)或者发送到处理器340以用于进一步处理(诸如针对网络浏览数据)。
TX处理电路315从麦克风320接收模拟或者数字语音数据，或者从处理器340接收其它传出基带数据(诸如网络数据、电子邮件、或者交互式视频游戏数据)。TX处理电路315对该传出基带数据进行编码、多路复用、和/或数字化以生成经处理的基带或者IF信号。RF收发器310从TX处理电路315接收传出的经处理的基带或者IF信号，并且将该基带或者IF信号上变频为经由天线305发送的RF信号。
处理器340能够包括一个或多个处理器或者其它处理设备，并且运行存储在存储器360中的OS 361以便控制UE 116的总体操作。例如，处理器340能够根据熟知的原理，通过RF收发器310、RX处理电路325、和TX处理电路315来控制正向信道信号的接收和反向信道信号的发送。在一些实施例中，处理器340包括至少一个微处理器或者微控制器。
处理器340还能够运行驻留在存储器360中的其它进程和程序，诸如用于诸如信道系数的反馈分量的矢量量化的进程。处理器340能够如正在运行的进程所要求的，将数据移动到存储器360中或者将数据从存储器360移出。在一些实施例中，处理器340被配置为基于OS 361或者响应于从eNB或运营商接收的信号，来运行应用362。处理器340还耦合到I/O接口345，所述I/O接口245为UE 116提供连接到其它设备(诸如膝上型计算机和手持计算机)的能力。I/O接口345是这些附件和处理器340之间的通信路径。
处理器340还耦合到触摸屏350和显示器355。UE 116的操作者能够使用触摸屏350将数据输入UE 116中。显示器355可以是液晶显示器、发光二极管显示器、或者其它能够渲染文本和/或诸如来自网站的至少有限的图形的显示器。
存储器360耦合到处理器340。存储器360的一部分能够包括随机存取存储器(broadcast signaling memory，RAM)，而存储器360的另一部分能够包括快闪存储器或者其它只读存储器(ROM)。
虽然图3示出了UE 116的一个示例，但是可以对图3做出各种改变。例如，根据特定需求，图3中的各种组件可以被组合、进一步细分、或者省略，并且额外的组件可以被添加。作为特定示例，处理器340可以被划分为多个处理器，诸如一个或多个中央处理单元(central processing unit，CPU)以及一个或多个图形处理单元(graphics processingunit，GPU)。并且，虽然图3示出了被配置为移动电话或者智能电话的UE 116，但是UE可以被配置为作为其它类型的移动或者固定设备来操作。
图4A是发送路径电路400的高级图。例如，发送路径电路400可以被用于正交频分多址(OFDMA)通信。图4B是接收路径电路450的高级图。例如，接收路径电路450可以用于正交频分多址(OFDMA)通信。在图4A和图4B中，对于下行链路通信，发送路径电路400可以在基站(eNB)102或者中继站中被实施，并且接收路径电路450可以在用户设备(例如，图1的用户设备116)中被实施。在其它示例中，对于上行链路通信，接收路径电路450可以在基站(例如，图1的eNB 102)或者中继站中被实施，并且发送路径电路400可以在用户设备(例如，图1的用户设备116)中被实施。
发送路径电路400包括信道编码与调制块405、串行-到-并行(serial-to-parallel，S-到-P)块410、N点快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)块415、并行-到-串行(parallel-to-serial，P-到-S)块420、添加循环前缀块425、和上变频器(up-converter，UC)430。接收路径电路450包括下变频器(down-converter，DC)455、移除循环前缀块460、串行-到-并行(serial-to-parallel，S-到-P)块465、N点快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)块470、并行-到-串行(parallel-to-serial，P-到-S)块475、信道解码与解调块480。
图4A和图4B中的组件中的至少一些可以以软件实施，而其它组件可以通过可配置硬件或者软件与可配置硬件的混合来实施。特别地，应该注意到，本公开文献中描述的FFT块和IFFT块可以实施为可配置软件算法，其中大小N的值可以根据实施方式而修改。
另外，虽然本公开专注于实施快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换的实施例，但这仅是作为例示，并且不应该被解释为限制本公开的范围。将理解的是，在本公开的替换实施例中，可以容易地由离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)函数和逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)函数来分别替换快速傅立叶变换函数和逆快速傅立叶变换函数。将理解的是，对于DFT和IDFT函数而言，N变量的值可以是任何整数(即，1、4、3、4等)，而对于FFT和IFFT函数而言，N变量的值可以是作为2的幂的任何整数(即，1、2、4、8、16等)。
发送路径电路400中，信道编码与调制块405接收信息比特的集合，对输入的比特应用编码(例如，LDPC编码)和调制(例如，四相移相键控(Quadrature Phase ShiftKeying，QPSK)或者正交幅度调制(QAM))，以产生频域调制符号的序列。串行-到-并行块410将串行调制的符号转换(即，解多路复用)为并行数据，以产生N个并行符号流，其中，N是BS102和UE116中使用的IFFT/FFT点数。然后，N点IFFT块415对该N个并行符号流执行IFFT操作，以产生时域输出信号。并行-到-串行块420转换(即，多路复用)来自N点IFFT块415的并行时域输出符号以产生串行时域信号。然后，添加循环前缀块425向该时域信号插入循环前缀。最后，上变频器430将添加循环前缀块425的输出调制(即，上变频)到RF频率，以用于经由无线信道的传输。该信号还可以在转换到RF频率之前在基带处被滤波。
所发送的RF信号在经过无线信道之后到达UE 116，并且与eNB 102处的操作反向的操作被执行。下变频器455将接收到的信号下变频至基带频率，然后移除循环前缀块460移除循环前缀以产生串行时域基带信号。串行-到-并行块465将该时域基带信号转换为并行时域信号。然后，N点FFT块470执行FFT算法以产生N个并行频域信号。并行-到-串行块475将该并行频域信号转换为调制数据符号的序列。信道解码与解调块480进行解调，然后对调制的符号进行解码以恢复原始输入的数据流。
eNB 101-103中的每一个可以实施类似于在下行链路中向用户设备111-116进行发送的发送路径，并且可以实施类似于在上行链路中从用户设备111-116进行接收的接收路径。类似地，用户设备111-116中的每一个可以实施与用于在上行链路中向eNB 101-103进行发送的架构相对应的发送路径，并且可以实施与用于在下行链路中从eNB 101-103进行接收的架构相对应的接收路径。
当支持具有大的二维天线阵列的FD-MIMO时，本公开的各种实施例提供了用于LTE增强的高性能、针对发送天线的数量和几何形状的可扩展性、灵活的CSI反馈框架和结构。为了实现高性能，尤其是对于FDD(frequency division duplexing，频分双工)场景下在eNB处需要在MIMO信道方面更准确的CSI。在这种情况下，本公开的实施例认识到先前的LTE(Rel.12)预编码框架(基于PMI的反馈)可能需要被替代。在本公开中，FD-MIMO的特性被考虑在内用于本公开。例如，紧密间隔的大型2D天线阵列的使用，其主要面向高波束成形增益而不是连同对于每个UE的相对较小的角度扩展一起的空间复用。因此，可以实现根据固定集合的基函数和矢量的信道反馈的压缩或者降维。另一示例中，更新的信道反馈参数(例如，信道角度扩展)可以使用UE专用的更高层信令以低移动性获得。此外，CSI反馈也可以累积地执行。
本公开的另一实施例将CSI报告方法和程序与减少的PMI反馈合并。这个以更低速率的PMI报告属于长期DL信道统计并且代表对由UE向eNB推荐的一组预编码向量的选择。本公开还包括DL传输方法，其中eNB在利用开环分集方案的同时通过多个波束成形矢量向UE发送数据。因此，长期预编码的使用保证仅在有限数量的端口(而不是对于FD-MIMO可用的全部端口，例如，64)上应用开环发送分集。这样避免了不得不支持用于开环发送分集的过高的维度，当CSI测量质量是可疑的时，所述开环发送分集减少CSI反馈开销并且改善鲁棒性。
图5示出了根据本公开的实施例的用于DL子帧500的示例结构。图5中所示的DL子帧结构500的实施例仅是用于例示。其它实施例可以被使用而不脱离本公开的范围。下行链路子帧(downlink subframe，DL SF)包括两个时隙520和用于数据信息和下行链路控制信息(downlink control information，DCI)的发送的总共个符号。第一个SF符号用来发送PDCCH(physical downlink control channel，物理下行链路控制信道)和其它控制信道530(图5中未示出)。剩余的个SF符号主要用来发送物理下行链路共享信道(physical downlink shared channels，PDSCH)540、542、544、546、548或者增强物理下行链路控制信道(enhanced physical downlink control channel，EPDCCH)550、552、554、和556。传输带宽(bandwidth，BW)包括被称为资源块(resource block，RB)的频率资源单元。每个RB包括个子载波或者资源元素(resource element，RE)(诸如12个Re)。在一个子帧上的一个RB的单元称为物理RB(physical RB，PRB)。UE被分配给MPDSCH个RB用于总共个RE，以用于PDSCH传输BW。EPDCCH传输在一个RB或者多个RB中实现。
图6示出了物理上行链路共享信道(PUSCH)子帧或者物理上行链路控制信道(PUCCH)子帧600的示例传输结构。在图6中示出的用于在UL子帧上的PUSCH或PUCCH的传输结构的实施例仅用于例示。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。UL子帧610包括两个时隙。每个时隙620包括用于发送数据信息、上行链路控制信息(uplink controlinformation，UCI)、解调参考信号(demodulation reference signal，DMRS)、或者探测RS(sounding RS，SRS)的个符号630。UL系统BW的频率资源单元是RB。UE被分配给NRB个RB640用于总共个资源元素(resource element，Re)以用于传输BW。对于PUCCH，NRB＝1。最后的子帧符号被用来多路复用来自一个或多个UE的SRS传输650。对于数据/UCI/DMRS传输可用的子帧符号的数量为其中，如果最后的子帧符号用来发送SRS，NSRS＝1，并且否则NSRS＝0。
图7示出了根据本公开的实施例的用于物理下行链路共享信道(PDSCH)子帧700的示例发送器框图。图7中所示的PDSCH发送器框图700的实施例仅是用于例示。其它实施例被使用而不脱离本公开的范围。
信息比特710通过编码器720(诸如turbo编码器)被编码并通过调制器730被调制，例如使用四相移相键控(QPSK)调制。串行到并行(S/P)转换器740生成M个调制符号，所述调制信号随后被提供给映射器750以被映射到由传输BW选择单元755选择的RE以用于指定的PDSCH传输BW，单元760应用快速傅里叶逆变换(IFFT)。然后输出通过并行到串行(P/S)转换器770被序列化以创建时域信号，通过滤波器780应用滤波，并且然后信号被发送。诸如数据加扰、循环前缀插入、时域加窗、交织、以及其它的额外的功能在本领域是熟知的，并且为了简洁未示出。
图8示出了根据本公开的实施例的用于PDSCH子帧800的示例接收器框图。图8中所示的PDSCH接收器框图800的实施例仅是用于例示。在图8中示出的组件中的一个或多个能够在被配置为执行所述功能的专门的电路中被实施，或者组件中的一个或多个能够通过运行指令以执行所述功能的一个或者多个处理器被实施。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。
接收的信号810由滤波器820滤波，然后被输出到RE解映射块830。RE解映射块830分配由BW选择器835选择的接收BW。BW选择器835被配置为控制传输BW。快速傅立叶变换(FFT)电路840应用FFT。FFT电路840的输出通过并行到串行转换器850序列化。随后，解调器860通过应用从DMRS或者公共参考信号(common reference signal，CRS)(未示出)获得的信道估计对数据符号进行相干解调，然后解码器870解码解调后的数据以提供信息数据比特880的估计。解码器870能够被配置为实施任何解码过程，诸如turbo解码过程。诸如时域加窗、循环前缀移除、解扰、信道估计、和解交织的额外功能为了简洁未示出。
图9示出了根据本公开的实施例的用于物理上行链路共享信道(PUSCH)子帧900的发送器框图。在图9中示出的组件中的一个或多个能够在被配置为执行所述功能的专门的电路中被实施，或者组件中的一个或多个能够通过运行指令以执行所述功能的一个或者多个处理器被实施。图9中所示的PUSCH发送器框图900的实施例仅是用于例示。其它实施例被使用而不脱离本公开的范围。
信息数据比特910通过编码器920被编码并通过调制器930被调制。编码器920能够被配置为实施任何编码过程(诸如turbo编码过程)。离散傅里叶变换(DFT)电路940对调制后的数据比特应用DFT。通过RE映射电路950映射RE。通过传输BW选择单元955选择与分配的PUSCH传输BW相对应的RE。逆FFT(inverse FFT，IFFT)电路960将IFFT应用到RE映射电路950。循环前缀插入之后(未示出)，滤波器970应用滤波。然后发送经滤波的信号。
图10示出了根据本公开的实施例的用于PUSCH子帧1000的示例接收器框图。图10中所示的PUSCH接收器框图1000的实施例仅是用于例示。在图10中示出的组件中的一个或多个能够在被配置为执行所述功能的专门的电路中被实施，或者组件中的一个或多个能够通过运行指令以执行所述功能的一个或者多个处理器被实施。其它实施例被使用而不脱离本公开的范围。
接收信号1010由滤波器1020滤波。随后，循环前缀被移除之后(未示出)，FFT电路1030应用FFT。通过RE映射电路1040映射RE。通过接收BW选择器1045选择与分配的PUSCH接收BW相对应的RE 1040。逆DFT(IDFT)电路1050应用IDFT。解调器1060接收来自IDFT电路1050的输出，并且通过应用从DMRS获得的信道估计(未示出)对数据符号进行相干解调。解码器1070对解调后的数据进行解码以提供对信息数据比特1080的估计。解码器1070能够被配置为实施任何解码过程，诸如turbo解码过程。
图11示出了根据本公开的实施例的从以4×4矩形格式排列的16个双极化天线元件构造的二维(2D)天线阵列1100的示例配置。在这个例示中，每个标记的天线元件逻辑映射到单一天线端口上。两个替换的标记约定为了用作说明的目的而描绘(诸如在1110中以水平的为先，在1120中以垂直的为先)。在一个实施例中，一个天线端口与经由虚拟化组合的多个天线元件(诸如物理天线)相对应。这个4×4双极化阵列然后被看作16×2＝32-元件的元件阵列。垂直维度(诸如包括4行)除了促进跨越包括4列双极化天线的水平维度的方位角波束成形之外，还促进仰角波束成形。Rel.12LTE标准化中的MIMO预编码主要被设计来为一维天线阵列提供预编码增益。虽然固定波束成形(诸如天线虚拟化)跨越仰角维度被实施，但是不能获得由信道的空间和频率选择性提供的潜在增益。
在Rel.12LTE中，用于空间复用的MIMO预编码可以用CRS或UE专用RS来执行。在任一情况下，在空间复用(多个)模式下操作的每个UE被配置为报告可以包含预编码矩阵指示符(PMI)的信道状态指示符(CSI)。PMI报告来源于两个天线端口、四个天线端口、或八个天线端口。如果eNB 103遵循来自UE 116的PMI推荐，则eNB 103被预期为根据针对给定子帧和RB的推荐的预编码向量或矩阵来对其发送的信号进行预编码。无论eNB 103是否遵循这个推荐，UE 116被配置为根据配置的预编码码本来报告PMI。包括单一索引或一对索引的PMI与尺寸为Nc×NL的预编码矩阵W相关联，其中Nc是一行中的天线端口的数量(＝列数)，并且NL是传输层的数量。假设只有一行，因此一维阵列被利用。
表1描述了用于为被配置为接收8-天线-端口传输的UE报告的秩-1和秩-2CSI的码本。码本中的特定码字(诸如矢量或矩阵)利用两个索引i1和i2来唯一地指定。为了描述该两个码本，定义了以下两个变量：
表1
如果最近报告的秩指示符(rank indicator，RI)为1，则m和n利用两个索引i1和i2根据表1导出，其导致秩-1预编码向量：
表2
如果最近报告的RI为2，则m、m′、和n利用两个索引i1和i2根据表2导出，其导致秩-2预编码矩阵：基于类似的双级概念，Rel.12 LTE中支持的替换的4-天线-端口码本描述如下：
表3
表4
对于包括2D天线阵列的FD-MIMO，利用2D预编码，并且对高性能、可扩展的、和灵活的CSI报告机制的需要是必需的。为了实现高性能，在eNB处需要准确的CSI。对于短期信道互易性不可行的频分双工(FDD)场景尤其是这种情况。然而，设计利用合理低的反馈开销达到高精度的CSI报告机制是有挑战性的，因为更多的天线元件被利用。尤其相关的是适应长期信道统计的改变的能力，所述信道统计包括以一个或多个偏离角(angle of departure，AoD)簇为特征的DL偏离角外形(profile)，每个AoD簇的特征在于具有一个AoD值及其相关联的角度扩展。不同于短期信道系数，在某些情况下，即使对于FDD，也有可能在eNB处测量DL长期信道统计。倘若UL-DL双工距离不是太大，则UL-DL长期互易性成立，并且允许eNB从上行链路信号测量DL AoD外形。如果由于一些原因，这样的测量方案是不可行的，则包含DLAoD外形的指示的低速CSI报告是替换地点(venue)。
图12示出了表1中给出的8-端口秩-1码本的等效双级表示法1200的示例配置。对于i1和i2的给定值，合成的预编码器W是两个矩阵W1和W2的乘积。第一矩阵W1表示对于两个极化中的每一个的一组Nb个长度为4的DFT矢量。对于秩-1预编码，第二矩阵(诸如在秩-1的情况下的矢量)W2每极化组选择Nb个波束中的一个并且在两个极化之间执行共相位(co-phasing)。在这种情况下，Nb被固定为4。
图13示出了由来自Rel.12LTE规范的码本的四个预编码矢量生成的八个天线端口(诸如一个极化组)中的前四个的阵列响应外形1300的示例性幅度。为了说明的目的，这四个矢量由i1＝14和1指定，如表1所述每个具有i2＝0、4、8、和12。当i2＝k、k+4、k+8、和k+12(例如，k＝1、2、或3)时，获得以幅度测量的相同阵列响应。显而易见的是，长期信道统计的指示符i1的给定值表示一组四个波束，该组波束跨越20度的固定AoD扩展，其中UE 116从该组波束中选择一个波束，并且应用由i2的值指示的共相位。随着i1的值变化，AoD值的不同范围被覆盖，但扩展保持相同。在表2、3、和4中使用相同的设计原理。因此，显然，Rel.12 LTE码本缺乏适应AoD扩展的改变的能力。这样的能力对于不仅从DL性能角度而且在UL反馈效率方面，采用超过Rel.12 LTE的大量天线端口的FD-MIMO变得更加重要。
对于FD-MIMO，由eNB用来执行用于向UE发送的快速(诸如短期)预编码并且由UE假设以导出CSI报告的预编码矩阵(诸如预编码器)被描述为
P＝P1P2 (4)
假设在eNB 103处的发送天线的总数为NTX，并且传输秩或者用于空间复用的层的数量为NL，则预编码矩阵P的大小为NTX×NL。对于图11所示的具有Nr行和Nc列的双极化阵列，发送天线的数量为NTX＝2NrNc。这里P1属于长期的分量。因此，它与诸如上述AoD外形和AoD扩展的长期信道统计相关联。可替换地，P2属于对第一分量P1执行选择、共相位、或任何线性操作的短期分量。因此，预编码器P2执行长期分量的线性变换，诸如与P1的列矢量相关联的基函数或矢量的集合的线性组合。P1的列数或P2的行数与表示为NB的基函数集合的大小相对应。按照图12中的描述，基函数的数量NB等于2Nb。
从CSI反馈的角度，UE 116对于所有子带(诸如宽带预编码)假设相同的长期预编码器分量P1。另一方面，对于每个子带(诸如子带预编码)计算短期分量P2作为宽带预编码报告的替换。UE报告与P1相对应的PMI和与P2相对应的另一PMI。由于预编码器的长期宽带分量倾向于变化更慢，所以与P1相对应的PMI以更低的速率或最多以和与P2相对应的PMI相同的速率来报告。
以相同的方式描述了表1、2、3和4中的Rel.12 LTE码本(以及参考文献3中的用于其它秩的相关联的码本)。那些码本中的每一个都是为一维(one-dimensional，1D)预编码而设计的。然而，对于利用二维阵列的FD-MIMO，采用二维(2D)预编码，其中预编码器P被写为两个预编码器的克罗内克积，每个预编码器用于两个维度中的一个。遵循图11的实施例1110中的端口索引方案，该积预编码器被描述为
H和V分别表示水平维度和垂直维度。第一个表示法暗示整体预编码器P经由克罗内克积被构造成水平和垂直分量。第二个表示法暗示长期和短期预编码器中的每一个经由克罗内克积利用水平预编码器和垂直预编码器构造成。因此，本公开根据上述描述从两个1D预编码码本构造2D预编码码本。2D码本中的每个码字根据等式(2)构造。例如，在图11的实施例1110中描绘的采用4×4双极化阵列(诸如Nr＝4、Nc＝4、NTX＝32)的用于FD-MIMO的预编码码本，经由克罗内克积从用于垂直维度的4-端口单极化码本和用于水平维度的8-端口双极化码本来构造。
如果遵循图11的实施例1100中的端口索引方案，等式(2)中的描述被重写为
与等式(2)相比，等式(3)在其描述中简单地交换H和V。假设这个端口索引方案的码本构造是在实施例1110中那些假设端口索引方案的码本构造的明显扩展。可替换地，克罗内克结构仅被应用于第一预编码级，而第二预编码级对第一级预编码矩阵执行线性变换。在那种情况下，积预编码器描述如下：
类似于图12中的描述，基函数的数量NB等于2Nb，VNb，H。
在各种实施例中，可靠的CSI报告在eNB 103处是达不到的。例如，当UE 116以高移动性速度移动，或小区间干扰由于缺乏高效的小区间干扰协调而突发时，来自UE 116的CSI反馈在eNB 103处快速地变得过时。在这样的情况下，依靠快速UE反馈和高分辨率波束成形/预编码的完全闭环解决方案会引发大的系统性能损失。当采用更大的天线阵列(诸如FD-MIMO中的2D阵列)时，损失被放大。虽然短期预编码倾向于在那些场景下导致性能损失，但是定义为以更低的速率从UE 116报告给eNB 103的相关联的PMI中的一个的长期预编码，允许更大的稳定性和可预测性。当与长期预编码相关联的PMI反馈传达与长期DL信道统计相关的预编码子空间信息时，这是成立的。这里，与预编码矢量的选择相反，预编码子空间是指一组或一系列可能的预编码向量。
图14示出了根据本公开的eNB 103和UE 116之间的长期DL信道多路径外形被包括在DL AoD扩展1405的范围内的典型FD-MIMO操作场景1400的示例示图。如果对这个长期统计的可靠估计在eNB 103处是可接近的，则eNB 103在其中信道能量很大的DL AoD 1405的范围内包含其向UE 116的传输。换句话说，eNB 103不是沿着与单一预编码矢量相关联的特定波束发送数据，而是跨越多个波束发送。当CSI反馈损伤严重时，预期这种方法将比需要短期CSI反馈的那个方法更加鲁棒。因此，需要设计一种减少的反馈MIMO方法，尤其是对于但不限于主要依靠更慢的或长期的PMI反馈的FD-MIMO。例如，需要设计促进减少的反馈操作的码本并且定义CSI报告程序和类型，其包括信道质量指示符(CQI)、秩指示符(RI)、预编码矩阵指示符(PMI)、以及与减少的反馈方法相关联的它们的组合。
遵循等式(4)、(5)、和(6)中给出的描述连同它们的解释，本公开为具有Nr行和Nc列的2D双极化矩形天线阵列，从用于具有Nc个双极化元件(诸如表示水平维度的2Nc个天线元件)的1D双极化阵列的传输方案和用于具有Nr个单极化元件(诸如表示垂直维度的Nr个天线元件)的1D单极化码本的传输方案之间的克罗内克积，构造一种DL传输方法连同其伴随的DL和UL信令方法。因此，由此断定，能够适应不同大小的2D天线阵列的传输方案来源于能够适应Nr和Nc的各种值的1D传输方案(诸如用于单极化天线阵列的一些和用于双极化天线阵列的另一些)。
虽然在本公开中水平与双极化天线阵列相关联并且垂直与单极化天线阵列相关联，但是这个关联是示例性的。在一个实施例中，水平面与单极化阵列相关联，并且垂直面与双极化阵列相关联也同样适用。
基于上述观察，本公开的实施例描述了用于具有Nc个双极化元件(诸如2Nc个天线)的1D双极化阵列和具有Nr个单极化元件(诸如Nr个天线)的1D单极化阵列的传输方法。从这些方法，根据等式(4)、(5)、和(6)中给出的描述，构造了用于具有Nc列和Nr行的2D双极化天线阵列的许多传输方法。
图15示出了包括开环传输模块1510的示例性传输方法1500。虽然该流程图描绘了一系列顺序的步骤，但是除非明确地陈述，否则不应该从关于以下的顺序得出推断：执行的特定次序、串行地而不是同时地或者以重叠的方式来执行步骤或者步骤的部分、或排它地描绘的步骤的执行而没有插入其间的步骤或者中间步骤的发生。所描绘的示例中所描绘的过程是通过例如eNB或UE中的发送器链来实施的。
从前端侧，利用动态预编码模块P1，V1520将Nb，V个并行信号流预编码为NTX，V个并行信号流，其中NTX，V个并行流中的每一个被映射到一个TXRU(诸如天线)端口上。在这种情况下，NTX，V≤Nr表示垂直维度上的TXRU端口的数量。参数Nb，V表示执行数据传输跨越的预编码矢量或波束的数量。从输入侧，开环传输模块1510在其输入上操作以生成充当动态预编码模块1520的输入的Nb，V个并行流。遵循等式(4)、(5)、和(6)中给出的描述连同它们的解释，开环传输模块1510替代短期预编码模块P2，V。因此，本公开利用长期预编码P1，V连同开环操作。对于向诸如UE 116的特定UE的传输，在分配给它的所有RB上应用相同的预编码器(诸如宽带预编码器)。如图11所示，开环传输模块的形状由传输秩或用于空间复用的传输层的数量v、和它的并行输出流的数量Nb，V来确定。另一方面，动态预编码模块的形状由它的并行输入流的数量Nb，V和TXRU(天线)端口的数量来确定。
对于开环传输模块存在各种可能性，诸如频率切换的波束分集或预编码器循环、空间频率块编码、和循环延迟分集。以下实施例描述了利用对于秩v＝1和v＝2的频率切换波束分集的开环传输方法。在某些实施例中，这个设计被扩展用于更高的传输秩。这些实施例适用于Nb，V的任何值，诸如Nb，V＝1、2、和4。Nb，V＝1的特殊情况对应于1的分集阶数(诸如没有分集增益)。
对于由P1，V中的Nb，V个列矢量生成的给定的Nb，V个波束，eNB 103跨越频率执行波束切换/循环，所述频率跨越子载波/RE、RB、或子带。这里，对于vv个传输层中的每一个执行循环。循环模式基于预定的序列或模式。当跨越子载波或RE执行循环时，相应的开环传输方案被描述为预编码矩阵CV(λ，i)，其是传输层λ(λ∈{0，1，...，max(v)-1})和RE索引i的函数。因此，PV(λ，i)＝P1，VCV(λ，i)是与层λ(λ∈{0，1，...，max(v)-1})和RE索引i相关联的复合预编码器(诸如类似于(1))。
使用以下循环模式实施例及其相关联的Cλ，i矩阵。对于给定层λ定义了该模式。索引参数Iλ，i是从0开始并以Nb，V-1结束定义的用于传输层λ和RE索引i的预编码矢量索引。
(诸如长度为Nb，V的列矢量，仅其第(Iλ，i-1)个元素不为零)，其中Δλ表示避免跨越不同传输层的预编码器重叠的层-特定索引偏移。实际上，随着RE索引i被增加，这种模式出跨越Nb，V个不同的预编码器执行循环。
在某些实施例中，对于具有CV(λ，i)的相同描述的Iλ，i在下面的等式中给出。这里的循环是在vv个RE的单元中而不是每个RE中执行的。还跨越一个RB的部分或跨越RB执行预编码器循环，所述RB中的每一个由多个RE组成。被映射到未被保留用于其它目的的天线端口上的资源元素(诸如RE)位置(k,l)上的RE索引i，按照与所分配的物理资源块上的频率子载波相对应的第一索引k的递增的顺序，然后按照与OFDM符号相对应的索引l的递增的顺序，从子帧中的第一时隙开始。
为了支持MU-MIMO，将循环模式{Iλ，i，λ＝0，1，...，max(v)-1}的集合设为UE专用的。在某些实施例中，UE专用索引偏移参数{Δλ，λ＝0，1，...，max(v)-1}被隐式或显式地分配给UE 116。例如，隐式分配是将偏移参数与UE-ID(诸如，用于PDSCH的UE RNTI)相链接。另一示例中，执行从正在服务的eNB 103到UE 116的显式信令，以使用经由更高层(RRC)信令或DL分配(诸如下行链路控制信息(DCI)字段的一部分)来分配显式分配)。
图16示出了包括开环传输模块1610和动态预编码模块1620的传输方法1600的框图。虽然该流程图描绘了一系列顺序的步骤，但是除非明确地陈述，否则不应该从关于以下的顺序得出推断：执行的特定次序、串行地而不是同时地或者以重叠的方式来执行步骤或者步骤的部分、或排它地描绘的步骤的执行而没有插入其间的步骤或者中间步骤的发生。所描绘的示例中所描绘的过程是通过例如eNB或UE中的发送器链来实施的。
从前端侧，利用动态预编码1620模块P1，H将2Nb，H个并行信号流(诸如作为对V1，H的输入的每极化组Nb，H个并行信号流)预编码为NTX，H个并行信号流，其中NTX，H个并行流中的每一个被映射到一个TXRU(诸如天线)端口上。在这种情况下，NTX，H≤Nr表示水平维度上的TXRU端口的数量。参数Nb，H表示每极化组执行数据传输跨越的预编码矢量或波束的数量。从输入侧，开环传输模块1610在其输入上操作以生成充当动态预编码模块1620的输入的2Nb，H个并行流。遵循等式(4)、(5)、和(6)中给出的描述连同它们的解释，开环传输模块1610替代短期预编码模块P2，H。因此，本公开的实施例利用长期预编码P1，H连同开环传输操作。对于向诸如UE 116的特定UE的传输，在分配给它的所有RB上应用相同的预编码器(诸如宽带预编码器)。
如图16所示，开环传输模块的形状由每极化组的传输秩或用于空间复用的传输层的数量v、和它的并行输出流的数量Nb，H来确定。开环传输模块的形状由用于空间复用的传输层的数量确定。另一方面，动态预编码模块的形状由它的并行输入流的数量Nb，H和TXRU(诸如天线)端口的数量来确定。
在某些实施例中，开环传输模块1610利用对于秩v＝1和v＝2的频率切换波束分集。在某些实施例中，利用频率切换的波束分集的开环传输模块1610被扩展用于更高的传输秩。在某些实施例中，开环传输模块1610利用预编码器循环、空间频率块编码、和/或循环延迟分集。这些示例性实施例适用于Nb，H的任何值，诸如Nb，H＝1、2、和4。不同于垂直维度的情况，由于双极化Nb，H＝1对于水平是可应用的。即，Nb，H＝1允许2的分集阶数。
对于由P1，H中的2Nb，H个列矢量生成的给定的2Nb，H个波束，eNB 103跨越频率(诸如跨越子载波/RE、RB、或子带)执行波束切换/循环。在这个示例中，对于VH个传输层中的每一个执行循环。循环模式与预定的序列或模式相关联。当跨越子载波或RE执行循环时，相应的开环传输方案被描述为预编码矩阵CH(λ，i)，其是传输层λ(λ∈{0，1，...，max(v)-1})和RE索引i的函数。因此，PH(λ，i)＝P1，HCH(λ，i)是与层λ(λ∈{0，1，...，max(v)-1})和RE索引i相关联的复合预编码器(类似于(1))。
在某些实施例中，使用循环模式及其相关联的CH(λ，i)矩阵。对于给定层λ定义了该循环模式。索引参数Iλ，i是用于从0开始并以2Nb，H-1结束定义的传输层λ和RE索引i的预编码矢量索引。
(长度为2Nb，H的列矢量，仅其第(Iλ，i-1)个元素不为零)，其中Δλ表示避免跨越不同传输层的预编码器重叠的层-特定索引偏移。实际上，随着RE索引i被增加，这种模式跨越2Nb，H个预编码器执行循环。
在某些实施例中，具有CH(λ，i)的相同描述的Iλ，i在下面的等式中给出。循环是在VH个RE的单元中而不是在每个RE中执行的。跨越一个RB的部分或跨越RB执行预编码器循环，所述RB中的每一个由多个RE组成。被映射到未被保留用于其它目的的天线端口上的资源元素(RE)位置(k,l)上的RE索引i首先按照与分配的物理资源块的频率子载波相对应的索引k的递增的顺序，然后按照与OFDM符号相对应的索引l的递增的顺序，从子帧中的第一时隙开始。
为了支持MU-MIMO，将循环模式{Iλ，i，λ＝0，1，...，max(v)-1}的集合设为UE专用的。在某些实施例中，分配了UE专用索引偏移参数{Δλ，λ＝0，1，...，max(v)-1}。这些偏移参数是隐式或者显式地分配给UE 116的。在一个示例中，隐式分配用来将偏移参数与UE-ID(诸如，用于PDSCH的UE RNTI)相链接。另一示例中，显式分配用来使用更高层(RRC)信令或DL分配(诸如DCI字段的一部分)执行从正在服务的eNB 103到UE 116的显式信令。
图17A示出了利用用于图11中所述的2D天线阵列的上述水平和垂直方案的2D天线阵列1700的示例框图。图17A中所示的2D天线阵列1700的实施例仅是用于例示。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。
调制的数据符号1705的流根据映射规则1710被多路复用以生成V＝VVVH个并行流1715。v表示作为垂直和水平秩的乘积的总传输秩或用于空间复用的传输层的数量。从垂直和水平模块的克罗内克积构造的开环传输模块1720接受这些v个层作为它的输入并输出NB＝2Nb，VNb，H个并行流1725，其中需要NB＞v以获得发射分集增益。这些NB个并行流通过从如前所述的垂直和水平模块的克罗内克积构造的动态预编码模块1730被进一步处理。输出是NTX＝NTX，VNTX，H个并行流1735，每个并行流充当对TXRU的输入。在这个实施例中，除了传输秩之外，针对每个UE(诸如UE专用)配置了波束的数量Nb，H和Nb，V，并且在正在服务的eNB 103处自适应。
图17B示出了利用用于图11中所述的2D天线阵列的上述水平和垂直方案的2D天线阵列1750的示例框图。图17B中所示的2D天线阵列1750的实施例仅是用于例示。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。调制的数据符号1755的流根据映射规则1760被多路复用以生成V＝VVVH个并行流1765。v表示作为垂直和水平秩的乘积的总传输秩或用于空间复用的传输层的数量。在垂直和水平维度两者上联合操作(参见等式(6B))的开环传输模块1770接受这些v个层作为它的输入并输出NB＝2Nb，VNb，H个并行流1775，其中需要Nb＞v以获得发射分集增益。因此，开环传输模块1770跨越NB个并行流进行操作。这些NB个并行流通过从如前所述的垂直和水平模块的克罗内克积构造的动态预编码模块1780被进一步处理。输出是NTX＝NTX，VNTX，H个并行流1785，每个充当TXRU的输入。在这个实施例中，除了传输秩之外，针对每个UE(诸如UE专用)配置了波束的数量Nb，H和Nb，V，并且在正在服务的eNB 103自适应。
图18A、18B、和18C示出了2D天线阵列1800、1801和1802的示例性框图，其中总是采用具有Nb，V＝1的长期垂直预编码。图18A至图18C中所示的天线阵列仅用于例示。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。
在某些实施例中，不需要垂直开环传输模块。因此，垂直传输秩VV被设置为1。对于一些UE，信道变化被配置为具有一个维度中的半开环(open-loop，OL)传输以及另一维度中的闭环(closed-loop，CL)传输。例如，信道变化被配置具有水平维度中的半OL传输和/或垂直维度中的CL传输。在某些实施例中，信道变化被应用于其中半OL和CL处于垂直和水平维度的其它情况。
在图18A所示的示例中，调制的数据符号1805的流根据映射规则1810被多路复用以生成v＝vH个并行流1815。v表示作为垂直和水平秩的乘积的总传输秩或用于空间复用的传输层的数量。开环传输模块1820接受这些v个层作为它的输入并输出NB＝2Nb，H个并行流1825，其中需要NB＞v以获得发射分集增益。这些NB个并行流通过从如前所述的垂直和水平模块的克罗内克积构造的动态预编码模块1830被进一步处理。输出是NTX＝NTX，VNTX，H个并行流1835，每个并行流充当对TXRU的输入。在这个实施例中，除了传输秩之外，针对每个UE(诸如UE专用)配置了波束的数量Nb，H，并且在正在服务的eNB 103自适应。
在某些实施例中，对于一些UE，信道变化被配置为具有一个维中的半OL传输配置以及另一维度中的CL传输。例如，信道变化被配置为具有水平维度中的半OL传输和垂直维度中的CL传输。在某些实施例中，信道变化被应用于其中半OL和CL处于垂直和水平维度的其它情况。
在某些实施例中，如图18B中所示，UE 116在CL传输中被配置为具有单级短期/SB垂直预编码。在这个实施例中，图17A中所示的开环传输模块CV1720被短期/SB垂直预编码器PV1840替代，并且不存在长期的垂直预编码器。
在某些实施例中，如图18C中所示，UE 116在CL传输中被配置为具有双级垂直预编码。在这种情况下，图17A中所示的开环传输模块CV1720被短期/SB垂直预编码器P2，V1850替代，并且存在长期的垂直预编码器P1，V。
在某些实施例中，数据传输使跨越RE或频率子载波的预编码器循环成为必要。因此，一种方法使用动态预编码模块但不使用开环传输模块来处理伴随的UE专用解调RS。如图17A所示，UE专用解调RS被插入在开环传输模块1720和动态预编码模块1730之间，并且与数据流1703多路复用。相似地，UE专用解调RS被插入在单元1820和单元1830之间，并且与图18A、18B、和18C中的数据流1803-A、1803-B、1803-C多路复用。因此，对于图17A中的某些实施例需要一组NB＝2Nb，VNb，H个UE专用解调RS端口，并且图18中的需要NB＝2Nb，H个。
在某些实施例中，非预编码的CSI-RS与图17A中的数据流1735或图18A中的数据流1835、图18B中的1845、图18C中的1855多路复用。在这些实施例中，为相关联的UE 116分配一组NTX＝NTX，VNTX，H个CSI-RS端口。
在某些实施例中，正如非预编码的CSI-1RS的波束成形的或预编码的CSI-RS与图17A中的数据流1735或分别与图18A、图18B、和图18C中的数据流1835、1845、1855多路复用。在这些实施例中，为相关联的UE 116分配一组NTX＝NTX，VNTX，H个CSI-RS端口。
在某些实施例中，波束成形的或预编码的CSI-RS与解调RS和图17A中的数据流1735、或分别与图18A、图18B、和图18C中的数据流1835、1845、1855多路复用。在这些实施例中，对于图17A中的实施例需要一组NB＝2Nb，VNb，H个CSI-RS端口，并且对于图18中的需要NB＝2Nb，H个。
为了促进从UE 116到正在服务的eNB 103的CSI报告，将索引与推荐的预编码矩阵相关联的至少一个预编码码本被支持。在本公开中，使用属于P1，H和/或P1，V的预编码码本的集合。对于P1，H，码本中的每一个的特征在于代表每极化组的波束数量的每极化组的并行输入流的数量Nb，H以及水平维度的TXRU(诸如天线)端口的数量NTX，H。对于P1，V，码本中的每一个的特征在于代表波束数量的并行输入流的数量Nb，V以及垂直维度的TXRU(诸如天线)端口的数量NTX，V。
对于与1D双极化阵列相关联的水平维度，一些用于P1，H的示例性的码本设计如下给出。首先，用于对于Nc的给定值的P1，H的设计描述如下(类似于图12)：
其中是包括对于两个极化组中的每一个的一组Nb，H个波束(诸如预编码矢量)的Nc×Nb，H的矩阵。利用取决于预编码器矢量/矩阵索引i1，H的索引的集合来参数化波束/预编码矢量。为了适应诸如DL AoD外形的DL长期信道统计中的改变，本公开包括组合具有与Nb，H的多个值相关联的结构((4)中给出的)的多个码本的设计。
对跨越两个极化组的Nb，H个波束中的每一个也执行共相位。这样导致P1，H的第二块对角分量中的Nb，H个标量乘法。这个实施例的示例描述如下：
参数Nφ确定这个相位量化的分辨率，例如，使用Nφ＝4，ejφn∈{±1，±j}。这种共相位操作被合并到码本设计中，并且因此被合并到PMI(诸如单独的PMI或现有PMI的一部分)。在这个示例中，PMI假说的总数量增加了倍，这等效于对额外的Nb，Hlog2(Nφ)个PMI比特的需求。例如，使用Nφ＝4，额外的PMI比特的数量为2Nb，H。类似地，使用Nφ＝1，UE 116被配置为具有预定义的用于Nb，H个波束中的每一个的共相位值。例如，预定义的共相位值被设置为1。在这个示例中，不需要额外的PMI反馈比特。
在某些实施例中，解决对于与八(8)天线端口相对应的Nc＝4和秩-1传输的设计。在用于预编码反馈的Rel.12LTE 8-端口码本中，使用类似于(4)的结构，但是仅使用一个值Nb，H＝4，其中IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15，且vm＝[1 ej2πm/32ej4πm/32 ej6πm/32]T，其中vm是具有8倍过采样的长度为4的离散傅里叶变换(DFT)矢量。对于某些实施例，在维持(4)中所述的结构的同时，本公开扩展了具有与Nb，H的其它值相关联的设计的特定码本。示例性设计如下：
对于Nb，H＝1的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝2的P1，H子码本∑2：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4 πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，复合P1，H码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑4
在某些实施例中，与8个天线端口相对应的Nc＝4中的秩-1传输使用具有针对Vm的4倍过采样的长度为4的DFT矢量。与至少对于Nb，H＝2、4的先前的设计相比，这个设计允许每个预编码器覆盖两次AoD扩展：
对于Nb，H＝1的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝2的P1，H子码本∑2：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H+Δ，Δ＝0，1，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16 ej4 πm/16 ej6πm/16]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16 ej4πm/16 ej6πm/16]T，复合P1，H码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑4
在某些实施例中，对于与8个天线端口相对应的Nc＝4，秩-1传输使用具有针对Vm的混合4倍和8倍过采样的长度为4的DFT矢量。这个设计允许每个预编码器针对Nb，H的不同值使用不同的分辨率。这样的混合设计的示例如下：
对于Nb，H＝1的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16 ej4πm/16 ej6πm/16]T，对于Nb，H＝2的P1，H子码本∑2：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4 πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，复合P1，H码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑4
在某些实施例中，对于与8个天线端口相对应的Nc＝4，秩-1传输使用具有针对Vm的混合4倍和8倍过采样的长度为4的DFT矢量。这个设计允许每个预编码器针对Nb，H的不同值使用不同的分辨率。此外，一个值能够与多于一个过采样因子(其导致两个不同的AoD扩展覆盖)相关联。这样的混合设计的示例如下：
对于Nb，H＝1的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16 ej4πm/16 ej6πm/16]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4A：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4B：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16 ej4πm/16 ej6πm/16]T，复合P1，H码本∑：∑＝∑1∪∑4A∪∑4B
对于与8个天线端口相对应的Nc＝4的另一示例性设计，并且秩-1传输使用具有针对vm的8倍过采样的长度为4的DFT矢量。这个设计假设每个预编码器具有不一致地间隔的Nb，H个波束。在这种设计中，对于波束之间的间距考虑不同的值。这个设计使得能够实现针对宽或窄信道AoD扩展两者和多个信道簇的覆盖。这样的混合设计的示例如下：
对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，(偏移＝2，间距＝1)i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑2：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝4i1，H+Δ，Δ＝0，2，4，6，(偏移＝4，间距＝2)i1，H＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑3：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝8i1，H+Δ，Δ＝0，4，812，(偏移＝8，间距＝4)i1，H＝0，1，2，…，3(大小为4的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝16i1，H+Δ，Δ＝0，8，16，24，(偏移＝16，间距＝8)i1，H＝0(大小为1的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，复合P1，H码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑3∪∑4
注意的是，在这个设计中，对于给定的波束间间距，在波束的两个连续的候选组之间存在两个波束的重叠。在某些实施例中，码本如下：
对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝4i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，(偏移＝4，间距＝1)i1，H＝0，1，2，…7(大小为8的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑2：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝8i1，H+Δ，Δ＝0，2，4，6，(偏移＝8，间距＝2)i1，H＝0，1，2，…，3(大小为4的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑3：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝16i1，H+Δ，Δ＝0，4，8，12，(偏移＝16，间距＝4)i1，H＝0，1(大小为2的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝Δ，Δ＝0，8，16，24，(偏移＝32，间距＝8)i1，H＝0(大小为1的集合)，vm＝[1ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T，复合P1，H码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑3∪∑4
注意的是，在这个设计中，对于给定的波束间间距，在波束的两个连续的候选组之间不发生波束的重叠。还注意到，这个码本是先前的码本(两个波束的重叠)的子集。所以，1-比特指示能够用来指示对具有或不具有重叠的波束选择。
在某些实施例中，∑4码本是正交码本。正交∑4码本的示例如下：
对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，8，16，24，(偏移＝2，间距＝8)i1，H＝0，1，2，…，3(大小为4的集合)，vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T
在某些实施例中，对于Nc＝4的以上四个示例性设计以各种方式被修改而不脱离本公开的范围。例如，使用诸如{1，2，3，4}或{1，2，4，6}或{1，2，4，8}或{2，4}或{1，4}的Nb，H值的不同集合。另一示例中，至少一个不同的DFT过采样因子被用于所述子码本中的至少一个。又一实例中，使用不同于16的设置大小。
对于以上示例性实施例中的每一个，公共底层DFT预编码结构用于所有子码本。因此，每个子码本被描述为更大的码本或者主码本的选择子集，其中子集选择与指示符相关联。这个指示符作为UE反馈或者eNB配置被用信号通知。即使对于由若干过采样因子的混合组成的码本，这样也成立。例如，从第三示例性实施例，IΔ(i1，H)＝i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，vm＝[1 ej2πm/16 ej4πm/16 ej6πm/16]T等效于IΔ(i1，H)＝2(i1，H+Δ)，Δ＝0，1，2，3，vm＝[1 ej2πm/32ej4πm/32 ej6πm/32]T。
在某些实施例中，解决用于与4个天线端口相对应的Nc＝2和秩-1传输的设计。
在用于预编码反馈的Rel.12 LTE 4-端口码本中，使用类似于等式(7)的结构，但是仅使用一个值Nb，H＝4，其中IΔ(i1，H)＝i1，H+8Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15，并且vm＝[(1 ej2πm/32]T。这里的vm是具有16倍过采样的长度为2的离散傅里叶变换(DFT)矢量，并且每个覆盖具有可能不同的相位偏移的整个圆(2π相位覆盖)。对于某些实施例，在维持等式(7)中所述的结构的同时，本公开用与Nb，H的其它值相关联的设计替代了特定码本。示例性设计如下：
对于Nb，H＝1的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32]T，对于Nb，H＝2的P1，H子码本Σ2：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32]T，对于Nb，N＝4的P1，H子码本∑4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，３，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32]T，复合P1，H码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑4
在某些实施例中，对于与4个天线端口相对应的Nc＝2，秩-1传输使用具有针对vm的8倍过采样的长度为2的DFT矢量。与至少对于Nb，H＝2、4的先前的设计相比，这个设计允许每个预编码器覆盖两次AoD扩展：
对于Nb，H＝1的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16]T，对于Nb，H＝2的P1，H子码本Σ2：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H+Δ，Δ＝0，1，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本Σ4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16]T，复合P1，H码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑4
在某些实施例中，对于与4个天线端口相对应的Nc＝2，秩-1传输使用具有针对Vm的混合6倍和16倍过采样的长度-2DFT矢量。该设计允许每个预编码器针对Nb，H的不同值使用不同的分辨率。这样的混合设计的示例如下：
对于Nb，H＝1的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16]T，对于Nb，H＝2的P1，H子码本∑2：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本Σ4：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ejπm/32]T，复合P1，H码本Σ：Σ＝Σ1∪Σ2∪Σ4
在某些实施例中，对于Nc＝2(诸如4个天线端口)，秩-1传输使用具有针对Vm的混合8倍和16倍过采样的长度为2的DFT矢量。这个设计允许每个预编码器针对Nb，H的不同值使用不同的分辨率。另外，多于一个值与多于一个过采样因子相关联，其导致两个不同的AoD扩展覆盖。这样的混合设计的示例如下：
对于Nb，H＝1的P1，H子码本∑1：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4A：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝2i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/32]T，对于Nb，H＝4的P1，H子码本∑4B：描述(4)并且IΔ(i1，H)＝i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，H＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，vm＝[1 ej2πm/16]T，复合P1，H码本Σ：Σ＝Σ1∪Σ4A∪Σ4B
对于Nc＝2的以上四个示例性设计以各种方式被修改而不脱离本公开的精神。例如，使用如{1，2，3，4}或{1，2，4，6}或{1，2，4，8}或{2，4}或{1，4}的Nb，H值的不同集合。另一示例中，至少一个不同的DFT过采样因子被用于该子码本中的至少一个。另一示例中，使用不同于16的设置大小。
对于以上示例性实施例中的每一个，公共底层DFT预编码结构用于所有子码本。因此，每个子码本被描述为更大的码本或者主码本的选择子集，其中子集选择与指示符相关联。指示符作为UE反馈或者eNB配置被用信号通知。即使对于由若干过采样因子的混合组成的码本，这样也成立。例如，从第三示例性实施例，IΔ(i1，H)＝i1，H+Δ，Δ＝0，1，2，3，vm＝[1ej2πm/16]T等效于IΔ(i1，H)＝2(i1，H+Δ)，Δ＝0，1，2，3，vm＝[1 ej2πm/32]T。
对于与1D单极化阵列相关联的垂直维度，一些示例性P1，V码本设计如下给出。首先，用于对于Nr的给定值的P1，V的设计描述如下：
这里的为包括Nb，V个波束(诸如预编码矢量)的集合的Nr×Nb，V的矩阵。利用取决于预编码器矢量/矩阵索引i1，V的索引的集合来参数化波束/预编码矢量。整型参数Or表示对相位域的过采样的量。本公开包括组合具有与Nb，V的多个值相关联的等式(7)中给出的结构的多个码本的设计。
在某些实施例中，解决对于与8个天线端口相对应的Nr＝8和具有4倍过采样的秩-1传输的设计。
对于Nb，V＝1的P1，V子码本∑1：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V，i1，V＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，对于Nb，V＝2的P1，V子码本∑2：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V+Δ，Δ＝0，1，i1，V＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，对于Nb，V＝4的P1，V子码本∑4：描述(6)并且IΔ(i1，H)＝2i1，V+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，V＝0，1，2，…，15(大小为16的集合)，复合P1，V码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑4
在某些实施例中，解决对于与8个天线端口相对应的Nr＝8和具有2倍过采样的秩-1传输的设计。
对于Nb，V＝1的P1，V子码本∑1：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，对于Nb，V＝2的P1，V子码本∑2：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V+Δ，Δ＝0，1，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，对于Nb，V＝4的P1，V子码本∑4：描述(6)并且IΔ(i1，H)＝2i1，V+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，复合P1，V码本Σ：Σ＝Σ1∪Σ2∪Σ4
在某些实施例中，解决对于与8个天线端口相对应的Nr＝8和具有2倍和4倍过采样之间的混合的秩-1传输的设计。
对于Nb，V＝1的P1，V子码本∑1：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，对于Nb，V＝2的P1，V子码本∑2：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝4i1，V+Δ，Δ＝0，1，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，对于Nb，V＝4的P1，V子码本Σ4：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝4i1，V+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，复合P1，V码本Σ：Σ＝Σ1∪Σ2∪Σ4
在某些实施例中，解决对于Nr＝4(诸如与4个天线端口相对应)和具有4倍过采样的秩-1传输的设计。
对于Nb，V＝1的P1，V子码本∑1：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，对于Nb，V＝2的P1，V子码本∑2：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V+Δ，Δ＝0，1，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，对于Nb，V＝4的P1，V子码本∑4：描述(6)并且IΔ(i1，H)＝2i1，V+Δ，Δ＝0，1，2，3，i1，V＝0，1，2，…，7(大小为8的集合)，复合P1，V码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑4
在某些实施例中，解决对于Nr＝4(诸如与4个天线端口相对应)和具有2倍过采样的秩-1传输的设计。
对于Nb，V＝1的P1，V子码本Σ1：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V，i1，V＝0，1，2，3(大小为4的集合)，对于Nb，V＝2的P1，V子码本∑2：描述(6)并且IΔ(i1，V)＝2i1，V+Δ，Δ＝0，1，i1，V＝0，1，2，3(大小为4的集合)，对于Nb，V＝4的P1，V子码本∑4：描述(6)并且IΔ(i1，H)＝2i1，V+Δ，Δ＝0，1，2，３，i1，V＝0，1，2，3(大小为4的集合)，复合P1，V码本∑：∑＝∑1∪∑2∪∑4
以上示例性设计以各种方式被修改而不脱离本公开的精神。例如，使用诸如{1，2，3，4}或{1，2，4，6}或{1，2，4，8}或{2，4}或{1，4}或{1}或{2}的Nb，V值的不同集合。另一示例中，至少一个不同的DFT过采样因子被用于所述子码本中的至少一个。又一实例中，使用不同于8或者16的设置大小。
在某些实施例中，基于单级结构来设计垂直预编码码本。当垂直信道特性变化缓慢使得短期预编码自适应提供边缘性能增益时，该某些实施例是合适的。在这种情况下，仅一个指示符iV(诸如反对两个指示符i1，V和i2，V)是必要的。这样紧凑的设计在表5中描述。
表5
或者
为了在UE 116处计算CSI，UE 116首先从正在服务的eNB 103接收属于用于UE 116的P1，H和P1，V子码本的选择的配置信息。这个信息经由下行链路，经由更高层(RRC)信令或者作为在PDCCH/ePDCCH上的DCI(下行链路控制信息)字段的DL分配，用信号通知给UE 116。这个子码本选择使用于水平子码本的Nb，H的值和用于垂直子码本的Nb，V的值的设置成为必需。它也使分别用于水平和垂直子码本的码本子集指示符(诸如CB-H指示符和CB-V指示符)成为必需。从正在服务的eNB 103接收到这样的设置后，UE 116假设水平和垂直子码本与配置的子码本选择相关联。这样的设置反过来确定了用于水平维度和垂直维度的开环传输方法的选择(诸如给定UE 116被配置用于这个减少的反馈传输模式)。用于开环传输和动态预编码的配置信息允许UE 116随着UE测量其配置的CSI-RS资源或多个资源而相应地计算CSI。
与完全闭环方法中的P2，H或P2，V相比，与长期预编码器P1，H或P1，V(诸如i1，H或i1，V)相关联的PMI最多以与和短期P2，H或P2，V相关联的PMI相同的速率被报告。因此，预期i1，H或i1，V将被报告为低速率(诸如高周期性)，例如长期反馈。
以上的描述假设针对水平和垂直维度两者利用P1，H和P1，V子码本。可替换地，eNB103利用用于垂直维度的单级PV预编码矢量。在这个实施例中，属于P1，V子码本的配置信息是不可应用的。用于垂直维度的开环传输也不可应用。
图19A和图19B分别示出了利用子码本和单一垂直预编码器的CSI计算的示例程序1900和1901。虽然该流程图描绘了一系列顺序的步骤，但是除非明确地陈述，否则不应该从关于以下的顺序得出推断：执行的特定次序、串行地而不是同时地或者以重叠的方式来执行步骤或者步骤的部分、或排它地描绘的步骤的执行而没有插入其间的步骤或者中间步骤的发生。所描绘的示例中所描绘的过程是通过例如UE中的发送器链来实施的。
对于eNB 103，这个第一预编码级被用来选择eNB 103跨越其应用诸如波束切换、层排列、或空间频率编码的分集方案的多个波束。在某些实施例中，利用子码本P1，V。在某些实施例中，利用单一垂直预编码器pV。在某些实施例中，UE 116从eNB 103接收并解码信令1905。这个信令1905包括从主P1，H码本1915取出的水平P1，H子码本1910的选择指示符。类似地，上述信令1905包括从主P1，V码本1925取出的垂直P1，H子码本1920的选择指示符。由UE116在CSI(诸如CQI、PMI、和RI)计算1930中假设用于水平P1，H子码本1910和垂直P1，V子码本1920的这两个选择。
在某些实施例中，UE 116从eNB 103接收并解码信令1945。信令1945可以与信令1905相同或者不同。这个信令1945包括从主P1，H码本1955取出的水平P1，H子码本1950的选择指示符。虽然第一程序1900中的水平码本具有双级结构，但是这个程序1901假设具有单级结构的垂直码本1960。由UE 116在CSI(诸如CQI、PMI、和RI)计算1965中假设用于水平码本1950和1955连同垂直码本1960的选择。
在某些实施例中，以上的描述对于当被服务的UE 116被配置为测量至少一个非预编码的CSI-RS时的情况是可应用的。在某些实施例中，被服务的UE 116被配置为测量至少一个预编码的或波束成形的CSI-RS。当被服务的UE 116测量至少一个预编码的或波束成形的CSI-RS时，如果正在服务的eNB103对分配给被服务的UE 116的CSI-RS资源应用P1，H或者P1，V(或者，可替换地，pv)，则计划了替换的实施例。在这个实施例中，UE 116不需要知道任何长期预编码信息除了包括水平和垂直维度的预编码的/波束成形的CSI-RS端口的数量。例如，UE 116从正在服务的eNB 103接收Nb，V和Nb，H。可替换地，UE 116从正在服务的eNB 103接收NumVCSIRSPorts和NumHCSIRSPorts，其中NumVCSIRSPorts和NumHCSIRSPorts是分别在垂直维度和水平维度的预编码的CSI-RS端口的数量。这两个参数名称是该概念的示例性的和用于说明的。CSI-RS端口的总数是所述两个值的乘积。这些参数的值连同水平和垂直传输秩确定了垂直和水平开环传输模块的配置。这个信息由UE 116被利用来用于CSI计算。
预编码操作的更一般的形式如下所述。与UE中的每一个(诸如UE 116)相关联的总体发送(TX)预编码器被如下写出：
W＝WLV
y＝W x＝WL Vx＝WLz (10)
这里的y和x分别表示预编码的和非预编码的信号矢量。假设在eNB 103处的TX天线的总数为NTX，并且传输秩(诸如传输层的数量)为NL，则预编码器矩阵W的大小为NTX×NL。对于具有Nr行和Nc列的双极化阵列，TX天线的数量为NTX＝2NrNc。这个预编码器是信道表示法(诸如，H(q，f)的信道量化，即，与第q个RX天线和第f个子带相关联的信道)或预编码器/波束形成器表示法(诸如与(多个)特征矢量相对应的矢量或矩阵)。在第二种情况下，假说单用户(SU)或多用户(MU)传输假设来计算预编码器。这里的WL表示与上述AoD外形相关联的长期分量，其包括基矢量/函数的子集，并且V是与长期分量的线性变换(诸如基函数/矢量的子集的线性组合)相关联的短期分量。WL的列数，其也是V的行数，与表示为NB的基本子集的大小相对应。WL和V是UE专用预编码器。
在某些实施例中，WL被配置为小区专用或者组专用预编码器。组专用预编码是指对于一组UE使用相同的预编码矩阵WL。在这种情况下，与eNB 103相关联的所有的UE被分割成若干组，其中每个组与可能不同的预编码矩阵WL相关联。
对于等式(10)中的长期预编码器分量WL，宽带预编码(诸如对于所有子带相同的预编码器)是足够的。短期预编码分量V，在另一方面，带来来自子带预编码的好处。然而，应该注意到，对于诸如毫米波(mmWave)的更高频带，需要用于WL的子带预编码，其中更宽得多的系统带宽被使用。
对于2D矩形阵列，克罗内克结构被用于预编码器设计。在那种情况下，等式(10)被写成两个等效的形式：
这里的h和v表示水平维度和垂直维度。第一个形式暗示整体预编码器W经由克罗内克积分解成垂直和水平分量。第二个形式暗示长期或者短期预编码器经由克罗内克积被分解成垂直和水平分量。对于维度中的每一个(诸如水平或者垂直)，使用用于2、4、和8个天线端口的Rel.12LTE预编码码本。这里，PMI报告来源于两个天线端口、四个天线端口、或八个天线端口。Rel.12LTE码本中的8-端口和4-端口天线是基于双级结构设计的，其中与索引i1相关联的PMI与WL，v或WL，h相关联。本质上地，码本索引i1指向从其中经由索引i2连同共相位操作选择一个矢量的预编码矢量(诸如波束)的子集。
等式(10)促进用于FD-MIMO的灵活的和包罗万象的框架，其适应假设短期预编码矩阵V被反馈的部署场景。在某些实施例中，不存在WL的反馈，并且CSI-RS使用WL被预编码。预编码器V的UE推荐被选择为对WL透明。在这些实施例中，eNB 103能够从至少一个UL信号估计/测量DL AoD外形。此外，当UL-DL双工距离足够小使得UL-DL长期互易性成立时，这些实施例被用于FDD。
在某些实施例中，不存在WL的反馈，并且CSI-RS不使用WL被预编码，但是eNB 103将UE 116配置为具有表示WL的基矢量的集合。因此，预编码器V的UE推荐以由eNB 103配置的WL为条件被选择。在这些实施例中，eNB103能够从至少一个UL信号来估计/测量DL AoD外形。此外，当UL-DL双工距离足够小使得UL-DL长期互易性成立时，这些实施例被用于FDD。
在某些实施例中，UE 116反馈WL，并且CSI-RS不使用WL被预编码。因此，预编码器V的UE推荐以由UE计算/选择的WL为条件被选择。当不假设这样的长期互易性时，这些实施例是相关的。
在某些实施例中，UE 116反馈WL，并且CSI-RS使用作为应用于CSI-RS的预编码的子集的WL被预编码。当不假设这样的长期互易性时，这些实施例是相关的。
每个实施例是自包含的，但对于给定的UE，下面方案中的多于一个被一起使用。
图20示出了根据本公开的在eNB处与以上方案相关联的数据路径处理电路2000的示例框图。图20中所示的数据路径处理电路2000的实施例仅是用于例示。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。数据路径处理电路2000能够与控制器/处理器225相同或者相似，并且能够包括一个或者多个处理器或者控制eNB 103的整体操作的其它处理设备。
上行链路接收电路2005执行上行链路接收。取决于在eNB 103处是否利用UL-DL长期互易性，上行链路接收电路2005对于在图20中表示为UE-n的UE 116执行以下操作。上行链路接收电路2005测量来自来源于至少一个UL信号的UL AoA外形的DL AoD外形，或解码UECSI反馈。使用一个或者潜在地使用这两种方法中的两者，矢量电路2010为UE-n在固定的预定主集内选择矢量的子集。这个子集选择充当对第一预编码器的输入以形成长期预编码器WL，其中单元2004的输出使用WL被预编码。虽然第一预编码器2015对数据执行长期预编码，其将NB个流映射成NTX个流，第二预编码器2020通过将NL个数据流映射成NB个数据流，来执行短期预编码和潜在地执行子带预编码。对于波束成形应用，数据流(诸如层)的数量NL通常为1或者2。本质上地，在第一预编码器2015中的长期预编码之前，第二预编码器2020基于来自UE-n的包括PMI的CSI反馈执行快速自适应预编码。一旦数据在第二预编码器2020和第一预编码器2015中进行了预编码，则在将它们映射到NTX个可用的TXRU(诸如物理天线)之前，由多路复用器2025将其与其它信号多路复用。
这些实施例打算用于自适应波束成形操作，其暗示了用于FDD的闭环机制。这里，自适应是指eNB 103改变用于给定UE(诸如UE 116)的从子帧到子帧的预编码权重的能力或倾向。因此，需要从UE 116到eNB 103的“快速”反馈。在这些实施例中，这反映在第二预编码器分量V(诸如Vv和Vh)中。在某些实施例中，这样的快速预编码器自适应既不是必要的也不是有益的(诸如对于具有高移动性的UE、具有强视距(line-of-sight，LoS)分量的信道、UL反馈资源限制、在eNB 103处准确CSI估计的缺乏)。因此，期望支持利用不超过慢预编码器自适应的至少一个方案。甚至更优选的是，如果该方案以开环方式操作，即在没有反馈的情况下。
在某些实施例中，等式(7)中的两级UE专用预编码方案适用于开环传输。基于eNB处的一些测量(诸如测量至少一个UL信号)、一些UE反馈或其组合，在eNB处确定等式(7)中的长期(诸如可能的宽带)分量WL。如果UE反馈被用于WL，那么它就是一个长期(诸如慢)反馈。这样的PMI(多个PMI)的解释依赖于传输模式。如果使用Rel.12LTE，则使用PUCCH上的周期性CSI报告来报告与WL相关联的PMI。预期将共享可比较的周期作为RI反馈。在一个实施例中，eNB 103通过利用(诸如在支持宽带PMI的PUSCH模式2-1或3-1上的非周期性CSI报告，即代表整个系统带宽的PMI)来触发来自UE的非周期性CSI报告。在这样的实施例中，WL提供UE专用(诸如缓慢适应的)基本矢量的子集。此外，利用双级结构设计的Rel.12 LTE码本允许WL和i1之间的关联。
等式(10)中的短期分量V以开环方式操作，并且因此不需要UE反馈(诸如因此非自适应)。对于开环操作，预编码矩阵V是预定的并且促进至少一个开环传输方案。
在某些实施例中，将开环操作限制为秩-1和秩2(诸如尽管所提议的解决方案容易扩展到更高秩的传输)，通过V的选择来实施若干开环方案，其使执行对由WL预编码构造的波束空间中的开环发送分集(诸如秩-1或秩2)成为必需。
图21示出了根据本公开的用于在eNB 103处支持开环传输的数据路径处理电路2100的示例框图。图21中所示的数据路径处理电路2100的实施例仅是用于例示。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。数据路径处理电路2100能够与控制器/处理器225相同或者相似，并且能够包括一个或者多个处理器或者控制eNB 103的整体操作的其它处理设备。
在图21中所示的示例中，数据路径处理电路2100包括：上行链路接收电路2105、矢量电路2110、第一预编码器2115和第二预编码器2120。第二预编码器2120执行开环传输所需的操作，其不利用任何CSI反馈，也不利用来自任何UL信号的任何估计的DL AoD外形。因而，第二预编码器2120不依赖于上行链路接收电路2105。
为了标记的简洁，下面的所有方案都沿着维度中的一个(诸如水平或垂直)描述预编码操作。因此，模型很容易可应用于1D阵列。对于2D阵列，从等式(11)显而易见的是，水平(诸如方位角)和垂直(诸如仰角)维度是可分离的。然后，通过取两个预编码器(诸如水平和垂直)的克罗内克积构造用于包括水平和垂直的2D阵列的预编码器(或诸如发送分集方案)的总数。在某些实施例中，应用于水平和垂直维度的方案是相同的方案。在某些实施例中，应用于水平和垂直维度的方案是不相同的。
在某些实施例(诸如方案1)中，给定由WL中的NB个基矢量生成的NB个波束，eNB 103跨越时间(诸如跨越OFDM符号、时隙、或子帧)或频率(诸如跨越子载波/RE、PRB、或子带)执行波束循环，以获得开环分集增益。这里，对于支持的传输层中的每一个执行循环。循环模式是基于预定的序列的。例如，如果跨越子载波或RE在频域中执行循环，则循环模式和相关联的V矩阵被使用，其在这种情况下被证明是长度NB的列向量。
其中Il，k表示将用于传输层l和子载波k的矢量索引进行预编码，而Δl表示层专用索引偏移。相同的等式被应用于跨越物理资源块(PRB)或其中索引k与PRB或子带相关联的子带的循环。一旦将Vl，k应用于输入数据符号x，则将长期预编码分量应用于输出z。
在某些实施例中，通过利用预编码器码本和跨越针对层和子载波索引(l，k)的给定组合的码本内的预编码器的至少子集进行循环来构造用于Vl，k的方案。在这些实施例中，Vl，k形成WL的NB个列矢量的线性组合，而不是如在等式(12A)中的一次选择一个。例如，对于NB＝2，使用具有大小为4的一层码本(诸如REL-12LTE)。在这种情况下，Vl，k跨越预编码器集合循环，基于某一预定的循环模式诸如
Il，k＝mod(k+Δl，4)，k＝0，1，…(12B)
对于NB＝4，使用具有大小为16的一层码本。在这种情况下，Vl，k跨越大小为16的码本或这个码本的子集，例如，大小为4的基于某一预定循环模式诸如
Il，k＝mod(k+Δl，Nsubset)，k＝0，1，…(12C)
在具有多个层的传输的情况下，对于不同的层使用不同的循环模式，以避免对于给定时间的相同的预编码器的使用。例如，使用层专用索引偏移Δl。在某些实施例中，使用任何其它一层码本。给出了跨越NL层而聚合的得到的NB×NL预编码矩阵：
在频域循环(诸如也称为频率切换发送分集，FSTD(frequency-switchedtransmit diversity，频率切换发送分集))的情况下，根据循环的粒度，该方案被实施为标准透明特征。如果跨越PRB或子带(诸如包括多个PRB的一个子带)执行循环，则在一个PRB内跨越所有子载波应用相同的预编码矢量。这是因为相关联的UE专用RS(诸如在每个PRB内)利用与数据符号相同的预编码矢量进行预编码。因此，这个方案被用作标准透明特征。然而，如果跨越子载波执行循环，则这个方案不用作标准透明特征，并且由eNB 103对于给定UE 116显式地配置。这是因为UE专用RS的子载波与数据RE不同地被预编码。在这种情况下，相关联的UE专用RS使用与数据信号相同的WL而不使用Vl，k进行预编码。即，NB-端口的UE专用RS的集合连同跨越NTX个物理天线(诸如TXRU)的数据一起被使用和被预编码。跨越这些NB个(诸如虚拟的)流应用预编码器循环。在一个实施例中，通过更高层RRC信令执行配置作为传输模式。因此，开环传输是半静态配置的，并且与闭环传输区分开来。在另一实施例中，通过包括在DL授权中的PDCCH执行配置作为DCI字段。因此，开环传输被视为DCI字段中的字段之一中指示的预编码类型。例如，DCI格式来源于Rel.12LTE(诸如DCI格式2A/2B)中的现有DCI格式之一，其中预编码信息字段被利用来激活开环传输。在这种情况下，UE专用RS不使用Vl，k进行预编码(诸如虽然它使用WL进行预编码)。一旦UE 116估计来自UE专用RS(诸如正在进行解调)的信道，则UE从直接从UE专用RS获得的估计中，使用Vl，k推断相关联的信道估计。
图22示出了根据本公开的在开环传输中的数据路径处理电路2200的另一示例框图。图22中所示的数据路径处理电路2200的实施例仅是用于例示。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。数据路径处理电路2200能够与控制器/处理器225相同或者相似，并且能够包括一个或者多个处理器或者控制eNB 103的整体操作的其它处理设备。
在图22所示的示例中，数据路径处理电路2200包括：对UE专用RS端口2205的连接、多路复用器2210、第一预编码器2215和第二预编码器2220。当跨越子载波执行预编码器循环时，方案1一般要求UE专用RS端口2205，其由多路复用器2210多路复用并与数据共享相同的第二预编码器WL2220。在一个实施例中，跨越OFDM符号执行相同的方案。在这种情况下，相关联的UE专用RS 2205不使用与经由第一预编码器2215预编码的数据信号2225相同的预编码矢量进行预编码。这是因为并非所有OFDM符号都包含UE专用RS符号。
在某些实施例(诸如方案2)中，给定由WL中的NB个基矢量生成的NB个波束，eNB 103跨越波束和时域或频域执行块编码。时间或空时粒度与方案1类似。这里，各种空时/频率块码或线性色散码可供选择。例如，对于NB＝2，Alamouti码被应用于时域或频域(诸如在LTERel.12LTE中)。类似地，对于NB＝4，空频块编码-频移发射分集(space-frequency blockcoding-frequency shifted transmit diversity，SFBC-FSTD)在时域或频域中被应用。利用空间时间/频率块编码(space time/frequency block coding，ST/FBC)，数据的多个块(诸如替代方案1中的单个块)被一起处理，其中数据块的这个集包括多个符号，所述多个符号取决于采用SFBC还是STBC，被映射到多个子载波(RE)或多个OFDM符号。例如，对于NB＝2，在频域中利用Alamouti码(诸如SFBC)如下：
对于NB＝4，在频域中利用SFBC-FSTD如下：
然后使用长期预编码分量WL对输出{Zl，k}进行预编码。在这种情况下，由于开环发送分集操作涉及空时块编码操作，所以它不以等式(12A-12C)的形式直接表示。
ST/FBC不被实施为标准透明特征，并且由eNB为给定UE显式地配置。要求UE专用RS不使用Vl，k进行预编码。即，NB-端口的UE专用RS的集合连同跨越NTX个物理天线(诸如TXRU)的数据一起被使用和被预编码。以与方案1类似的方式执行多路复用数据和UE专用RS。跨越这些NB个(诸如虚拟的)流应用预编码器循环。在一个实施例中，通过更高层RRC信令执行配置作为传输模式。因此，开环传输是半静态配置的，并且与闭环传输区分开来。在另一实施例中，通过包括在DL授权中的PDCCH执行配置作为DCI字段。因此，开环传输被视为DCI字段中的字段之一中指示的预编码类型。例如，DCI格式来源于Rel.12LTE(诸如DCI格式2A/2B)中的现有DCI格式之一，其中预编码信息字段被利用来激活开环传输。
在方案1和方案2中，假设WL是UE专用的或者至多是组专用的。在某些实施例(诸如方案3)中，假设WL是小区专用的和宽带的(诸如固定的)。这里增加了一个额外的虚拟化P。给定由WL中的NB个基矢量生成的NB个波束，eNB 103跨越NB个基矢量首先执行波束虚拟化，即
W′L＝WLP (15)
其中是产生复合波束的虚拟化矩阵，其比由WL中的NB个基矢量指定的波束更宽或者更窄。然后，eNB 103通过使用在W′L基矢量中的NP个基矢量来应用方案1和方案2。虚拟化预编码器P是UE专用的并对于开环传输方案提供一些额外的好处。例如，如果与UE 116相关联的信道跨越在WL中的基矢量在宽范围内变化，则P被设计成使得在W′L中的NP个波束比在WL中的那些更宽。可替换地，如果与UE 116相关联的信道跨越在小范围内变化，则P被设计成使得在W′L中的NP个波束比在WL中的那些更窄，因此提供更大的长期波束成形增益。虽然该方案被认为是等式(10)的特殊情况，但是它允许一些额外的灵活性，尤其是在允许使用P的长期和子带预编码方面。
在某些实施例(诸如方案4)中，给定由长期预编码器WL中的NB个基矢量生成的NB个波束，eNB 103跨越时间(诸如跨越OFDM符号、时隙、或子帧)或频率(诸如跨越子载波/RE、PRB、或子带)执行循环延迟分集(cyclic delay diversity，CDD)操作，以获得开环分集增益。CDD通常用于增加信道的频率选择性。对于多层传输，CDD(诸如尤其是具有大的循环延迟参数)也增加了对CSI损伤的系统鲁棒性(诸如关于小区间干扰的手电筒效应，中等的到高移动性的CSI反馈延迟)。对于NL＝1，通过在频域中跨越NB个波束引入相位斜坡来执行CDD。用于子载波k的预编码器Vk被写成如下：
这里的θ是循环延迟参数，其导致时域中的θ的循环延迟，其基于测量的信道条件为固定的或变化的。由于CDD仅引入信道脉冲响应的额外的循环延迟副本，所以由UE 116所看到的有效信道是))。在这种情况下，在使用Vk执行预编码之前，仅1-端口UE专用RS被需要并与数据多路复用。因此，至少对于NL＝1，CDD被实施为标准透明的方案。通常，对于NL＞1，在频域中跨越NB个波束来执行CDD。在那种情况下，预编码器Vk遵循相似的格式：
Vk＝CkDkU (16B)
NB×NL矩阵Ck将NB个波束映射到NL个层。这个分量跨越子载波为固定的或者变化的。这个分量允许方案1(诸如预编码器循环)与层排列/移位一起使用。这种组合在不使用WL的情况下，在Rel.12LTE中基于CRS的开环空间复用中使用。从Rel-12 LTE中选择跨越层引入循环延迟的矩阵Dk、和U(诸如额外的固定预编码)。在一个实施例中，不要求U并忽略U。
由于跨越子载波发生层排列，因此这个方案需要多于一个UE专用RS端口，并且对于UE不是透明的。例如，如果Ck跨越子载波是固定的，则需要NL个UE专用RS端口。另一示例中，如果Ck跨越子载波是变化的(诸如使用预编码器循环)，则需要NB个UE专用RS端口。一个实施例中，CDD被用于NL＞1，其中对于每个传输层，在频域中跨越NB个波束执行CDD。然后，对于每一层，预编码器循环(诸如方案1)联合CDD被应用。不同的循环模式用于不同的层以避免层间干扰。
长度为NB的预编码向量pl，k跨越在秩-1码本的子集或者全部内的矢量执行预编码器循环(诸如在Rel-12 LTE中NB＝2/大小为4或NB＝4/大小为16)。预编码矢量以类似于等式(12C)的方式跨越预编码矢量的(子)集合来循环。这里，不同的层利用不同的循环模式。例如，在等式(12C)中，使用层专用循环索引。可替换地，等式(16D)中的等效公式建议跨越NL-层预编码矩阵的(子)集合执行预编码器循环。即，NB×NL矩阵Pk跨越在秩-NL码本的子集或全部内的矩阵循环。例如，具有NB＝2/大小为4或NB＝4/大小为16的Rel.12LTE码本用于此目的。
图23示出了根据本公开的结合循环延迟分集(CDD)的用于长期预编码的处理电路2300的示例框图。图23中所示的处理电路2300的实施例仅是用于例示。其它实施例能够被使用而不脱离本公开的范围。处理电路2300能够与控制器/处理器225相同或者相似，并且能够包括一个或者多个处理器或者控制eNB 103的整体操作的其它处理设备。
在图23中所示的示例中，处理电路2300包括：对UE专用RS端口2205的连接、矢量电路2310、第一预编码器2315和长期预编码器2320。闭环和开环之间的切换主要与配置用于V的UE-n有关。当UE 116被配置用于闭环传输时，V在eNB 103处基于来自UE 116的CSI反馈来自适应(诸如在Rel.12中，PMI连同RI一起用于指示用于UE-n的推荐预编码器)。当UE 116被配置用于开环传输时，V是预定的并且是非自适应的。长期预编码器WL2320在闭环和开环传输之间是公共的。
在一个实施例中，如果对于用于UE 116的配置开环传输方案对于UE 116是透明的(诸如标准透明)，则不需要显式配置。在另一实施例中(诸如半静态)，eNB 103经由更高层信令(诸如RRC)来配置UE 116，无论UE 116假设是开环还是闭环DL传输。在这个实施例中，两个传输方案(诸如开环和闭环方案)与一个传输模式(诸如在Rel-12LTE中)相关联。在另一实施例中，在相同传输模式下，为UE-n配置半静态切换(诸如半静态V-预编码器)。在又一实施例中(诸如动态)，通过用于指示eNB配置的传输模式的DL授权中的DCI字段来执行开环和闭环之间的切换。
无论开环传输方案对UE是否透明，CSI反馈配置的问题仍然与此相关。例如，eNB103配置UE 116是否报告与V相关联的PMI(诸如短期预编码)。当eNB 103决定执行向UE 116的开环传输时，eNB 103关闭这样的PMI报告，但仍然维持与WL或RI反馈相关联的PMI报告。如果要求显式传输方案配置(诸如在传输模式方面)，则有可能将CSI反馈配置为与传输模式配置相链接。例如，如果UE 116被配置为用于开环传输模式，则UE 116不报告与V相关联的PMI(诸如短期预编码)。在这种情况下，CSI反馈开销因此减少。
闭环传输执行促进MU-MIMO操作的短期预编码自适应。针对不同UE的传输经由不同的空间波束来多路复用。在公开的开环或者半闭环传输的情况下，MU-MIMO操作被类似地执行。因此，不同的UE经由不同的空间波束来多路复用。然而，不同于主要依靠短期CSI(诸如CQI、PMI、和RI)反馈的闭环传输，所公开的开环或半闭环方案执行MU-MIMO。在一个实施例中，长期UE专用或组专用预编码WL允许用于MU-MIMO的慢速自适应。在另一实施例中，对于共享相同WL、重叠若干UE当中的WL的列矢量或波束的UE，仍然通过为不同的UE选择不同的开环参数来跨越这样的UE执行MU-MIMO。在一个示例中，对于方案1(诸如预编码器循环)，索引偏移参数Δl的不同值被分配给不同的UE，以避免在给定子载波或子帧处使用相同的预编码器或波束。参考等式(12A)、(12B)和(12C)，UE专用索引并且，因此，索引偏移参数用于此目的。这样导致用于UE 116的UE专用预编码矩阵在另一示例中，对于方案4(诸如CDD)，将相位偏移(诸如循环延迟)参数θ的不同值分配给不同的UE。参考等式(16A)和(16B)，UE专用相位偏移参数θ(n)用于此目的，其导致用于UE-n的UE专用预编码矩阵在又一示例中，如果这些方案对于UE不透明，则UE专用参数经由更高层(RRC)信令或作为DL授权中的DCI的一部分来配置。
当在eNB 103处使用矩形阵列时，空间信道包括方位角(诸如水平，h)和仰角(诸如垂直，v)维度。实际上，对于这些不同维度，长期信道特性是相同的/类似的或完全不同的。当它们相同时，相同的不同开环发送分集方案被应用于两个维度。另一方面，当它们完全不同时，对于不同的维度应用不同的开环发射分集方案。在一个实施例中，在跨越与WL，h相关联的波束应用方案1(诸如预编码器循环)或方案2(诸如块编码)或方案3(诸如CDD)的同时，UE-n例如通过利用Rel.12LTE的码本子集限制特征，来应用用于WL，v的固定预编码器。当UE-n跨越垂直和/或仰角维度没有展示很大变化并且其垂直位置以很大的信心为已知时，这些是可应用的。在另一示例中，当水平和垂直维度所属的信道特性相反时，不同的开环发送分集方案被应用于两个维度。在又一实施例中，UE-n跨越与一个维度(诸如WL，h)相关联的波束应用方案1(诸如预编码器循环)，而跨越与另一个维度(诸如WL，v)相关联的波束应用方案2(诸如块编码)。当与UE-n相关联的空间信道在第一维度中展示更强的视距(LOS)/反射分量，而在第二维度中展示更强的散射分量时，这是可应用的。然而，第一维度中的视距(LOS)分量并非以很大的信心为已知。在又一实施例中，UE-n跨越与一个维度(诸如WL，h)相关联的波束应用方案1(诸如预编码器循环)，而跨越与另一个维度(诸如WL，v)相关联的波束应用方案3(诸如CDD)。当与UE-n相关联的空间信道在第一维度中展示更强的视距(LOS)/反射分量(诸如即使并非以很大的信心为已知)时，这是可应用的。同时第二维度缺乏频率选择性。在另一示例中，方案1、方案2、方案3或方案4在一个维度中是可应用的，而在另一维度中应用闭环方案。
如上所示，方案1、2、3和4的描述被应用于两个维度中的一个(诸如水平或垂直)。假设如在FD-MIMO中使用的2D天线阵列(诸如NTX＝Nrow×Ncol)，两分量PMI(诸如用于水平维度的h-PMI和用于垂直维度的v-PMI)作为CSI反馈被确定并且是可应用的。在一个实施例中，h-PMI包括长期(诸如与WL，h相关联)和短期(诸如与Vh相关联)分量。在另一实施例中，v-PMI包括长期(诸如与WL，v相关联)和短期(诸如与Vv相关联)分量。在这样的实施例中，分别根据所公开的闭环和开环操作来定义长期和短期分量。在又一实施例中，对于开环或半闭环操作，不要求短期PMI并由eNB关闭。
在某些实施例中，假设如在FD-MIMO中使用的2D天线阵列(诸如NTX＝Nrow×Ncol)，两分量RI(诸如与h-PMI相关联的h-RI和与v-PMI相关联的v-RI)作为CSI反馈被确定并且是可应用的。在这些实施例中，总RI是h-RI和v-RI的积。
在某些实施例中，假设如在FD-MIMO中使用的2D天线阵列(诸如NTX＝Nrow×Ncol)，联合CQI作为CSI反馈被确定并且是可应用的。在这样的实施例中，不管其定义(诸如Rel.12LTE推荐的频谱效率)，假设2D PMI连同其与(8)中给定的克罗内克积预编码器相关联的2D RI一起，联合CQI被定义。
由于不同的方案被应用于不同的维度，所以要根据传输方案来配置h-PMI和v-PMI反馈。对于2D阵列FD-MIMO使用Rel.12LTE预编码框架(诸如具有两个索引i1和i2的双级码本)，相应的CSI反馈包含RI(诸如h-RI和v-RI)、PMI、CQI(诸如基于RI和PMI被定义的联合CQI)、或其组合。在一个实施例中，将h-PMI配置为长期，并将v-PMI配置为短期(诸如h-i1、v-i1和v-i2)。在另一实施例中，将v-PMI配置为长期，并将h-PMI配置为短期(诸如v-i1、h-i1和h-i2)。在又一实施例中，h-PMI和v-PMI两者被配置为长期(诸如h-i1和v-i1)。在再一实施例中，h-PMI和v-PMI两者被配置为短期(诸如h-i1、v-i1、h-i2和v-i2)。在这样的实施例中，定义在PUCCH上的模式1-1周期性CSI报告的新的子模式(诸如在Rel-12LTE中)是有益的。长期PMI分量(h-i1和v-i1)预期与RI反馈共享可比较的或相同的周期性。特别地在模式1-1子模式1中，将i1与RI一起(诸如被联合编码)以与CQI+i2不同的周期(诸如报告间隔)报告，其中CQI和i2一起被报告。然而，出于此目的不需要i2(诸如短期预编码)。因此，在某些实施例中，如果h-PMI被配置为长期且v-PMI被配置为短期，则报告PUCCH报告类型4b(诸如宽带联合h-v CQI、h-i2)。在另一实施例中，如果h-PMI被配置为长期且v-PMI被配置为短期，则报告PUCCH报告类型5a(诸如h-RI和h-i1、以及v-RI和v-i1)。这两对与一个CSI资源一起或与两个CSI资源并行报告。
在某些实施例中，如果v-PMI被配置为长期且h-PMI被配置为短期，则报告PUCCH报告类型4c(诸如宽带联合h-v CQI、h-i2)。在一个实施例中，如果v-PMI被配置为长期且h-PMI被配置为短期，则报告PUCCH报告类型5a(诸如h-RI和h-i1、以及v-RI和v-i1)。这两对与一个CSI资源一起或与两个CSI资源并行报告。
在某些实施例中，如果h-PMI和v-PMI两者被配置为长期，则报告PUCCH报告类型4a(诸如宽带联合h-v CQI)。在一个实施例中，如果h-PMI和v-PMI两者被配置为长期，则报告PUCCH报告类型5a(诸如h-RI和h-i1、以及v-RI和v-i1)。这两对与一个CSI资源一起或与两个CSI资源并行报告。
在某些实施例中，预编码器循环(诸如方案1)与CDD(诸如方案4)组合。虽然以上实施例假设基于CSI反馈或UL信号测量(诸如DL AoD外形)而缓慢地自适应的UE专用或组专用长期预编码WL，但是eNB 103还使用固定的小区专用预编码矩阵(诸如固定/静态天线虚拟化)。这包括根本没有预编码的特殊情况(诸如WL是NTX×NTX的单位矩阵)。跨越得到的固定波束应用开环发送分集方案。
虽然已经利用示例性实施例描述了本公开，但是本领域技术人员可以想到各种改变和修改。意图是本公开包含落入所附权利要求的范围内的改变和修改。
本申请中的说明不应解读为意味着任何特定的元件、步骤或功能是必须包含在权利要求范围中的基本元素：受专利权保护的主题的范围仅由权利要求书来限定。而且，没有一个权利要求意图援引美国法典第35部分的第112(f)条，除非是确切的词语“手段为”后面是一个分词。

Claims (15)

1.一种用于操作基站的方法，所述方法包括：
从用户设备UE接收上行链路信号，其中，所述上行链路信号包括与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符PMI、和信道质量指示符CQI；
通过将开环分集操作应用于包括正交幅度调制QAM符号的至少一个数据流来生成NB个信号流；以及
通过将预编码矩阵应用于所述NB个信号流来生成要经由多个天线被发送的更大数量NTX个数据流。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述NB个信号流通过经由第一维度预编码矩阵和第二维度预编码矩阵之间的克罗内克积构造的矩阵被预编码。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述开环分集操作和所述预编码矩阵操作对二维矩形天线阵列中的仅一个维度执行。
4.如权利要求1所述的方法，其中，所述开环分集操作和所述预编码矩阵操作对两天线端口极化组中的每个天线端口执行。
5.如权利要求1所述的方法，还包括：
根据从所述UE接收的所述上行链路信号确定NB的值或预编码矩阵。
6.一种用于操作用户设备UE的方法，所述方法包括：
确定与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符PMI；
根据开环分集操作和与所述PMI相关联的预编码矩阵来计算信道质量指示符CQI；以及
向基站发送包括所述PMI和所述CQI的上行链路信号。
7.如权利要求6所述的方法，其中，所述CQI和所述PMI在两个分离的上行链路子帧上发送。
8.如权利要求6所述的方法，其中，所述开环分集操作和所述预编码矩阵与二维矩形天线阵列的两个维度中的至少一个相关联。
9.如权利要求6所述的方法，其中，所述开环分集操作对于两个极化组中的每一个，将一个或一组连续QAM符号映射到包括离散傅里叶变换DFT矢量的所述预编码矩阵的多个列中的至少一个上。
10.如权利要求6所述的方法，还包括：
确定与NB的值相关联的报告参数的值；以及
向基站发送所述报告参数的值。
11.一种基站，包括：
至少一个收发器，被配置为从用户设备UE接收上行链路信号，其中，所述上行链路信号包括与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符PMI、和信道质量指示符CQI；以及
至少一个处理器，被配置为：
通过将开环分集操作应用于包括正交幅度调制QAM符号的每个数据流生成NB个信号流；以及
通过将预编码矩阵应用于所述NB个信号流来生成要经由多个天线被发送到所述UE的更大数量NTX个数据流。
12.如权利要求11所述的基站，其中，所述处理器被配置为通过经由第一维度预编码矩阵和第二维度预编码矩阵之间的克罗内克积构造的矩阵对所述NB个信号流预编码。
13.如权利要求11所述的基站，其中，所述处理器被配置为对二维矩形天线阵列的仅一个维度或对两天线端口极化组中的每个天线端口执行所述开环分集操作和所述预编码矩阵操作。
14.一种用户设备UE，包括：
至少一个收发器，被配置为接收包括正交幅度调制QAM符号的至少一个数据流；以及
至少一个处理器，被配置为：
确定与通过第一和第二预编码器索引确定的码本的第一预编码器索引相关联的预编码矩阵指示符PMI；
根据开环分集操作和与所述PMI相关联的预编码矩阵来计算信道质量指示符CQI；以及
向基站发送包括所述PMI和所述CQI的上行链路信号。
15.如权利要求14所述的UE，其中，所述开环分集操作和所述预编码矩阵被优选地与二维矩形天线阵列的两个维度中的至少一个相关联。
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