以下説明される図1乃至23、及び本特許明細書における本発明の原理を説明するために用いられる各種実施形態は例示の方法によるものに過ぎず、いかなる方式でも本発明の範囲を制限するものと解釈されてはならない。本発明の原理は任意の適切に構成されたシステム又は装置で具現されてもよいことを当業者は理解できるであろう。
次の文献及び標準説明、すなわち、3GPP TS 36.211 v12.4.0、「E−UTRA、Physical channels and modulation」(REF1);3GPP TS 36.212 v12.3.0、「E−UTRA、Multiplexing and Channel coding」(REF2);3GPP TS 36.213 v12.4.0、「E−UTRA、Physical Layer Procedures」(REF3);3GPP TS 36.321 v12.4.0、「E−UTRA、Medium Access Control(MAC) protocol specification」(REF4);及び3GPP TS 36.331 v12.4.0、「E−UTRA、Radio Resource Control(RRC) protocol specification」(REF5)は、本明細書で完全に説明されたように参照として本発明に統合される。
以下の図1乃至図4Bでは、無線通信システムで具現され、また、OFDM又はOFDMA通信技術を用いて具現される多様な実施形態を説明する。図1乃至図3の説明は互いに異なる実施形態が具現され得る方式に対する物理的又は構造的制限を示すことを意味しない。本発明の互いに異なる実施形態は、任意の適切に構成された通信システムで具現されてもよい。
図1は、本発明の実施形態に係る、例示的無線ネットワーク100を示す図である。図1に示す無線ネットワーク100の実施形態は、単なる説明のためのものである。無線ネットワーク100に対する他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。
図1に示すように、無線ネットワーク100は、eNB101、eNB102、及びeNB103を含む。eNB101は、eNB102及びeNB103と通信する。また、eNB101は、少なくとも1つのネットワーク130、例えば、インターネット、専用IP(Internet Protocol)ネットワーク、又は他のデータネットワークとも通信する。
eNB102は、eNB102のカバレッジ領域120内にある第1複数のユーザ端末(UE)に、ネットワーク130への無線広帯域アクセスを提供する。第1複数のUEは、中小企業(SB)に位置し得るUE111;大企業(E)に位置し得るUE112;WiFiホットスポット(HS)に位置し得るUE113;第1住居地域(R)に位置し得るUE114;第2住居地域(R)に位置し得るUE115;及び携帯電話、無線ラップトップ、無線PDAなどのようなモバイル装置(M)であり得るUE116を含む。eNB103は、eNB103のカバレッジ領域内にある第2複数のUEに、ネットワーク130への無線広帯域アクセスを提供する。第2複数のUEは、UE115及びUE116を含む。いくつかの実施形態で、eNB101−103のうち1つ以上のeNBは5G、LTE、LTE−A、WiMAX、WiFi又は他の無線通信技術を使用して互いに、及びUE111−116と通信できる。
ネットワークタイプによっては、「基地局」又は「アクセスポイント」のような他の周知の用語が「eNodeB」又は「eNB」の代わりに用いられてもよい。便宜上、用語「eNodeB」及び「eNB」は遠隔端末に無線アクセスを提供するネットワークインフラ構造コンポーネントを示すものとして本特許明細書では用いられる。また、ネットワークタイプによっては、「移動局」、「加入者局」、「遠隔端末」、「無線端末」、又は「ユーザ装置」のような他の周知の用語が「ユーザ端末」又は「UE」の代わりに用いられてもよい。便宜上、用語「ユーザ端末」及び「UE」は、UEが移動装置(例えば、携帯電話機又はスマートフォン)であろうと、一般に考慮される固定式装置(例えば、デスクトップコンピュータ又は自動販売機)であろうと、eNBに無線にアクセスする遠隔無線端末を示すものとして本特許明細書では用いられる。
点線は、単なる例示及び説明の目的で略円形で示す2つのセル120及び125のカバレッジ領域の概略的な範囲を示す。eNBと関連付けられたカバレッジ領域、例えば、カバレッジ領域120及び125は、eNBの構成、及び自然及び人工障害物と関連づけられた無線環境の変化によって、不規則な形態を含む他の形態を有することができることを明確に理解するべきである。
以下で詳しく説明されるように、UE111−116のうち1つ以上は、チャネル係数のようなフィードバック成分のベクター量子化のための回路、プログラミング又はこれらの組み合わせを含む。特定の実施形態で、eNB101−103のうち1つ以上は、チャネル係数のようなベクター量子化されたフィードバック成分の処理のための回路、プログラミング又はこれらの組み合わせを含む。
図1は、無線ネットワーク100の一例を示したものであるが、多様な変化が図1に対して行われてもよい。例えば、無線ネットワーク100は、任意の適切な配列で任意の個数のeNB及び任意の個数のUEを含むことができる。また、eNB101は、任意の個数のUEと直接通信して、このUEらにネットワーク130への無線広帯域アクセスを提供できる。これと同様に、各eNB102−103は、ネットワーク130と直接通信して、UEにネットワーク130への直接無線広帯域アクセスを提供できる。また、eNB101、102、及び/又は103は、外部電話ネットワーク又は他のタイプのデータネットワークのような他の又は追加の外部ネットワークへのアクセスを提供できる。
図2は、本発明の実施形態に係る、例示的eNB102を示す図である。図2に示すeNB102の実施形態は単なる説明のためのものであって、図1のeNB101及び103は、同じ又は類似の構成を有してもよい。しかし、eNBは各種の多様な構成からなり、図2は、eNBに対する任意の特定の具現で本発明の範囲を制限しない。
図2に示すように、eNB102は、複数のアンテナ205a−205n、複数のRF送受信機210a−210n、送信(TX)処理回路215、及び受信(RX)処理回路220を含む。また、eNB102は、コントローラ/プロセッサ225、メモリ230、バックホール又はネットワークインタフェース235を含む。
RF送受信機210a−210nは、アンテナ205a−205nから、ネットワーク100内でUEによって送信される信号のような内向(incoming)RF信号を受信する。RF送受信機210a−210nは、内向RF信号をダウンコンバート(down−convert)して、IF又は基底帯域信号を生成する。IF又は基底帯域信号は、基底帯域又はIF信号をフィルタリング、デコーディング、及び/又はデジタル化することによって処理された基底帯域信号を生成するRX処理回路220に送信される。RX処理回路220は、この処理された基底帯域信号を、追加の処理のためにコントローラ/プロセッサ225に送信する。
TX処理回路215は、コントローラ/プロセッサ225からアナログ又はデジタルデータ(例えば、音声データ、ウェブデータ、電子メール、又は双方向ビデオゲームデータ)を受信する。TX処理回路215は、外向基底帯域データをエンコーディング、マルチプレキシング、及び/又はデジタル化して、処理された基底帯域又はIF信号を生成する。RF送受信機210a−210nは、TX処理回路215から、外向(outgoing)処理された基底帯域又はIF信号を受信し、その基底帯域又はIF信号を、アンテナ205a−205nを介して送信されるRF信号にアップコンバートする。
コントローラ/プロセッサ225は、eNB102の全般的な動作を制御する1つ以上のプロセッサ又は他の処理装置を含むことができる。例えば、コントローラ/プロセッサ225は、周知の原理に従って、RF送受信機210a−210n、RX処理回路220、及びTX処理回路215によって順方向チャネル信号の受信及び逆方向チャネル信号の送信を制御できる。コントローラ/プロセッサ225は、より高級の無線通信機能のような追加機能もサポートできる。例えば、コントローラ/プロセッサ225は、ビームフォーミング(beam forming)又は方向ルーティング(directional routing)動作をサポートすることができ、ここでは、複数のアンテナ205a−205nからの外向信号が互いに異なるように加重処理されることによって、外向信号を所望の方向に效果的に操縦するようにする。任意の各種多様な他の機能がコントローラ/プロセッサ225によってeNB102にサポートされることができる。いくつかの実施形態で、コントローラ/プロセッサ225は、少なくとも1つのマイクロプロセッサ又はマイクロコントローラを含む。以下でより詳しく説明されるように、eNB102は、チャネル係数のようなベクター量子化されたフィードバック成分の処理のための回路、プログラミング又はこれらの組み合わせを含む。例えば、コントローラ/プロセッサ225は、コントローラ/プロセッサにチャネル係数のようなベクター量子化されたフィードバック成分を処理させるように構成される、メモリ230に格納された1つ以上の命令を実行するように構成されることができる。
また、コントローラ/プロセッサ225は、メモリ230に常駐するプログラム及び他のプロセス、例えば、OSを実行できる。コントローラ/プロセッサ225は、実行プロセスによる要求に応じてデータをメモリ230内に又は外部に移動させることができる。
また、コントローラ/プロセッサ225は、バックホール又はネットワークインタフェース235にカップリングされる。バックホール又はネットワークインタフェース235は、eNB102がバックホール接続を介して又はネットワークを介して他の装置又はシステムと通信することを可能にする。インタフェース235は、任意の適切な有線又は無線接続(ら)を介した通信をサポートできる。例えば、eNB102がセルラー通信システム(例えば、5G、LTE、又はLTE−Aをサポートするもの)の一部として具現される場合、インタフェース235は、eNB102が有線又は無線バックホール接続を介して他のeNBと通信することを可能にすることができる。eNB102がアクセスポイントとして具現される場合、インタフェース235は、eNB102が有線若しくは無線ローカル領域ネットワークを介して、又は有線若しくは無線接続を介してより大きなネットワーク(例えば、インターネット)に伝送することを可能にする。インタフェース235は、有線又は無線接続、例えばイーサネット(登録商標)又はRF送受信機を介した通信をサポートする任意の適切な構造を含む。
メモリ230は、コントローラ/プロセッサ225にカップリングされる。メモリ230の一部はRAMを含んでもよく、メモリ230の他の一部はフラッシュメモリ又は他のROMを含んでもよい。
図2がeNB102の一例を図示しているが、多様な変化が図2に対して行われてもよい。例えば、eNB102は、図2に示す各コンポーネントに対する任意の個数を含むことができる。一特定例として、アクセスポイントは多数のインタフェース235を含むことができ、コントローラ/プロセッサ225は、互いに異なるネットワークアドレスの間でデータをルーティングするルーティング機能をサポートできる。他の特定例として、単一インスタンスのTX処理回路215及び単一インスタンスのRX処理回路220を含むと図示されているが、eNB102は各々に対する複数のインスタンスを含むことができる(例えば、RF送受信機あたり1つ)。また、図2の各種コンポーネントは組み合わせたり、さらに細分化したり、省略されてもよく、特定の必要に応じて追加のコンポーネントが付加されてもよい。
図3は、本発明の実施形態に係る、例示的UE116を示す図である。図3に示すUE116の実施形態は単なる説明のためのものであり、図1のUE111−115は同じ又は類似の構成を有してもよい。しかし、UEは各種の多様な構成からなり、図3はUEに対する任意の特定の具現で本発明の範囲を制限しない。
図3に示すように、UE116は、アンテナ305、無線周波数(radio frequency、RF)送受信機310、TX処理回路315、マイクロホン320、及び受信(RX)処理回路325を含む。また、UE116は、スピーカ330、プロセッサ340、入/出力(I/O)インタフェース(IF)345、タッチスクリーン350、ディスプレイ355、及びメモリ360を含む。メモリ360は、オペレーティングシステム(OS)361及び1つ以上のアプリケーション362を含む。
RF送受信機310は、ネットワーク100のeNBによって送信される内向RF信号をアンテナ305から受信する。RF送受信機310は、内向RF信号をダウンコンバートして、中間周波数(intermediate frequency、IF)又は基底帯域信号を生成する。IF又は基底帯域信号は、その基底帯域又はIF信号をフィルタリング、デコーディング、及び/又はデジタル化することによって処理された基底帯域信号を生成するRX処理回路325に伝送される。RX処理回路325は、その処理された基底帯域信号を、スピーカ330に送信したり(例えば、音声データ)、又は追加処理のためにメインプロセッサ340に送信する(例えば、ウェブブラウジングデータ)。
TX処理回路315は、マイクロホン320からアナログ又はデジタル音声データを受信するか、又はプロセッサ340から他の外向基底帯域データ(例えば、ウェブデータ、電子メール、又は双方向ビデオゲームデータ)を受信する。TX処理回路315は、その外向基底帯域データをエンコーディング、マルチプレキシング、及び/又はデジタル化して、処理された基底帯域又はIF信号を生成する。RF送受信機310は、TX処理回路315から外向処理された基底帯域又はIF信号を受信し、その基底帯域又はIF信号を、アンテナ305を介して送信されるRF信号にアップコンバートする。
プロセッサ340は、1つ以上のプロセッサ又は他の処理装置を含むことができ、メモリ360に格納されたOS361を実行することによってUE116の全般的な動作を制御できる。例えば、プロセッサ340は、周知の原理に従ってRF送受信機310、RX処理回路325、及びTX処理回路315によって順方向チャネル信号の受信及び逆方向チャネル信号の送信を制御できる。いくつかの実施形態で、プロセッサ340は、少なくとも1つのマイクロプロセッサ又はマイクロコントローラを含む。
また、プロセッサ340は、チャネル係数のようなフィードバック成分のベクター量子化のためのプロセスのような、メモリ360に常駐する他のプロセス及びプログラムを実行できる。プロセッサ340は、実行プロセスによる要求に応じてメモリ360内に又は外部にデータを移動できる。いくつかの実施形態で、プロセッサ340は、OS361に基づいて又はeNB若しくはオペレータから受信された信号に応じてアプリケーション362を実行するように構成される。また、プロセッサ340は、ラップトップコンピュータ及び携帯用コンピュータのような他の装置に接続される能力をUE116に提供するI/Oインタフェース345にカップリングされている。I/Oインタフェース345は、この周辺機器らとプロセッサ340の間の通信経路である。
また、プロセッサ340は、タッチスクリーン350及びディスプレイ355にカップリングされる。UE116のオペレータは、タッチスクリーン350を使用してUE116にデータを入力できる。ディスプレイ355は、例えば、ウェブサイトからのテキスト及び/又は少なくとも制限されたグラフィックをレンダリングできる液晶表示装置、発光ダイオードディスプレイ、又は他のディスプレイであってもよい。
メモリ360は、プロセッサ340にカップリングされる。メモリ360の一部はランダムアクセスメモリ(random access memory、RAM)を含むことができ、メモリ360の他の一部はフラッシュメモリ又は他の読み取り専用メモリ(read−only memory、ROM)を含むことができる。
図3は、UE116の一例を図示したものであるが、多様な変化が図3に対して行われてもよい。例えば、図3の各種コンポーネントは組み合わせたり、さらに細分化したり、省略されてもよく、特定の必要に応じて追加のコンポーネントが付加されてもよい。一特定例として、プロセッサ340は、複数のプロセッサ、例えば、1つ以上の中央処理ユニット(CPU)及び1つ以上のグラフィック処理ユニット(GPU)に分割されることができる。また、図3がモバイル電話又はスマートフォンのように構成されたUE116を図示しているが、UEは他のタイプのモバイル又は固定式装置として動作するように構成されてもよい。
図4Aは、送信経路回路400のハイ−レベルダイヤグラムである。例えば、送信経路回路400は、直交周波数分割多重アクセス(orthogonal frequency division multiple access、OFDMA)通信のために用いられてもよい。図4Bは、受信経路回路450のハイ−レベルダイヤグラムである。例えば、受信経路回路450は、直交周波数分割多重アクセス(OFDMA)通信のために用いられてもよい。図4A及び図4Bで、ダウンリンク通信の場合、送信経路回路400は、基地局(eNB)102又は中継局で具現されることができ、受信経路回路450はユーザ端末(例えば、図1のユーザ端末116)で具現されることができる。他の例で、アップリンク通信の場合、受信経路回路450は、基地局(例えば、図1のeNB102)又は中継局で具現されることができ、送信経路回路400は、ユーザ端末(例えば、図1のユーザ端末)で具現されることができる。
送信経路回路400は、チャネルコーディング及び変調ブロック405、直列−並列(S−to−P)ブロック410、サイズN逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform、IFFT)ブロック415、並列−直列(P−to−S)ブロック420、巡回プレフィックス追加ブロック425、及びアップ−コンバータ(up−converter、UC)430を含む。受信経路回路450は、ダウン−コンバータ(down−converter、DC)455、巡回プレフィックス除去ブロック460、直列−並列(S−to−P)ブロック465、サイズN高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform、FFT)ブロック470、並列−直列(P−to−S)ブロック475、及びチャネルデコーディング及び復調ブロック480を含む。
図4A及び4Bにおけるコンポーネントのうち少なくともいくつかはソフトウェアで具現されることができるが、一方で、他のコンポーネントは設定可能なハードウェア又はソフトウェアと設定可能なハードウェアの混合によって具現されてもよい。特に、本発明の明細書で説明されるFFTブロック及びIFFTブロックは、設定可能なソフトウェアアルゴリズムとして具現されてもよく、ここで、サイズNの値はその具現によって変更され得ることに留意するべきである。
また、本発明は高速フーリエ変換及び逆高速フーリエ変換を具現する実施形態に関するものであるが、これは単なる例示によるものに過ぎず、本発明の範囲を限定するものとして解釈されてはならない。本発明の他の実施形態では、高速フーリエ変換関数及び逆高速フーリエ変換関数が離散フーリエ変換(DFT)関数及び逆離散フーリエ変換(IDFT)関数にそれぞれ容易に代替され得ることを理解できるであろう。DFT及びIDFT関数の場合、変数Nの値は任意の整数(例えば、1,2,3,4等)であってもよく、FFT及びIFFT関数の場合、変数Nの値は2の自乗(すなわち、1,2,4,8、16等)である任意の整数であってもよいことを理解できるであろう。
送信経路回路400で、チャネルコーディング及び変調ブロック405は、情報ビットのセットを受信し、コーディング(例えば、LDPCコーディング)を適用し、その入力ビットを変調(例えば、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)又はQAM(Quadrature Amplitude Modulation))することで、周波数−領域変調シンボルのシーケンスを生成する。直列−並列ブロック410は、直列変調されたシンボルを並列データに変換(すなわち、逆多重化)してN並列シンボルストリームを生成し、ここで、NはBS102及びUE116で用いられるIFFT/FFTの大きさである。その後、サイズN IFFTブロック415は、N並列シンボルストリーム上でIFFT動作を行って、時間−領域出力信号を生成する。並列−直列ブロック420は、サイズN IFFTブロック415からの並列時間−領域出力シンボルを変換(すなわち、多重化)して、直列時間−領域信号を生成する。その後、巡回プレフィックス追加ブロック425は、時間−領域信号に巡回プレフィックスを挿入する。最後に、アップ−コンバータ430は、無線チャネルを介した送信のために巡回プレフィックス追加ブロック425の出力をRF周波数に変調(すなわち、アップコンバート)する。また、この信号はRF周波数に変換する前に、基底帯域でフィルタリングされてもよい。
送信されたRF信号は、無線チャネルを通過した後、UE116に到達し、eNB102での動作に対する逆の動作が行われる。ダウン−コンバータ455は、受信された信号を基底帯域周波数にダウンコンバートし、巡回プレフィックス除去ブロック460は、その巡回プレフィックスを除去して、直列時間−領域基底帯域信号を生成する。直列−並列ブロック465は、時間−領域基底帯域信号を並列時間−領域信号に変換する。その後、サイズN FFTブロック470は、FFTアルゴリズムを行ってN並列周波数−領域信号を生成する。並列−直列ブロック475は、並列周波数−領域信号を変調されたデータシンボルのシーケンスに変換する。チャネルデコーディング及び復調ブロック480は、その変調されたシンボルに対する復調を行った後、デコーディングすることによって、元の入力データストリームを復元する。
eNB101−103の各々は、ユーザ端末111−116へのダウンリンク送信と類似の送信経路を具現することができ、ユーザ端末111−116からのアップリンク受信と類似の受信経路を具現することもできる。これと同様に、ユーザ端末111−116の各々は、eNB101−103へのアップリンク送信のためのアーキテクチャに対応する送信経路を具現することができ、eNB101−103からのダウンリンク受信のためのアーキテクチャに対応する受信経路を具現することもできる。
本発明の様々な実施形態は、大型2次元アンテナアレイを有するFD−MIMOがサポートされる場合、高性能、送信アンテナの個数及び幾何構造に関する拡張性及びLTE向上のための柔軟なCSIフィードバックフレームワーク及び構造を提供する。高性能を達成するために、特にFDDシナリオの場合は、MIMOチャネルの観点からより正確なCSIがeNBに必要である。この場合において、本発明の実施形態は、以前のLTE(例えば、Rel.12)プリコーディングフレームワーク(PMIに基づくフィードバック)が代替される必要があることを認識したものである。本発明では、FD−MIMOの特性が本発明のために考慮される。例えば、各UEに対する相対的に小さな各拡散による空間的マルチプレキシングではなく高いビームフォーミング利得を優先的に指向する近接離隔された大型2Dアンテナアレイの使用が考慮される。したがって、固定されたセットの基底関数及びベクターによるチャネルフィードバックの圧縮又は次元減少が達成されることができる。他の例では、アップデートされたチャネルフィードバックパラメータ(例えば、チャネル角度拡散)がUE−固有の上位−階層シグナリングを使用して低い移動性で獲得されることができる。また、CSIフィードバックは累積的に行われてもよい。
本発明の他の実施形態は、減少されたPMIフィードバックを有するCSI報告方法及び手順を含む。このようなより低いレートでのPMI報告は、長期DLチャネル統計と関連づけられ、UEによってeNBに対して勧められるプリコーディングベクターのグループの選択を示す。また、本発明は、開ループダイバーシティ方式を利用しながら、eNBが複数のビームフォーミングベクターを介してUEにデータを送信するDL送信方法をも含む。したがって、長期プリコーディングの使用は、開ループ送信ダイバーシティが制限された個数のポート(全てのポートがFD−MIMOのために利用可能ではない。例えば、64個)に対してのみ適用されることを保証する。これはCSIフィードバックオーバーヘッドを減らしてCSI測定品質が疑わしい時、堅固性を向上させる開ループ送信ダイバーシティのために過度に高い次元をサポートしなければならないことを防止する。
図5は、本発明の実施形態に係るDLサブフレーム500に対する例示的な構造を示す図である。図5に示すDLサブフレーム構造500の実施形態は単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。ダウンリンクサブフレーム(downlink subframe、DL SF)510は、2つのスロット520及びデータ情報及びダウンリンク制御情報(downlink control information、DCI)の送信のための全体
シンボルを含む。第1
SFシンボルはPDCCH及び他の制御チャネル530(図5に図示せず)を送信するために用いられる。残りの
SFシンボルは主に物理ダウンリンク共有チャネル(physical downlink shared channel、PDSCH)540,542,544,546及び548又は拡張物理ダウンリンク制御チャネル(enhanced physical downlink control channel、EPDCCH)550,552,554及び556を送信するために用いられる。送信帯域幅(bandwidth、BW)はリソースブロック(resource block、RB)と称される周波数リソースユニットを含む。各々のRBは、
サブ−キャリア又はリソース要素(resource element、RE)(例えば、12Res)を含む。1つのサブフレームを介した1つのRBのユニットは物理RB(physical RB、PRB)と称される。UEにはPDSCH送信BW用の総
REのためにMPDSCH RBが割り当てられる。EPDCCH送信は1つのRB又は多数のRBで達成される。
図6は、物理アップリンク共有チャネル(physical uplink shared channel、PUSCH)サブフレーム又は物理アップリンク制御チャネル(physical uplink control channel、PUCCH)サブフレーム600の例示的な送信構造を示す図である。図6に示すULサブフレームを介したPUSCH又はPUCCHに対する送信構造の実施形態は単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。ULサブフレーム610は、2つのスロットを含む。各スロット620は、データ情報、アップリンク制御情報(uplink control information、UCI)、復調基準信号(demodulation reference signal、DMRS)、又はサウンディングRS(sounding RS、SRS)を送信するための
シンボル630を含む。ULシステムBWの周波数リソースユニットはRBである。UEには送信BW用の総
リソース要素(resource element、Re)のためにNRB RBら640が割り当てられる。PUCCHの場合、NRB=1である。最終サブフレームシンボルは1つ以上のUEからSRS送信650をマルチプレキシングするために用いられる。データ/UCI/DMR送信に使用可能なサブフレームシンボルの数は
であって、ここで、最終サブフレームシンボルがSRSを送信するために用いられる場合はNSRS=1で、そうでない場合にはNSRS=0である。
図7は、本発明の実施形態に係る物理ダウンリンク共有チャネル(PDSCH)サブフレーム700に対する例示的な送信機のブロック図を示す図である。図7に示すPDSCH送信機のブロック図700の実施形態は単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられる。
情報ビットら710がエンコーダ720(例えば、ターボエンコーダ)によってエンコーディングされ、例えば、直交位相シフトキーイング(quadrature phase shift keying、QPSK)変調を使用して変調器730によって変調される。直列−並列(Serial to Parallel、S/P)コンバータ740は、割り当てられたPDSCH送信BWに対して送信BW選択ユニット755によって選択されるREらにマッピングされるマッパー750に後続的に提供されるM個の変調シンボルを生成し、IFFTユニット760は逆高速フーリエ変換(inverse fast fourier transform、IFFT)を適用する。その後、並列−直列(parallel to a serial、P/S)コンバータ770によって出力が直列化されて時間ドメイン信号を生成し、フィルタ780によってフィルタリングが適用された後、信号が送信される。データスクランブリング、巡回プレフィックス挿入、時間ウィンドウイング、インターリービングなどのような付加的機能は本技術分野において周知であり、簡潔性のために図示しない。
図8は、本発明の実施形態に係るPDSCHサブフレーム800に対する例示的な受信機のブロック図を示す図である。図8に示すPDSCH受信機のブロック図800の実施形態は単なる例示のためのものである。図8に示す1つ以上のコンポーネントは言及された機能を行うように構成された特殊回路で具現されてもよく、又は1つ以上のコンポーネントが言及された機能を行うためのインストラクションを実行する1つ以上のプロセッサによって具現されてもよい。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。
受信された信号810は、フィルタ820によってフィルタリングされた後、RE デマッピング(demapping)ブロック830に出力される。REデマッピング830は、BWセレクタ835によって選択される受信BWを割り当てる。BWセレクタ835は、送信BWを制御するように構成される。高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform;FFT)回路840は、FFTを適用する。FFT回路840の出力は並列−直列コンバータ850によって直列化される。その後、復調器860は、DMRS又は共通基準信号(common reference signal、CRS)(図示せず)から得られたチャネル推定を適用することによってデータシンボルをコヒーレントに復調し、その後、デコーダ870は、復調されたデータをデコーディングして情報データビットら880の推定を提供する。デコーダ870は、任意のデコーディングプロセス(例えば、ターボデコーディングプロセス)を具現するように構成されることができる。時間−ウィンドウイング、巡回プレフィックス除去、デスクランブリング、チャネル推定、及びデ−インターリービングのような付加機能は簡略化のために図示しない。
図9は、本発明の実施形態に係る物理アップリンク共有チャネル(PUSCH)サブフレーム900に対する送信機のブロック図を示す図である。図9に示す1つ以上のコンポーネントは言及された機能を行うように構成された特殊回路で具現されることができるか、又は1つ以上のコンポーネントは言及された機能を行うためのインストラクションを実行する1つ以上のプロセッサによって具現され得る。図9に示すPUSCH送信機のブロック図900の実施形態は単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。
情報データビット910は、エンコーダ920によってエンコーディングされて変調器930によって変調される。エンコーダ920は、任意のエンコーディングプロセス(例えば、ターボコーディングプロセス)を具現するように構成されることができる。離散フーリエ変換(discrete fourier transform、DFT)回路940は、変調されたデータビットにDFTを適用する。REらはREマッピング回路950によってマッピングされる。送信BW選択ユニット955によって、割り当てられたPUSCH送信BWに対応するREが選択される。逆FFT(inverse FFT、IFFT)回路960は、REマッピング回路950の出力にIFFTを適用する。巡回プレフィックスの挿入(図示せず)後、フィルタ970がフィルタリングを適用する。その後、このフィルタリングされた信号が送信される。
図10は、本発明の実施形態に係るPUSCHサブフレーム1000に対する例示的な受信機のブロック図を示す図である。図10に示すPUSCH受信機のブロック図1000の実施形態は単なる例示のためのものである。図10に示す1つ以上のコンポーネントは言及された機能を行うように構成された特殊回路で具現されることができるか、1つ以上のコンポーネントは言及された機能を行うためのインストラクションを実行する1つ以上のプロセッサによって具現され得る。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられる。
受信された信号1010は、フィルタ1020によってフィルタリングされる。次いで、巡回プレフィックスが除去された後(図示せず)、FFT回路1030がFFTを適用する。REデマッピング回路1040によって、REらがマッピングされる。受信BWセレクタ1045によって、割り当てられたPUSCH受信BWに対応するREら1040が選択される。逆DFT(inverse DFT、IDFT)回路1050がIDEFを適用する。復調器1060がIDFT回路1050から出力を受信し、DMRS(図示せず)から得られたチャネル推定を適用することによってデータシンボルをコヒーレントに復調する。デコーダ1070は、復調されたデータをデコーディングして情報データビット1080の推定を提供する。デコーダ1070は、任意のデコーディングプロセス(例えば、ターボデコーディングプロセス)を具現するように構成されることができる。
図11は、本発明の実施形態に係る4×4長方形フォーマットで配列された16個のデュアル−偏波アンテナ要素で構成される2次元(two dimensional、2D)アンテナアレイ1100の例示的な構成を示す図である。このような例示では、各レーベリングされたアンテナ要素が単一アンテナポート上に論理的にマッピングされる。2種類の代案的なレーベリング規則が例示的な目的のために図示される(例えば、1110の横から第1番目及び1120の縦から第1番目)。一実施形態で、1つのアンテナポートは仮想化によって結合された多重アンテナ要素(例えば、物理アンテナ)に対応する。すると、この4×4二重偏波アレイは16×2=32−要素アレイの要素であると見なされる。垂直次元(例えば、4つの行(row)を含む)は二重偏波アンテナの4つの列(column)を含む水平次元にわたる方位角ビームフォーミング(azimuthal beamforming)に付加して高度ビームフォーミング(elevation beamforming)を可能にする。Rel.12 LTE標準化でMIMOプリコーディングは1次元アンテナアレイに対するプリコーディング利得を提供するように主に設計された。固定ビームフォーミング(例えば、アンテナ仮想化)が高度次元にわたって具現されるが、チャネルの空間及び周波数選択特性によって提供される潜在的利得を得ることはできない。
Rel.12 LTEでは、空間マルチプレキシングのためのMIMOプリコーディングがCRS又はUE−固有のRSで行われてもよい。どの場合にも、空間マルチプレキシングモード(ら)で動作する各UEは、プリコーディングマトリックスインデックス(precoding matrix index、PMI)を含むことができる、チャネル状態インジケータ(channel status indicator、CSI)を報告するように構成される。PMI報告は2つのアンテナポート、4つのアンテナポート、又は8つのアンテナポートから導出される。eNB103がUE116からのPMI推薦に従う場合、eNB103は与えられたサブフレーム及びRBに対する推薦されたプリコーディングベクター又はマトリックスに応じてその送信信号をプリコーディングすると予想される。eNB103がこのような推薦に従うか否かにかかわらず、UE116は設定されたプリコーディングコードブックによってPMIを報告するように構成される。単一インデックス又は一対のインデックスを含むPMIは、大きさNc×NLのプリコーディングマトリックスWと関連づけられ、ここで、Ncは、1つの行でのアンテナポートの数(=列の数)で、NLは送信階層の数である。1つの行、すなわち1次元アレイのみが用いられると仮定する。
表1は、8−アンテナ−ポート送信を受信するように構成されたUEに対するランク−1及びランク−2CSI報告に対するコードブックを表したものである。このコードブックの特定コードワード(例えば、ベクター又はマトリックス)は2つのインデックスi1及びi2に一意的に指定される。この2つのコードブックを表すために、次のような2つの変数が定義される:
最も最近報告されたランクインジケータ(rank ndicator、RI)が1の場合、m及びnは表1によって2つのインデックスi1及びi2で導出され、その結果、次のようなランク−1プリコーディングベクターが生成される:
最も最近報告されたRIが2の場合、m、m′及びnは表2によって2つのインデックスi1及びi2で導出され、その結果、ランク−2プリコーディングマトリックス
が生成される。類似のデュアルステージ(dual−stage)概念に基づいて、Rel.12 LTEでサポートされる代案的な4−アンテナ−ポートコードブックは次のように表される:
2Dアンテナアレイを含むFD−MIMOの場合、2Dプリコーディングが利用され、高性能、拡張可能及び柔軟なCSI報告メカニズムに対する必要性が要求される。高性能を達成するためには、正確なCSIがeNBで必要である。これは特に短期チャネル相互性(short−term channel reciprocity)が実行不可能な周波数分割デュプレクシング(frequency division duplexing、FDD)シナリオに対する場合である。しかし、合理的に低いフィードバックオーバーヘッドで高い正確度を達成するCSI報告メカニズムを設計することは、より多くのアンテナ要素が利用されるため、挑戦課題である。これは特にその各々がAoD(angle of departure)値及び関連角度拡散を特徴とする1つ又は複数のAoDクラスターによって特徴づけられるDL AoDプロファイルを含む長期チャネル統計の変化に適応できる能力と関連がある。短期チャネル係数とは異なって、特定の環境では、FDDの場合にもeNBでDL長期チャネル統計を測定できる。UL−DLデュプレックス距離が過度に大きくない場合、UL−DL長期相互性が維持され、eNBがアップリンク信号からDL AoDプロファイルを測定することを可能にする。いかなる理由でも、このような測定方式が実行不可能な場合、DL AoDプロファイルの表示を含む低レートCSI報告が代案のベニュー(venue)である。
図12は、表1に与えられた8−ポートランク−1コードブックの等価デュアルステージ表現1200の例示的な構成を示す図である。与えられたi1及びi2の値に対する、最終プリコーダWは2つのマトリックスW1とW2のプロダクトである。第1マトリックスW1は、2つの偏波の各々に対するNb長さ−4 DFTベクターのグループを表す。ランク−1プリコーディングの場合、第2マトリックス(例えば、ランク−1の場合におけるベクター)W2は、偏波グループごとに対してNb個のビームのうち1つを選択し、2つの偏波の間のコフェージング(co−phasing)を行う。この場合、Nbは4に固定される。
図13は、Rel.12 LTE仕様のコードブックから4つのプリコーディングベクターによって生成された8つのアンテナポートのうち最初の4つのアンテナポート(例えば、1つの偏光グループ)のアレイ応答プロファイル1300の例示的な大きさを示す図である。例示的目的のために、これらの4つのベクターは表1に表されたようにi1=14及び1によって指定され、その各々がi2=0、4、8及び12を有する。i2=k,k+4,k+8及びk+12(例えば、k=1、2又は3)の場合、大きさで測定された同じアレイ応答が得られる。明白なように、長期チャネル統計のインジケータであるi1の与えられた値は、UE116が1つのビームを選択してi2の値によって表示されたコフェージングを適用する固定された20度のAoD拡散にわたる4つのビームのグループを表す。i1の値が変わることによって、互いに異なるAoD値の範囲がカバーされるが、この拡散は同様に維持される。同じ設計原理が表2、3及び4で用いられる。したがって、Rel.12 LTEコードブックは、AoD拡散の変化に適応する能力が無いことが明白である。このような能力はDL性能側面だけでなくULフィードバック効率性の側面からもRel.12 LTEを凌駕する多くの数のアンテナポートを用いるFD−MIMOでより重要になっている。
FD−MIMOの場合、eNBがUEに送信するために高速(例えば、短期)プリコーディングを行ってCSI報告を導出するために、UEによって仮定されたプリコーディングマトリックス(例えば、プリコーダ)は次のように表される。
eNB103で送信アンテナの総個数をNTX、空間マルチプレキシングのための送信ランク又はレイヤ数をNLと仮定すれば、プリコーディングマトリックスPの大きさはNTX×NLである。図11に示すNr個の行とNc個の列を有する二重偏極アレイの場合、送信アンテナの数はNTX=2NrNcである。ここで、P1は長期成分と関連づけられたものである。したがって、これは前述したAoDプロファイル及びAoD拡散のような長期チャネル統計と関連する。代案的には、P2は第1成分P1に対する選択、コフェージング又は任意の線形動作を行う短期成分と関連づけられたものである。したがって、プリコーダP2はP1の列ベクターと関連づけられた一連の基礎関数又はベクターの線形組み合わせのような長期成分の線形変換を行う。P1の列の数又はP2の行の数はNBで表示される一連の基礎関数の大きさに対応する。図12での説明と関連して、基礎関数の数NBは2Nbと同一である。
CSIフィードバックの観点から、UE116は全てのサブ−帯域(例えば、広帯域プリコーディング)に対して同じ長期プリコーダ成分P1を仮定する。一方、短期成分P2は、広帯域プリコーディング報告に対する代案として各々のサブ−帯域(例えば、サブ−帯域プリコーディング)に対して算出される。UEはP1に対応するPMIとP2に対応する他のPMIを報告する。プリコーダの長期広帯域成分はより緩く変化する傾向があるため、P1に対応するPMIはP2に対応するPMIに比べてより低い又は同様に報告される。
表1、2、3及び4のRel.12 LTEコードブック(及びREF3の他のランクに対するコードブック)は同じ方式で表される。このようなコードブックの各々は1次元(1D)プリコーディングのために設計されている。しかし、2次元アレイを用いるFD−MIMOの場合は、2次元(2D)プリコーディングが利用され、ここで、Pは2つのプリコーダ(その各々は2つの次元のうち1つの次元に対するものである)のクロネッカー積として作成される。図11の実施形態1110でのポートインデクシング方式によれば、このプロダクトプリコーダは次のように表される。
H及びVは各々水平次元及び垂直次元を表す。第1の表現は全体プリコーダPがクロネッカー積によって水平及び垂直成分で構成されることを表す。第2の表現は各々の長期及び短期プリコーダがクロネッカー積によって水平プリコーダと垂直プリコーダで構成されることを示す。したがって、本発明は、前記表現によって2つの1Dプリコーディングコードブックから2Dプリコーディングコードブックを構成する。2Dコードブック内の各コードワードは式(10)によって構成される。例えば、図11の実施形態1110に示す4×4デュアル−偏波アレイ(例えば、Nr=4、Nc=4、NTX=32)を用いるFD−MIMOのためのプリコーディングコードブックは、垂直次元のための4−ポートシングル−偏波コードブック及び水平次元のための8−ポートデュアル−偏波コードブックからのクロネッカー積によって構成される。
図11の実施形態1100でのポートインデクシング方式による場合、式(10)の表現は次のように再作成される。
式(10)と比較すと、式(12)は単にその表現においてHとVを交換したものである。このようなポートインデクシング方式を仮定するコードブック構成は実施形態1110でのポートインデクシング方式を仮定したものに対する明白な拡張である。代案的には、クロネッカー構造が第1プリコーディングステージにのみ適用されるが、一方で、第2プリコーディングステージは第1ステージプリコーディングマトリックスに対する線形変換を行う。この場合、プロダクトプリコーダは次のように表される:
図12での説明と同様に、基礎関数の数NBは2Nb,VNb,Hと同じである。
様々な実施形態で、信頼性のあるCSI報告がeNB103で達成されることができない。例えば、UE116が高い移動性速度で移動したり又は効率的なセル間干渉調整がないため、セル間干渉がバースト(bursty)される場合は、UE116からのCSIフィードバックはeNB103でこれ以上用いられなくなる。このような状況で、高速UEフィードバック及び高分解能ビームフォーミング/プリコーディングに依存する完全閉ループソリューションは大きなシステム性能損失を招くようになる。このような損失は大型アンテナアレイ(例えば、FD−MIMOでの2Dアレイ)が用いられる場合に増幅される。短期プリコーディングは、このようなシナリオ下で性能損失を引き起こす傾向があるが、関連PMIのうち1つがUE116からeNB103へより低いレートで報告されると定義される長期プリコーディングはより大きな安全性及び予測可能性を許容する。これは長期プリコーディングと関連づけられたPMIフィードバックが長期DLチャネル統計に相関されるプリコーディングサブスペース情報を伝達する時、維持される。ここで、プリコーディングサブスペースはプリコーディングベクターの選択に対して可能なプリコーディングベクターのグループ又は範囲を示す。
図14は、本発明による典型的なFD−MIMO動作シナリオ1400に対する例示的な図面を示したものであって、ここで、eNB103とUE116の間の長期DLチャネル多重−経路プロファイルはDL AoD拡散1405の範囲内に含まれる。このような長期統計の信頼性のある推定がeNB103でアクセス可能な場合、eNB103はチャネルエネルギーが相当なDL AoDの範囲1405内でのUE116への送信を含む。すなわち、単一プリコーディングベクターと関連づけられた特定ビームに従ってデータを送信することでなく、eNB103は複数のビームを介して送信する。CSIフィードバック損傷が激しい場合、この処理方式は短期CSIフィードバックを要求するより堅固であることが期待される。したがって、より遅い又は長期PMIフィードバックに主に依存する減少されたフィードバックMIMO方法(特にFD−MIMO、これに制限されず)を設計する必要がある。例えば、減少されたフィードバック動作を可能にするコードブックを設計する必要があって、また、その減少されたフィードバック方法と関連づけられたチャネル品質インジケータ(channel quality indicator、CQI)、ランクインジケータ(rank indicator、RI)、プリコーディングマトリックスインジケータ(precoding matrix indicator、PMI)、及びこれらの組み合わせを含むCSI報告手順及びタイプを定義する必要がある。
式(13)、(14)及び(15)で与えられた表現によって、これらの解釈と共に、本発明は、Ncデュアル−偏波要素(例えば、水平次元を示す2Ncアンテナ要素)を有する1Dデュアル−偏波アレイに対する送信方式と、シングル−偏波要素(例えば、垂直次元を示すNrアンテナ要素)を有する1Dシングル−偏波コードブックに対する送信方式の間のクロネッカー積から、Nr行及びNcを有する2Dデュアル−偏波長方形アンテナアレイに対する、DL及びULシグナリング方法を伴うDL送信方法を構成する。したがって、様々な大きさの2Dアンテナアレイを収容できる送信方式が、多様なNr及びNcの値を収容できる1D送信方式(例えば、シングル−偏波アンテナアレイ用及びデュアル−偏波アンテナアレイ用のもの)から導出される。
本発明では、水平するものがデュアル−偏波アンテナアレイと関連づけられ、垂直するものがシングル−偏波アンテナアレイと関連づけられるが、このような関連性は例示的なものである。一実施形態では、水平するものがシングル−偏波アレイと関連づけられ、垂直するものがデュアル−偏波アレイと関連づけられるのも同一に適用可能である。
前述した考察に基づいて、本発明の実施形態は、Ncデュアル−偏波要素(例えば、2Ncアンテナ)を有する1Dデュアル−偏波アレイ、及びNrシングル−偏波要素(例えば、Nrアンテナ)を有する1Dシングル−偏波アレイに対する送信方法を説明する。この方法では、Nc列及びNr行を有する2Dデュアル−偏波アンテナアレイに対する送信方法のホストが、式(13)、(14)、及び(15)に与えられた表現によって構成される。
図15は、開ループ送信モジュール1510を含む例示的な送信方法1500を示す図である。このフローチャートが一連の順次的なステップを示しているが、明示的に言及しない限り、遂行の特定順序に対するシーケンスからいかなる推論も導出されてはならず、ステップ又はその一部の遂行は同時又はオーバーラップ方式ではなく順次的であってもよく、又はこのステップの遂行は中間又は媒介ステップの発生なく独占的に図示されることができる。図示された例で示すプロセスは、例えば、eNB又はUE内の送信機チェーンによって具現される。
フロント−エンド側では、動的プリコーディングモジュールP1,V1520がNTX,V並列信号ストリームらにNb,V並列信号ストリームらをプリコーディングするために用いられ、ここで、NTX,V並列ストリームらの各々は1つのTXRU(例えば、アンテナ)ポート上にマッピングされる。この場合、NTX,V≦Nrは垂直次元でのTXRUポートの数を示す。パラメータNb,Vは、データ送信が遂行されるプリコーディングベクター又はビームの数を示す。入力側では、開ループ送信モジュール1510がその入力に従って動作し、動的プリコーディングモジュール1520に対する入力の役割を行うNb,V並列ストリームらを生成する。式(13)、(14)、及び(15)で与えられた表現によって、それらの解釈と共に、開ループ送信モジュール1510は短期プリコーディングモジュールP2,Vを代替する。したがって、本発明は、開ループ動作と共に長期プリコーディングP1,Vを利用する。UE116のような特定UEへの送信のために、同じプリコーダがそれに割り当てられた全てのRBら(例えば、広帯域プリコーダ)にわたって適用される。図11に示すように、開ループ送信モジュールの形状は、空間マルチプレキシングのための送信階層の数又は送信ランクv及びそれの並列出力ストリームらの数Nb,Vによって決定される。一方、動的プリコーディングモジュールの形状は、それの並列入力ストリームらの数Nb,V及びTXRU(アンテナ)ポートの数によって決定される。
周波数−スイッチングビームダイバーシティ又はプリコーダサイクリング、空間−周波数ブロックコーディング、及び巡回遅延ダイバーシティのような開ループ送信モジュールに対する多様な可能性が存在する。次の実施形態では、ランクv=1及びv=2に対する周波数−スイッチングビームダイバーシティを用いる開ループ送信方法に対して説明する。特定の実施形態で、この設計はより高い送信ランクに対するものに拡張される。これらの実施形態は、Nb,V=1、2及び4のような任意の値のNb,Vに適用される。Nb,V=1である特殊な場合はダイバーシティ次数が1であることに対応する(例えば、ダイバーシティ利得がない)。
P1,VでNb,V列ベクターによって生成される所定のNb,Vビームに対して、eNB103はサブ−キャリアら/REら、RBら、又はサブ−帯域に対する周波数全体にわたってビームスイッチング/サイクリングを行う。ここで、vV送信階層の各々に対するサイクリングが行われる。サイクリングパターンは所定のシーケンス又はパターンに基づく。このサイクリングがサブ−キャリア又はREにわたって行われる場合、対応する開ループ送信方式は、送信階層λ(λ∈{0,1,…,max(v)−1})とREインデックスiの関数であるプリコーディングマトリックスCV(λ,i)として表される。したがって、PV(λ,i)=P1,VCV(λ,i)は、階層λ(λ∈{1,2,…,max(Vv)})及びREインデックスiと関連づけられた複合プリコーダ(例えば、1と類似)である。
次のようなサイクリングパターン実施形態及びこれと関連づけられたCλ,iマトリックスが用いられる。このパターンは与えられた階層λに対して定義される。インデックスパラメータIλ,iは、送信階層λ及び0から始まってNb,V−1で終わるREインデックスiに対するプリコーディングベクターインデックスである。
(例えば、長さ−Nb,V列ベクター、これの(Iλ,i−1)−番目要素だけがノンゼロである)、ここで、Δλは互いに異なる送信階層にわたってプリコーダオーバーラップを防止する階層−固有のインデックスシフトを表す。事実上、このパターンはREインデックスiが増加するとともにNb,V個の互いに異なるプリコーダにわたってサイクリングを行う。
特定の実施形態では、同じ表現CV(λ,i)を有するIλ,iが下記式に与えられる。ここで、サイクリングは全てのREでなくVV REの単位で行われる。
また、プリコーダサイクリングはその各々が複数のREを構成する1つのRBの一部にわたって行われるか又はRB全体にわたって行われる。他の目的のためのものとして予備されないアンテナポート上のリソース要素(例えば、RE)位置(k,l)にマッピングされるREインデックスiは、1サブフレームの第1スロットから始まって、割り当てられた物理リソースブロックを介した周波数サブ−キャリアに対応する最初のインデックスk及びOFDMシンボルに対応するその後のインデックスlの昇順である。
MU−MIMOをサポートするために、一連のサイクリングパターン{Iλ,i,λ=0,1,…,max(v)−1}がUE固有のものになる。特定の実施形態では、UE−固有のインデックスシフトパラメータ{Δλ,λ=0,1,…,max(v)−1}が暗示的又は明示的にUE116に割り当てられる。例えば、暗示的割り当てはシフトパラメータをUE−ID(例えば、PDSCHに対するUE RNTI)とリンクさせるものである。他の例では、サービングeNB103からUE116への明示的シグナリングが行われ、上位−階層(RRC)シグナリングを介して又はDL割り当て(例えば、ダウンリンク制御情報(DCI)の一部)を介して明示的な割り当て事項を割り当てる。
図16は、開ループ送信モジュール1610及び動的プリコーディングモジュール1620を含む送信方法1600のブロック図を示す図である。このフローチャートが一連の順次的ステップを図示しているが、明示的に言及しない限り、遂行の特定順序に対するシーケンスからいかなる推論も導出されてはならず、ステップ又はその一部の遂行は同時又はオーバーラップ方式ではなく順次的であってもよく、又はこのステップの遂行は中間又は媒介ステップの発生なく独占的に図示されてもよい。図示する例で示すプロセスは、例えば、eNB又はUE内の送信機チェーンによって具現される。
フロント−エンド側では、動的プリコーディング1620モジュールP1,Hが2Nb,H並列信号ストリーム(例えば、V1,Hに対する入力として偏波グループごとに対するNb,H並列信号ストリームら)をNTX,H並列信号ストリームらにプリコーディングするために用いられ、ここで、NTX,H並列信号ストリームらの各々は1つのTXRU(例えば、アンテナ)ポートにマッピングされる。この場合、NTX,H≦Nrは、水平次元のTXRUポートの数を示す。パラメータNb,Hは、データ送信が行われた偏差グループごとに対するプリコーディングベクター又はビームの数を示す。入力側では、開ループ送信モジュール1610がその入力に応じて動作し、動的プリコーディングモジュール1620に対する入力の役割を行う2Nb,H並列ストリームを生成する。式(13)、(14)、及び(15)に与えられた表現によって、それらの解釈と共に、開ループ送信モジュール1610は短期プリコーディングモジュールP2,Hを代替する。したがって、本発明の実施形態は、開ループ送信動作と共に長期プリコーディングP1,Hを用いる。UE116のような特定UEへの送信のために、同じプリコーダがそれに割り当てられた全てのRBにわたって適用される(例えば、帯域幅プリコーダ)。
図16に示すように、開ループ送信モジュールの形状は、空間マルチプレキシングのための送信階層の数又は送信ランクv及びそれの並列出力ストリームの数Nb,Vによって決定される。特定の実施形態で、開ループ送信モジュールの形状は空間マルチプレキシングのための送信階層の数によって決定される。一方、動的プリコーディングモジュールの形状はその並列入力ストリームらの数Nb,V及びTXRU(例えば、アンテナ)ポートの数によって決定される。
特定の実施形態で、開ループ送信モジュール1610は、ランクv=1及びv=2に対する周波数−スイッチングビームダイバーシティを用いる。特定の実施形態で、周波数−スイッチングビームダイバーシティを用いる開ループ送信モジュール1610はより高い送信ランクに対するものに拡張される。特定の実施形態で、開ループ送信モジュール1610は、プリコーダサイクリング、空間−周波数ブロックコーディング、及び/又は巡回遅延ダイバーシティを用いる。このような例示的な実施形態はNb,H=1、2、及び4のような任意の値のNb,Hに適用される。垂直次元とは異なって、Nb,H=1はデュアル−偏波によって水平に適用可能である。すなわち、Nb,H=1はダイバーシティ次数2を許容する。
P1,Hでの2Nb,H列ベクターによって生成される所定の2Nb,Hビームに対して、eNB103は(例えば、サブ−キャリアら/REら、RBら、又はサブ−帯域全体にわたって)ビームスイッチング/サイクリングを行う。この例で、サイクリングはvH送信階層の各々に対して行われる。サイクリングパターンは所定のシーケンス又はパターンと関連づけられる。このサイクリングがサブ−キャリア又はREにわたって行われる場合、対応する開ループ送信方式は、送信階層λ(λ∈{0,1,…,max(v)−1})とREインデックスiの関数であるプリコーディングマトリックスCH(λ,i)で表される。したがって、PH(λ,i)=P1,HCH(λ,i)は、階層λ(λ∈{1,2,…,max(vH)})及びREインデックスiと関連づけられた複合プリコーダ(例えば、(1)に類似している)である。
特定の実施形態では、サイクリングパターン及びこれと関連づけられたCH(λ,i)マトリックスが用いられる。サイクリングパターンは与えられた階層λに対して定義される。インデックスパラメータIλ,iは送信階層λ及び0から始まって、2Nb,H−1で終わるREインデックスiに対するプリコーディングベクターインデックスである。
(長さ−2Nb,H列ベクター、これの(Iλ,i−1)−番目要素のみがノンゼロである)、ここで、Δλは互いに異なる送信階層にわたってプリコーダオーバーラップを防止する階層−固有のインデックスシフトを表す。事実上、このパターンはREインデックスiが増加するとともに、2Nb,H個のプリコーダにわたってサイクリングを行う。
特定の実施形態では、同じ表現CH(λ,i)を有するIλ,iが下記式に与えられる。サイクリングは全てのREではなくvH REの単位で行われる。
プリコーダサイクリングはその各々が複数のREを構成する1つのRBの一部にわたって行われるか、又はRB全体にわたって行われる。他の目的のためのものとして予備されないアンテナポート上のリソース要素(RE)位置(k,l)にマッピングされるREインデックスiは、1つのサブフレームの第1スロットから始まって、割り当てられた物理リソースブロックを介した周波数サブ−キャリアに対応する最初のインデックスk及びOFDMシンボルに対応するその後のインデックスlの昇順である。
MU−MIMOをサポートするために、一連のサイクリングパターン{Iλ,i,λ=0,1,…,max(v)−1}がUE固有のものになる。特定の実施形態では、UE−固有のインデックスシフトパラメータ{Δλ、λ=0,1,…,max(v)−1}が割り当てられる。これらのシフトパラメータは暗示的又は明示的にUE116に割り当てられる。一例では、暗示的割り当てを用いて、シフトパラメータをUE−ID(例えば、PDSCHのためのUE RNTI)とリンクさせる。他の例では、明示的割り当てを用いることによって上位−階層(RRC)シグナリングを介して又はDL割り当て(例えば、DCIフィールドの一部)によってサービングeNB103からUE116への明示的シグナリングを行う。
図17Aは、図11で説明された2Dアンテナアレイに対する前記水平及び垂直方式を用いる2Dアンテナアレイ1700の例示的なブロック図を示す図である。図17Aに示す2Dアンテナアレイ1700の実施形態は、単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。
変調されたデータシンボル1705のストリームがマッピング規則1710に従ってマルチプレキシングされることによってv=vVvH並列ストリーム1715を生成する。vは垂直ランクと水平ランクのプロダクトである空間マルチプレキシングのための全体送信ランク又は送信階層の数を示す。垂直モジュールと水平モジュールのクロネッカー積で構成された開ループ送信モジュール1720は、その入力でこれらのv階層を収容し、NB=Nb,V(2*Nb,H)並列ストリームら1725を出力し、ここで、NB>vは送信ダイバーシティ利得を得るために必要である。NB並列ストリームらは、上述のように、垂直モジュールと水平モジュールのクロネッカー積で構成された動的プリコーディング変調1730によってさらに処理される。その出力はNTX=NTX,VNTX,H並列ストリームら1735であり、その各々はTXRUに対する入力の役割を行う。この実施形態は、送信ランクに加えて、ビームの数Nb,H及びNb,Vが各UEに対して設定され(例えば、UE−固有)、サービングeNB103で適応される。
図17Bは、図11で説明された2Dアンテナアレイに対する前記水平及び垂直方式を用いる2Dアンテナアレイ1750の例示的なブロック図を示す図である。図17Bに示す2Dアンテナアレイ1750の実施形態は、単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。変調されたデータシンボルら1755のストリームがマッピング規則1760に従ってマルチプレキシングされ、v=vVvH並列ストリームら1765を生成する。vは垂直ランクと水平ランクのプロダクトである空間マルチプレキシングのための全体送信ランク又は送信階層の数を示す。垂直次元及び水平次元の両方で共同で動作する(式(16)を参照)開ループ送信モジュール1770は、その入力としてこれらのv階層を収容し、 NB=Nb,V(2*Nb,H)並列ストリームら1775を出力し、ここで、Nb>vであることが送信ダイバーシティ利得を得るために必要である。したがって、開ループ送信モジュール1770がNB並列ストリームにわたって動作する。これらのNB並列ストリームらは、上述のように、垂直モジュールと水平モジュールのクロネッカー積で構成される動的プリコーディング変調1780によってさらに処理される。その出力はNTX=NTX,vNTX,H並列ストリームら1785であって、その各々はTXRUに対する入力の役割を行う。この実施形態で、送信ランクに加え て、ビームの数Nb,H及びNb,Vが各UEに対して設定され(例えば、UE−固有)、サービングeNB103で適応される。
図18A、18B、及び18Cは、2Dアンテナアレイ1800、1801及び1802の例示的なブロック図を図示したものであって、ここで、Nb,V=1である長期垂直プリコーディングが常に採用される。図18A乃至図18Cに示すアンテナアレイは単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。
特定の実施形態では、垂直開ループ送信モジュールは不要である。結果として、垂直送信ランクvVは1に設定される。いくつかのUEの場合、チャネル変化は1つの次元での準−開ループ(open−loop、OL)送信及び他の次元での閉ループ(closed−loop、CL)送信で構成される。例えば、チャネル変化は水平次元での準−OL送信及び/又は垂直次元でのCL送信で構成される。特定の実施形態で、チャネル変化は準−OL及びCLが垂直及び水平次元にある他の場合に適用される。
図18Aに示す例では、変調されたデータシンボル1805のストリームがマッピング規則1810に従ってマルチプレキシングされてv=vH並列ストリームら1815を生成する。vは垂直ランクと水平ランクのプロダクトである空間マルチプレキシングのための全体送信ランク又は送信階層の数を示す。開ループ送信モジュール1820は、その入力としてこれらのv階層を収容し、NB=2Nb,H並列ストリームら1825を出力し、ここで、Nb>vであることが送信ダイバーシティ利得を得るために必要である。これらのNB並列ストリームらは、上述のように、垂直モジュールと水平モジュールのクロネッカー積で構成される動的プリコーディング変調1830によってさらに処理される。その出力はNTX=NTX,VNTX,H並列ストリームら1835であって、これらの各々はTXRUに対する入力の役割を行う。この実施形態では、送信ランクに加えて、ビームの数Nb,H及びNb,Vが各UEに対して説明され(例えば、UE−固有)、サービングeNB103で適応される。
特定の実施形態で、いくつかのUEの場合、チャネル変化は1つの次元での準−OL送信及び他の次元でのCL送信で構成される。例えば、チャネル変化は水平次元での準−OL送信及び垂直次元でのCL送信で構成される。特定の実施形態で、チャネル変化は準−OL及びCLが垂直及び水平次元にある他の場合に適用される。
特定の実施形態では、図18Bに示すように、UE116はCL送信でのシングルステージ短期/SB垂直プリコーディングで構成される。この実施形態で、図17Aに示す開ループ送信モジュールCV1720は、短期/SB垂直プリコーダPV1840に代替され、長期垂直プリコーダはない。
特定の実施形態では、図18Cに示すように、UE116はCL送信でのデュアルステージ垂直プリコーディングで構成される。この場合、図17Aに示す開ループ送信モジュールCV1720は短期/SB垂直プリコーダP2,V1850に代替され、長期垂直プリコーダP1,Vが存在する。
特定の実施形態で、データ送信はREら又は周波数サブ−キャリアらにわたるプリコーダサイクリングを伴う。従って、一方法は、開ループ送信モジュールを使用せず動的プリコーディングモジュールを使用して伴われたUE−固有の復調RSらを処理する。図17Aに示すように、UE−固有の復調RSらは開ループ送信モジュール1720と動的プリコーディング変調1730の間に挿入され、データストリーム1735とマルチプレキシングされる。同様に、UE−固有の復調RSらはユニット1820とユニット1830の間で挿入され、図18A、図18B、図18Cのデータストリーム1835、1845、1855とマルチプレキシングされる。したがって、NB=2Nb,VNb,HUE−固有の復調RSポートらのセットが図17Aの特定の実施形態及び図18のNB=2Nb,Hのために必要である。
特定の実施形態で、非プリコーディングされたCSI−RSは、図17Aのデータストリームら1735、又は図18Aのデータストリームら1835、図18Bの1845、図18Cの1855とマルチプレキシングされる。これらの実施形態では、NTX=NTX,V NTX,HCSI−RSポートのセットが関連づけられたUE116に割り当てられる。
特定の実施形態で、非プリコーディングされたCSI−1RSと同様に、ビームフォーミングされるか、又はプリコーディングされたCSI−RSは、それぞれ図17Aのデータストリーム1735、又は図18A、図18B、及び図18Cのデータストリーム1835,1845,1855とマルチプレキシングされる。これらの実施形態では、NTX=NTX,V NTX,HCSI−RSポートのセットが関連づけられたUE116に割り当てられる。
特定の実施形態で、ビームフォーミングされるか、又はプリコーディングされたCSI−RSは、それぞれ図17Aの変調RS及びデータストリームら1735、又は図18A、図18B、及び図18Cの変調RS及びデータストリームら1835,1845,1855とマルチプレキシングされる。これらの実施形態では、NB=2Nb,VNb,HCSI−RSポートのセットが図17Aの実施形態及び図18AのNB=2Nb,Hのために必要である。
UE116からサービングeNB103へのCSI報告を容易にするために、1つのインデックスを推薦されたプリコーディングマトリックスと関連させる少なくとも1つのプリコーディングコードブックがサポートされる。本発明で、P1,H及び/又はP1,Vと関連づけられたプリコーディングコードブックのセットが用いられる。P1,Hの場合、コードブックの各々は偏波グループごとに対する並列入力ストリームらの数Nb,Hによって特徴づけられ、これは水平次元で偏波グループごとに対するビームの数及びTXRU(例えば、アンテナ)ポートの数NTX,Hを示す。P1,Vの場合、コードブックの各々は並列入力ストリームらの数Nb,Vによって特徴づけられ、これは垂直次元でのビームの数及びTXRU(例えば、アンテナ)ポートの数NTX,Vを示す。
1Dデュアル−偏波アレイと関連づけられた水平次元の場合、P1,Hのためのいくつかの例示的なコードブック設計が次のように与えられる。まず、与えられたNc値に対するP1,Hのための設計は次のように表される(図12に類似している):
ここで、
は、2つの偏波グループの各々に対するNb,Hビームのセット(例えば、プリコーディングベクター)を含むNc×Nb,Hマトリックスである。プリコーダベクター/マトリックスインデックスi1,Hに依存するインデックスのセット
を用いてビーム/プリコーディングベクターをパラメータ化する。DL AoDプロファイルのようなDL長期チャネル統計の変化を収容するために、本発明は、複数のコードブックを、複数のNb,H値と関連づけられた(4)で与えられた構造と結合する設計を含む。
2つの偏波グループにわたってNb,Hビームの各々に対してコフェージングが行われる。その結果、P1,Hの第2ブロック対角成分でのNb,Hスカラー積になる。この実施形態の一例は次のように表される:
パラメータ
は、例えば、位相量子化の分解能を決定し、例えば、
になる。このようなコフェージング動作は、コードブック設計及びそれによるPMI(例えば、別途のPMI又は既存のPMIの一部)に統合される。この例で、PMI仮設の総数は追加的な
PMIビットのために必要とする
のファクターだけ増加する。例えば、
の場合、追加的なPMIビットの数は2Nb,Hになる。同様に、
の場合、UE116はNb,Hビームの各々に対して予め定義された共同−位相値に設定される。例えば、予め定義された共同−位相値は1に設定される。この例では、追加的なPMIフィードバックビットが不要である。
特定の実施形態では、
が8つ(8)のアンテナポートに対応するNc=4及びランク−1送信に対する設計を処理する。プリコーディングフィードバックに対するRel.12 LTE8−ポートコードブックでは、1つの値Nb,H=4のみを除いて、(4)に類似している構造が用いられ、ここで、
であって、vmは8倍オーバーサンプリングを用いる長さ−4離散フーリエ変換(DFT)ベクターである。特定の実施形態で、本発明は、(4)で表された構造を維持しながら他のNb,H値と関連づけられた設計に特定コードブックを拡張する。例示的な設計は次のとおりである:
特定の実施形態で、8つのアンテナポートに対応するNc=4でのランク−1送信は、vmのために4倍オーバーサンプリングを有する長さ−4DFTベクターを用いる。このような設計は、各々の
プリコーダが、少なくともNb,H=2,4に対する以前の設計に比べて2倍のAoD拡散をカバーすることを可能にする。
特定の実施形態で、8つのアンテナポートに対応するNc=4の場合、ランク−1送信はvmのために4倍及び8倍オーバーサンプリングの混合を有する長さ−4DFTベクターを用いる。このような設計は、各々の
プリコーダが、互いに異なるNb,H値に対して互いに異なる分解能を用いることを可能にする。
特定の実施形態で、8つのアンテナポートに対応するNc=4の場合、ランク−1送信はvmのために4倍及び8倍オーバーサンプリングの混合を有する長さ−4DFTベクターを用いる。このような設計は、各々の
プリコーダが、互いに異なるNb,H値に対して互いに異なる分解能を用いることを可能にする。また、そのうち1つの値は1つより多いオーバーサンプリングファクターと関連づけられることができる(その結果、2つの互いに異なるAoD拡散カバレッジになる)。このような混合設計の一例は次のとおりである:
8つのアンテナポートに対応するNc=4に対する他の例示的設計で、ランク−1送信はvmのために8倍オーバーサンプリングを有する長さ−4DFTベクターを用いる。このような設計は、各々のプリコーダが均一に離隔されたNb,Hビームを有すると仮定する。このような設計は、広い又は狭いチャネルAoD拡散及び多重チャネルクラスターのすべてに対するカバレッジを可能にする。このようなコードブックの一例は次のとおりである:
この設計では、所定ビームの間の間隔において、2つのビームの重複が2つの連続的なビームの候補セットの間に存在するという点に留意する。特定の実施形態で、コードブックは次のとおりである:
所定ビーム間の間隔に対するこの設計で、2つの連続的なビームの候補セットの間ではいかなるビームの重複も発生しないという点に留意する。また、このコードブックは以前のコードブック(2つのビームの重複)のサブセットである点に留意する。したがって、1−ビット表示は重複の有無にかかわらずビーム選択を示すために用いられることができる。
特定の実施形態で、Σ4コードブックは直交コードブック(orthogonalcodebook)である。直交Σ4コードブックの一例は次のとおりである:
特定の実施形態では、Nc=4に対する前記4つの例示的な設計が本発明の範囲から逸脱することなく多様な方式で修正される。例えば、{1,2,3,4}又は{1,2,4,6}又は{1,2,4,8}又は{2,4}又は{1,4}のような互いに異なるNb,H値のセットが用いられる。他の例では、サブ−コードブックのうち少なくとも1つに対して少なくとも1つの互いに異なるDFTオーバーサンプリングファクターが用いられる。他の例では、16ではないセットサイズが用いられる。
前記例示的な実施形態の各々において、全てのサブ−コードブックに対して共通の基本DFTプリコーディング構造が用いられる。したがって、各々のサブ−コードブックはより大きい又はマスターコードブックのサブセット選択として表現され、ここで、サブセット選択は1つのインジケータと関連づけられる。このインジケータはUEフィードバック又はeNB設定としてシグナリングされる。これはいくつかのオーバーサンプリングファクターの混合で構成されるコードブックにも適用される。例えば、第3実施形態で、
は、
と同じである。
特定の実施形態で、
は、4つのアンテナポートに対応するNc=2及びランク−1送信に対する設計を処理する。
プリコーディングフィードバックのためのRel.12 LTE4−ポートコードブックでは、1つの値Nb,H=4のみを除いては式(7)に類似している構造が用いられ、ここで、
である。ここで、vmは16倍オーバーサンプリングを有する長さ−2離散フーリエ変換(DFT)ベクターであり、各々の
は、互いに異なる位相オフセットで全体元をカバーする(2π位相カバレッジ)。特定の実施形態において、本発明は、式(7)に表された構造を維持しながら特定コードブックを、他のNb,H値と関連づけられた設計で代替する。例示的な設計は次のとおりである:
4つのアンテナポートに対応するNc=2に対する特定の実施形態で、ランク−1送信はvmのための8−倍オーバーサンプリングを有する長さ−2DFTベクターを用いる。このような設計は、各々のプリコーダが、少なくともNb,H=2,4に対する以前の設計に比べて2倍の AoD拡散をカバーすることを可能にする。
4つのアンテナポートに対応するNc=2に対する特定の実施形態で、ランク−1送信はvmのための6−倍及び16−倍オーバーサンプリングの混合を有する長さ−2DFTベクターを用いる。このような設計は、各々の
プリコーダが、互いに異なるNb,H値に対して互いに異なる分解能を用いることを可能にする。このような混合設計の一例は次のとおりである:
Nc=2(例えば、4つのアンテナポート)に対する特定の実施形態で、ランク−1送信はvmのための8−倍及び16−倍オーバーサンプリングの混合を有する長さ−2DFTベクターを用いる。このような設計は、各々の
プリコーダが、互いに異なるNb,H値に対して互いに異なる分解能を用いることを可能にする。また、1つより多い値が1つより多いオーバーサンプリングファクターと関連づけられ、その結果、2つの互いに異なるAoD拡散カバレッジとなる。このような混合設計の一例は次のとおりである:
Nc=2に対する前記4つの例示的な設計は本発明の思想から逸脱することなく多様な方式で修正される。例えば、{1,2,3,4}又は{1,2,4,6}又は{1,2,4,8}又は{2,4}又は{1,4}のような互いに異なるNb,H値のセットが用いられる。他の例では、サブ−コードブックのうち少なくとも1つに対して少なくとも1つの互いに異なるDFTオーバーサンプリングファクターが用いられる。他の例では、16でないセットサイズが用いられる。
前記例示的な実施形態の各々において、全てのサブ−コードブックに対して共通の基本DFTプリコーディング構造が用いられる。したがって、各々のサブ−コードブックはより大きい又はマスターコードブックのサブセット選択として表現され、ここで、サブセット選択は1つのインジケータと関連づけられる。このインジケータはUEフィードバック又はeNB設定としてシグナリングされる。これはいくつかのオーバーサンプリングファクターの混合で構成されるコードブックにも適用される。例えば、第3実施形態で、
は
と同じである。
1Dシングル−偏波アレイと関連づけられた垂直次元の場合、いくつかの例示的なP1,Vコードブック設計は次のように与えられる。まず、所定のNr値に対するP1,Vの設計は次のように表される:
ここで、
はNb,Vビームのセット(例えば、プリコーディングベクター)を含むNr×Nb,Vマトリックスである。プリコーダベクター/マトリックスインデックスi1,Vに依存するインデックスのセット
を用いてビーム/プリコーディングベクターをパラメータ化する。整数パラメータOrは位相ドメインでのオーバーサンプリング量を示す。本発明は、複数のコードブックを、複数のNb,V値と関連づけられた式(7)に与えられた構造と結合する設計を含む。
特定の実施形態では、
が8つのアンテナポートに対応するNr=8及び4−倍オーバーサンプリングを有するランク−1送信に対する設計を処理する。
特定の実施形態では、
が8つのアンテナポートに対応するNr=8及び2−倍オーバーサンプリングを有するランク−1送信に対する設計を処理する。
特定の実施形態では、
が8つのアンテナポートに対応するNr=8及び2−倍及び4−倍オーバーサンプリングの間の混合を有するランク−1送信に対する設計を処理する。
特定の実施形態では、
がNr=4(例えば、4つのアンテナポートに対応)及び4−倍オーバーサンプリングを有するランク−1送信に対する設計を処理する。
特定の実施形態では、
がNr=4(例えば、4つのアンテナポートに対応)及び2−倍オーバーサンプリングを有するランク−1送信に対する設計を処理する。
前記例示的な設計は、本発明の範囲から逸脱することなく多様な方式で修正される。例えば、{1,2,3,4}又は{1,2,4,6}又は{1,2,4,8}又は{2,4}又は{1,4}のような互いに異なるNb,V値のセットが用いられる。他の例では、サブ−コードブックのうち少なくとも1つに対して少なくとも1つの互いに異なるDFTオーバーサンプリングファクターが用いられる。さらに他の例では、8又は16でないセットサイズが用いられる。
特定の実施形態では、垂直プリコーディングコードブックがシングルステージ構造に基づいて設計される。この特定の実施形態は、垂直チャネル特性が徐々に変化して短期プリコーディング適応性が限界性能利得を提供する場合に適している。この場合は、単に1つのインジケータiV(例えば、2つのインジケータi1,v及びi2,Vと対応される)のみが必要である。このコンパックな設計が表5に記載されている。
又は
UE116でCSIを算出するために、UE116は、まずUE116に対するP1,H及びP1,Vサブ−コードブックの選択に関するサービングeNB103から設定情報を受信する。この情報は、上位階層(RRC)シグナリング又はPDCCH/ePDCCH上のDCI(downlink control information)フィールドとしてのDL割り当てを介してダウンリンクチャネルを経由してUE116にシグナリングされる。このサブ−コードブック選択は、水平サブ−コードブックに対するNb,Hの値の設定及び垂直サブ−コードブックに対するNb,Vの設定を伴う。また、水平及び垂直サブ−コードブックの各々に対するコードブックサブセットインジケータ(例えば、CB−HIndicator及びCB−VIndicator)を伴う。サービング基地局103からそのような設定を受信すると、UE116は、設定されたサブ−コードブック選択と関連づけられた水平及び垂直サブ−コードブックを仮定する。この設定は水平次元及び垂直次元に対する開ループ送信方法の選択を決定する(例えば、UE116がこのような減少されたフィードバック送信モードに設定される場合)。開ループ送信及び動的プリコーディングに対する設定情報によって、UE116は自らの設定されたCSI−RSリソース又はリソースを測定する時にそれに従ってCSIを算出できるようになる。
完全閉ループ方法でのP2,H又はP2,Vと比べて、長期プリコーダP1,H又はP1,Vと関連づけられたPMI(例えば、i1,H又はi1,V)は、最大でも短期P2,H又はP2,Vと関連づけられたPMIと同じレートで報告される。したがって、i1,H又はi1,Vは、例えば、長期フィードバックのような低いレート(例えば、高い周期性)で報告されることが予想される。
上記説明は、P1,H及びP1,Vサブ−コードブックが水平及び垂直次元の両方に用いられると仮定する。代案的には、eNB103は、垂直次元に対してシングルステージpVプリコーディングベクターを用いる。この実施形態で、P1,Vサブ−コードブックに関する設定情報は適用可能ではない。垂直次元に対する開ループ送信も存在しない。
図19A及び図19Bは、それぞれサブ−コードブック及び単一の垂直プリコーダを用いるCSI算出の例示的な手順1900及び1901を示す図である。このフローチャートが一連の順次的ステップを図示しているが、明示的に言及しない限り、遂行の特定順序に対するシーケンスからいかなる推論も導出されてはならず、ステップ又はその一部の遂行は同時又はオーバーラップ方式ではなく順次的であってもよく、又はこのステップの遂行は中間又は媒介ステップの発生なく独占的に図示されてもよい。図示する例で示すプロセスは、例えば、UE内の送信機チェーンによって具現される。
eNB103の場合、この第1プリコーディングステージは、eNB103がビームスイッチング、階層順列、又は空間−周波数コーディングのようなダイバーシティ方式を適用する複数のビームを選択するために用いられる。特定の実施形態で、サブ−コードブックP1,Vが用いられる。特定の実施形態で、単一垂直プリコーダpVが用いられる。特定の実施形態で、UE116は、eNB103からシグナリング1905を受信してデコーディングする。このシグナリング1905は、マスターP1,Hコードブック1915から取られた水平P1,Hサブ−コードブック1910の選択インジケータを含む。同様に、前述したシグナリング1905は、マスターP1,Vコードブック1925から取られた垂直P1,Vサブ−コードブック1920の選択インジケータを含む。水平P1,Hサブ−コードブック1910及び垂直P1,Vサブ−コードブック1920に対するこれらの2つの選択は、CSI(例えば、CQI、PMI、及びRI)算出1930においてUE116によって仮定される。
特定の実施形態で、UE116は、eNB103からシグナリング1945を受信してデコーディングする。シグナリング1945は、シグナリング1905と同じであってもよく、異なってもよい。このシグナリング1945は、マスターP1,Hコードブック1955から取られた水平P1,Hサブ−コードブック1950の選択インジケータを含む。第1手順1900での水平コードブックはデュアルステージ構造を有するが、手順1901はシングルステージ構造を有する垂直コードブック1960を仮定する。垂直コードブック1960と共に水平コードブック1950及び1955に対する選択はCSI(例えば、CQI、PMI、及びRI)算出1965においてUE116によって仮定される。
特定の実施形態で、上記説明は、サービングされるUE116が少なくとも1つの非プリコーディングされたCSI−RSを測定するように設定される場合に適用可能である。特定の実施形態で、サービングされるUE116は、少なくとも1つのプリコーディングされた、又はビームフォーミングされた、CSI−RSを測定するように設定される。サービングされるUE116が少なくとも1つのプリコーディングされた、又はビームフォーミングされた、CSI−RSを測定する時は、サービングeNB103がP1,H又はP1,V(又は代案的には、pV)をサービングされるUE116に割り当てられたCSI−RSリソースに適用する場合に代案の実施形態が考案される。この実施形態で、UE116は水平及び垂直次元を含む、プリコーディングされた/ビームフォーミングされたCSI−RSポートの数以外の任意の長期プリコーディング情報を知る必要はない。例えば、UE116はサービングeNB103からNb,V及びNb,Hを受信する。代案的には、UE116はサービングeNB103からNumVCSIRSPorts及びNumHCSIRSPortsを受信し、ここで、NumVCSIRSPorts及びNumHCSIRSPortsは、それぞれ垂直及び水平次元でのプリコーディングされたCSI−RSポートの数である。これらの2つのパラメータ名はその概念を例示及び説明している。CSI−RSポートの全体個数は2つの値のプロダクトである。水平及び垂直送信ランクと共に、これらのパラメータの値は垂直及び水平開ループ送信モジュールの構成を決定する。この情報はUE116によってCSI算出に用いられる。
プリコーディング動作のより一般的な形態は、次のように記述される。UE(例えば、UE116)の各々と関連づけられた全体送信(TX)プリコーダは次のように作成される:
ここで、y及びxはプリコーディング及び非プリコーディングされた信号ベクターを示す。eNB103でのTXアンテナの全体個数がNTXで、送信ランク(例えば、複数の送信階層)がNLであると仮定すると、プリコーダマトリックスの大きさWはNTX×NLである。Nr行及びNc列を有するデュアル−偏波アレイの場合、TXアンテナの数はNTX=2NrNcである。このプリコーダはチャネル表現(例えば、H(q,f)のチャネル量子化、すなわちq−番目RXアンテナ及びf−番目サブ帯域と関連づけられたチャネル)又はプリコーダ/ビームフォーマー表現(例えば、固有ベクター(ら)に対応するベクター又はマトリックス)である。第2の場合において、プリコーダはシングルユーザ(single−user、SU)又は多重−ユーザ(multi−user、MU)送信仮設を仮定して算出される。ここで、WLは前述したAoDプロファイルと関連づけられた長期成分を示し、これは(基本関数/ベクターのサブセットの線形組み合わせのような)長期成分の線形変換と関連づけられた短期成分であるV及び基本ベクター/関数のサブセットを含む。WLの列の数(これはVの行の数でもある)は基本サブセットの大きさに対応し、これはNBで表す。WL及びVはUE−固有のプリコーダである。
特定の実施形態で、WLはセル−固有の又はグループ−固有のプリコーダとして設定される。グループ−固有のプリコーディングは1グループのUEに対して同じプリコーディングマトリックスWLを用いることを示す。この場合、eNB103と関連づけられた全てのUEは数個のグループに分割され、各グループは個別プリコーディングマトリックスWLと関連づけられることができる。
式(69)での長期プリコーダ成分WLの場合、広帯域プリコーディング(例えば、全てのサブ帯域に対する同じプリコーダ)に十分である。一方、短期成分Vはサブ帯域プリコーディングからの利点を提供する。しかし、ミリメートル波(millimeter wave、mmWave)のようなより高い周波数帯域に対してはWLに関するサブ帯域プリコーディングが必要で、ここではより広いシステム帯域幅が用いられるという点に留意する。
2D長方形アレイの場合、クロネッカー構造がプリコーダ設計に用いられる。この場合、式(69)は2種類が同等な形式で作成される:
ここで、h及びvは水平及び垂直次元を表す。第1の形式は全体プリコーダWがクロネッカー積によって垂直及び水平成分に分解されることを表す。第2の形式は長期又は短期プリコーダがクロネッカー積によって垂直及び水平成分に分解されたことを表す。各々の次元(例えば、水平又は垂直)の場合、2、4及び8アンテナポートに対するRel.12 LTEプリコーディングコードブックが再度用いられる。ここで、PMI報告は2つのアンテナポート、4つのアンテナポート、又は8つのアンテナポートで導出される。Rel.12 LTEコードブックでの8−ポート及び4−ポートアンテナはインデックスi1と関連づけられたPMIがWL,v又はWL,hと関連づけられたデュアルステージ構造に基づいて設計された。本質的に、コードブックインデックスi1はコフェージング動作と共にインデックスi2を介して1つのベクターが選択されるプリコーディングベクター(例えば、ビーム)のサブセットを表す。
式(69)は短期プリコーディングマトリックスVがフィードバックされると仮定する展開シナリオを収容する、FD−MIMOに対する柔軟かつ包括的なフレームワークを可能にする。特定の実施形態では、WLのフィードバックがなく、CSI−RSはWLでプリコーディングされる。プリコーダVに対するUE推薦はWLに対して透明に選択される。これらの実施形態で、eNB103は少なくとも1つのUL信号からDL AoDプロファイルを推定/測定できる。また、UL−DL長期相互性が維持されるほどUL−DL二重距離が十分に小さい場合に、これらの実施形態がFDDのために用いられる。
特定の実施形態では、WLのフィードバックがなく、CSI−RSがWLでプリコーディングされないが、eNB103はWLを示す基本ベクターのセットでUE116を設定する。したがって、プリコーダVに対するUE推薦はeNB103によって設定されたWLによって条件的に選択される。これらの実施形態で、eNB103は少なくとも1つのUL信号からDL AoDプロファイルを推定/測定できる。また、UL−DL長期相互性が維持されるほどUL−DL二重距離が十分に小さい場合に、これらの実施形態がFDDのために用いられる。
特定の実施形態では、UE116がWLをフィードバックし、WLでプリコーディングされない。したがって、プリコーダVに対するUE推薦はUEによって算出/選択されるWLによって条件的に選択される。これらの実施形態はこのような長期相互性が仮定されない場合に関する。
特定の実施形態では、UE116がWLをフィードバックし、CSI−RSはCSI−RSに適用されるプリコーディングのサブセットであるWLでプリコーディングされる。これらの実施形態はこのような長期相互性が仮定されない場合に関する。
各実施形態は独立的なものであるが、以下の方式のうち1つ以上が所定のUEに対して共に用いられる。
図20は、本発明によるeNBでの上記方式と関連づけられたデータ経路処理回路2000の例示的なブロック図を示す図である。図20に示すデータ経路処理回路2000の実施形態は単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。データ経路処理回路2000は、コントローラ/プロセッサ225と同じ又は類似であってもよく、eNB103の全体動作を制御する1つ以上のプロセッサら又は他の処理装置を含むことができる。
アップリンク受信回路2005は、アップリンク受信を行う。UL−DL長期相互性がeNB103で用いられるか否かによって、アップリンク受信回路2005は図20にUE−nで示すUE116に対して次の動作を行う。アップリンク受信回路2005は、少なくとも1つのUL信号から導出されたUL AoAプロファイルからDL AoDプロファイルを測定したり、UE CSIフィードバックをデコーディングする。この2種類の方法のうち1つ又は潜在的に両方法をいずれも使用して、ベクター回路2010は固定された予め決定されたマスター−セット内でUE−nに対するベクターのサブセットを選択する。このサブセット選択は、第1プリコーダに対する入力の役割を行って長期プリコーダWLを形成し、ここで、ユニット2004の出力はWLでプリコーディングされる。第1プリコーダ2015は、NBストリームらをNTXストリームらにマッピングするデータに対して長期プリコーディングを行うが、一方で、第2プリコーダ2020は、NLデータストリームらをNBデータストリームらにマッピングすることによって、短期及び潜在的にはサブ−帯域プリコーディングを行う。ビームフォーミングアプリケーションの場合、複数のデータストリームら(例えば、階層ら)NLは一般的に1又は2である。本質的に、第2プリコーダ2020は、CSIフィードバックに基づいて高速適応プリコーディングを行い、ここで、PMIは第1プリコーダ2015で長期プリコーディングの以前にUE−nから含まれる。データが第2プリコーダ2020及び第1プリコーダ2015でプリコーディングされた後、それらをNTX使用可能なTXRUら(例えば、物理アンテナ)にマッピングする以前にマルチプレクサ2025によって他の信号とマルチプレキシングされる。
これらの実施形態は、FDDのための閉ループメカニズムを意味する適応型ビームフォーミング動作のためのものが意図される。ここで、適応型とは、サブフレームごとに所定のUE(例えば、UE116)に対するプリコーディング加重値を変更するeNB103の能力又は傾向を示す。したがって、UE116からeNB103への「高速」フィードバックを必要とする。これらの実施形態では、これが第2プリコーダ成分V(例えば、Vv及びVh)に反映される。特定の実施形態では、そのような高速プリコーダ適応性が必要なく有益でもない(例えば、高い移動性を有するUE、強いLoS(line−of−sight)成分を有するチャネル、ULフィードバックリソース制限、eNB103での正確なCSI推定の欠如)。よって、単に遅いプリコーダ適応性だけを利用する少なくとも1つの方式をサポートすることが好ましい。この方式は、開ループ方式で動作する場合、すなわちフィードバックがない場合により好ましい。
特定の実施形態では、式(7)での2−ステージUE−固有のプリコーディング方式が開ループ送信に適用される。式(7)での長期(例えば、なるべくは広帯域)成分WLは(例えば、少なくとも1つのUL信号を測定する)eNBでのいくつかの測定、いくつかのUEフィードバック又はこれらの組み合わせに基づいてeNBで決定される。UEフィードバックがWLに用いられる場合、これは長期(例えば、遅い)フィードバックである。このようなPMI(PMIら)の解釈は送信モードに依存する。Rel.12 LTEが用いられる場合、PUCCHに対する周期的なCSI報告はWLと関連づけられたPMIを報告するために用いられる。これはRIフィードバックのような周期性を共有すると予想される。一実施形態で、eNB103は(例えば、広帯域PMI、すなわち全体システム帯域幅を示すPMIをサポートするPUSCHモード2−1又は3−1に対する非周期的CSI報告を)用いてUEからの非周期的なCSI報告をトリガーする。このような実施形態で、WLは(例えば、徐々に適応された)基本ベクターのUE−固有のサブセットを提供する。また、デュアルステージ構造に設計されるRel.12 LTEコードブックはWLとi1の間の関連を許容する。
式(69)での短期成分Vは開ループ方式で動作するので、UEフィードバックを必要としない(したがって、非適応的である)。開ループ動作の場合、プリコーディングマトリックスVが予め決定され、少なくとも1つの開ループ送信方式を可能にする。
特定の実施形態で、ランク−1及び2に開ループ動作を制限する(例えば、提案されたソリューションが上位−ランク送信に容易に拡張されるが)、いくつかの開ループ方式は、WLプリコーディングによって構成されたビーム空間で開ループ送信ダイバーシティ(例えば、ランク−1又はランク−2のうち1つ)を行うことを伴うVの選択によって具現される。
図21は、本発明によるeNB103での開ループ送信をサポートするためのデータ経路処理回路2100の例示的なブロック図を示す図である。図21に示すデータ経路処理回路2100の実施形態は、単なる説明のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。データ経路処理回路2100は、コントローラ/プロセッサ225と同じ又は類似であってもよく、eNB103の全体動作を制御する1つ以上のプロセッサ又は他の処理装置を含むことができる。
図21に示す例で、データ経路処理回路2100は、アップリンク受信回路2105、ベクター回路2110、第1プリコーダ2115及び第2プリコーダ2120を含む。第2プリコーダ2120は、CSIフィードバックを用いることなく、また、任意のUL信号から推定されたDL AoDプロファイルも用いない開ループ送信に必要な動作を行う。したがって、第2プリコーダ2120は、アップリンク受信回路2105に依存しない。
表記の単純化のために、以下の全ての方式は次元らのうち1つ(水平又は垂直)によるプリコーディング動作に対して説明する。したがって、1つのモデルは1Dアレイに容易に適用可能である。2Dアレイの場合、式(70)から明らかなように、水平(例えば、方位角)及び垂直(例えば、高度)次元が分離されることができる。水平及び垂直を含む2Dアレイに対する全体プリコーダの個数(又は、例えば、送信ダイバーシティ方式)は、2つのプリコーダ(例えば、水平及び垂直)のクロネッカー積をとることで構成される。特定の実施形態で、水平及び垂直次元に適用される方式は同じ方式である。特定の実施形態では、水平及び垂直次元に適用される方式が同じではない。
特定の実施形態(例えば、方式1)で、WLでのNB基本ベクターによって生成されたNBビームを考慮して、eNB103は時間にわたって(例えば、OFDMシンボル、スロット又はサブフレームにわたって)又は周波数にわたって(例えば、サブ−キャリア/RE、PRB、又はサブ−帯域にわたって)ビームサイクリングを行うことによって開ループダイバーシティ利得を得るようになる。ここで、サイクリングはサポートされる送信階層の各々に対して行われる。サイクリングパターンは予め決められたシーケンスに基づく。例えば、サイクリングがサブ−キャリアら又はREらにわたって周波数ドメインで行われる場合、サイクリングパターン及びこれと関連づけられたVマトリックスが用いられる(本場合においては長さ−NB列ベクターになる)。
ここで、Il,kは、送信階層l及びサブ−キャリアkに対するベクターインデックスをプリコーディングすることを表し、Δlは、階層−固有のインデックスシフトを表す。インデックスkがPRB又はサブ−帯域と関連づけられる物理リソースブロック(PRB)又はサブ−帯域にわたってサイクリングすることに対しても同じ式が適用される。V1,kが入力データシンボルxに適用されると、長期プリコーディング成分が出力zに適用される。
特定の実施形態で、V1,kに対する方式は、所定の組み合わせの階層及びサブ−キャリアインデックス(1,k)に対するコードブック内のプリコーダのうち少なくとも1つのサブセットにわたるサイクリング及びプリコーダコードブックを用いることによって構成される。これらの実施形態で、V1,kは、式(71)で行われたように、一度に1つずつ選択することではなく、WLのNB列ベクターの線形組み合わせを形成する。例えば、NB=2の場合、大きさ−4を有する1−階層コードブック(例えば、REL−12 LTE)が用いられる。この場合、V1,kは次のような所定の予め決められたサイクリングパターンに基づくプリコーダセット
にわたってサイクリングされる。
NB=4の場合、大きさ−16を有する1−階層コードブックが用いられる。この場合、V1,kは大きさ−16コードブック又はこのコードブックのサブセット、例えば次のような所定の予め決められたサイクリングパターンに基づく大きさ−4にわたってサイクリングされる。
多重階層を有する送信の場合、与えられた時間の間同じプリコーダの使用を回避するために互いに異なる階層に対して互いに異なるサイクリングパターンが用いられる。例えば、階層−固有のインデックスシフトΔlが用いられる。特定の実施形態では、任意の他の1−階層コードブックが用いられる。NL個の階層にわたって集成される最終NL×NLのプリコーディングマトリックスが次のように与えられる:
周波数ドメインサイクリング(例えば、周波数−スイッチング送信ダイバーシティ、FSTDとも言う)の場合、この方式はサイクリングのグラニュラリティ(granularity)による標準−透明(standard−transparent)機能として具現される。サイクリングがPRB又はサブ−帯域ら(例えば、多数のPRBを含む1つのサブ−帯域)にわたって行われる場合、同じプリコーディングベクターが1つのPRB内の全てのサブ−キャリアにわたって適用される。その理由は、関連づけられたUE−固有のRS(例えば、各PRB内にある)がデータシンボルと同じプリコーディングベクターでプリコーディングされるからである。したがって、この方式が標準−透明機能として用いられる。しかし、サイクリングがサブ−キャリアにわたって行われる場合には、この方式が標準−透明機能として用いられず与えられたUE116に対してeNB103が明示的に設定する。その理由は、UE−固有RSのサブ−キャリアらがデータREらと異なるようにプリコーディングされるからである。この場合、関連づけられたUE−固有のRSはV1,kでプリコーディングされるのではなく、データ信号と同じWLでプリコーディングされる。すなわち、NB−ポートUE−固有のRSのセットが用いられ、NTX物理的アンテナ(例えば、TXRU)を介してデータとともにプリコーディングされる。プリコーダサイクリングがこれらのNBストリームら(例えば、仮想ストリーム)にわたって適用される。一実施形態では、上位−階層RRCシグナリングによって送信モードとして設定が行われる。したがって、開ループ送信が準−静的に設定され、これは閉ループ送信と区別される。他の実施形態では、DLグラント(grant)に含まれたPDCCHによってDCIフィールドとして設定が行われる。したがって、開ループ送信はDCIフィールドにあるフィールドのうち1つで表示されるプリコーディングタイプとして扱われる。例えば、DCIフォーマットは、開ループ送信を活性化するためにプリコーディング情報フィールドが用いられるRel.12 LTE(例えば、DCIフォーマット2A/2B)での既存のDCIフォーマットのうち1つから導出される。この場合、UE−固有のRSは(例えば、WLではプリコーディングされるが)V1,kでプリコーディングされない。UE116がUE−固有のRSからチャネルを推定すると(例えば、復調中である)、UEはUE−固有のRSから直接得られた推定からV1,kを有する関連チャネル推定を推論する。
図22は、本発明による開ループ送信でのデータ経路処理回路2200に対する他の例示的なブロック図を示す図である。図22に示すデータ経路処理回路2200の実施形態は、単なる例示のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。データ経路処理回路2200は、コントローラ/プロセッサ225と同じ又は類似であってもよく、eNB103の全体動作を制御する1つ以上のプロセッサ又は他の処理装置を含むことができる。
図22に示す例で、データ経路処理回路2200は、UE−固有のRSポートら2205への接続部、マルチプレクサ2210、第1プリコーダ2215及び第2プリコーダ2220を含む。プリコーダサイクリングがサブ−キャリアらにわたって行われた場合、方式1は一般にマルチプレクサ2210によってマルチプレキシングされて同じ第2プリコーダWL2220とデータを共有するUE−固有のRSポートら2205を必要とする。一実施形態では、同じ方式がOFDMシンボルにわたって行われる。この場合、関連づけられたUE−固有のRS2205は第1プリコーダ2215を介してプリコーディングされたデータ信号2225と同じプリコーディングベクターでプリコーディングされない。その理由は、全てのOFDMシンボルがUE−固有のRSシンボルを含むものではないからである。
特定の実施形態(例えば、方式2)では、WLでのNB基本ベクターによって生成されたNBビームを考慮して、eNB103はビーム及び時間又は周波数ドメインにわたってブロックコーディングを行う。時間又は空間−時間グラニュラリティは方式1に類似している。ここで、多様な時間−空間/周波数ブロックコード又は線形分散コードが選択可能である。例えば、NB=2の場合、Alamoutiコードが時間又は周波数ドメイン(例えば、LTE Rel.12 LTE)に適用される。同様に、NB=4の場合、空間−周波数ブロックコーディング−周波数シフトされた送信ダイバーシティ(space−frequency block coding−frequency shifted transmit diversity、SFBC−FSTD)が時間又は周波数ドメインに適用される。空間時間/周波数ブロックコーディング(space time/frequency block coding、ST/FBC)で、複数のデータブロック(例えば、方式1での単一ブロックの代わりに)が共に処理され、ここで、このようなデータブロックの収集は、SFBCが用いられるか又はSTBCが用いられるかによって、複数のサブ−キャリアら(REら)又は複数のOFDMシンボルにマッピングされる複数のシンボルを含む。例えば、NB=2の場合は、Alamoutiコードが次のように周波数ドメイン(例えば、SFBC)で用いられる:
NB=4の場合、SFBC−FSTDは次のように周波数ドメインで用いられる:
出力{z1,k}は長期プリコーディング成分(WL)でプリコーディングされる。この場合、開ループ送信ダイバーシティ動作は空間−時間ブロックコーディング動作を伴うために式(71, 73, 74)の形式で直接表現されない。
ST/FBCは標準−透明機能として具現されず、与えられたUEに対してeNBが明示的に設定する。UE−固有のRSはV1,kでプリコーディングされないことが要求される。すなわち、NB−ポートUE−固有のRSらのセットが用いられ、NTX物理的アンテナ(例えば、TXRU)を介してデータとともにプリコーディングされる。マルチプレキシングデータ及びUE−固有のRSは方式1に類似している方式で行われる。プリコーダサイクリングがこれらのNBストリーム(例えば、仮想ストリーム)にわたって適用される。一実施形態では、上位−階層RRCシグナリングによって送信モードとして設定が行われる。したがって、開ループ送信が準−静的に設定され、これは閉ループ送信と区別される。他の実施形態では、DLグラントに含まれたPDCCHによってDCIフィールドとして設定が行われる。したがって、開ループ送信はDCIフィールドにあるフィールドのうち1つで表示されるプリコーディングタイプとして扱われる。例えば、DCIフォーマットは開ループ送信を活性化するためにプリコーディング情報フィールドが用いられるRel.12 LTE(例えば、DCIフォーマット2A/2B)での既存DCIフォーマットのうち1つから導出される。
方式1及び方式2で、WLはUE−固有のもの、又は多くてもグループ−固有のものに仮定される。特定の実施形態(例えば、方式3)で、WLはセル−固有のものであって、または広帯域(例えば、固定)であると仮定される。ここで、追加的な仮想化Pが追加される。WLでのNB基本ベクターによって生成されたNBビームを考慮して、eNB103は、まずNB基本ベクターにわたってビーム仮想化を行い、すなわち次のようになる。
ここで、
は、WLでのNB基本ベクターによって指定されたビームより広い又は狭い複合ビームを生成する仮想マトリックスである。その後、eNB103は
基本ベクターでのNP基本ベクターを使用して方式1及び方式2を適用する。仮想化プリコーダPはUE−固有のものであって、開ループ方式に対するいくつかの追加的な利点を提供する。例えば、UE116と関連づけられたチャネルがWLでの基本ベクターにわたって広い範囲に対して異なるようになる場合、このPは
でのNPビームがWLでのものより広くなるように設計される。代案的には、UE116と関連づけられたチャネルが全般的に小さな範囲にわたって異なるようになる場合、このPは
でのNPビームがWLでのものより狭くなるように設計され、これにより、より大きな長期ビームフォーミング利得を提供する。この方式は、式(69)の特別なケースであると考慮されるが、特にPを使用した長期及びサブ帯域プリコーディングを許容する場合にいくつかの追加的な柔軟性を許容する。
特定の実施形態(例えば、方式4)で、長期プリコーダWLでのNB基本ベクターによって生成されたNBビームを考慮して、eNB103は、時間にわたって(例えば、OFDMシンボル、スロット又はサブフレームにわたって)又は周波数にわたって(例えば、サブ−キャリア/RE、PRB、又はサブ−帯域にわたって)巡回遅延ダイバーシティ(cyclic delay diversity、CDD)動作を行うことによって開ループダイバーシティ利得を得るようになる。このCDDは一般にチャネルの周波数選択性を高めるために用いられる。多重−階層送信の場合、CDD(例えば、特に巡回遅延パラメータが大きい場合)はCSI損傷(例えば、セル間干渉に対するフラッシュライト効果、中間乃至高い移動性でのCSIフィードバック遅延)に対するシステム堅固性を高めるようになる。NL=1の場合、CDDは周波数ドメインでのNBビームにわたる位相ランプ(phase ramp)を導入することによって行われる。サブ−キャリアkに対するプリコーダVkは次のように作成される:
ここで、θは測定されたチャネル条件に基づいて固定又は変化される時間ドメインでθの巡回遅延を招く巡回遅延パラメータである。CDDはチャネルインパルス応答の追加的な巡回遅延されたコピーのみを導入するため、UE116によって見える有効チャネルは
になる。この場合は、取りあえず1つのポートのUE−固有RSのみが必要で、Vkでプリコーディングを行う以前にデータ化と共にマルチプレキシングされる。したがって、少なくともNL=1の場合、CDDは標準−透明な方式で具現される。一般に、NL>1の場合、CDDは周波数ドメインでNBビームにわたって行われる。その場合、プリコーダVkは次に類似しているフォーマットに従う:
NB×NLマトリックスCkはNBビームをNL階層にマッピングする。この成分はサブ−キャリアにわたって固定されるか、又は変わる。この成分によって方式1(例えば、プリコーダサイクリング)が階層順列/シフティングと共に用いられることができるようになる。この組み合わせはWLを使用しないRel.12 LTE CRSに基づく開ループ空間マルチプレキシングで用いられる。階層にわたって巡回遅延を導入するマトリックスDk及びU(例えば、追加固定プリコーディング)がRel−12 LTEから選択される。一実施形態では、Uが必要なく、無視される。
階層順列がサブ−キャリアにわたって発生するため、この方式は1つより多いUE−固有のRSポートらを要求し、UEに透明ではない。例えば、Ckがサブ−キャリアにわたって固定されたものであれば、NL個のUE−固有のRSポートが必要である。他の例で、Ckがサブ−キャリアにわたって変わる場合は(例えば、プリコーダサイクリングを使用)、NB個のUE−固有のRSポートが必要である。一実施形態では、NL>1の場合にCDDが用いられ、ここで、CCDは各送信階層に対して周波数ドメインでNB個のビームにわたって行われる。その後、プリコーダサイクリング(例えば、方式1)が各階層に対してCDDとともに適用される。階層間干渉を回避するために互いに異なる層に対して互いに異なるサイクリングパターンが用いられる。
長さ−NBプリコーディングベクターp1,kはランク−1コードブックのサブセット又は全体内のベクター(例えば、Rel−12 LTEでNB=2/大きさ−4又はNB=4/大きさ−16)にわたってプリコーダサイクリングを行う。プリコーディングベクターは式(74)に類似している方式でプリコーディングベクターの(サブ)セットを巡回する。ここで、互いに異なる階層は互いに異なるサイクリングパターンを用いる。例えば、式(74)では、階層−固有のサイクリングインデックスが用いられる。代案的には、式(87)での等価公式はプリコーダサイクリングがNL−階層プリコーディングマトリックスの(サブ)セットにわたって行われることを提示する。すなわち、NB×NLマトリックスPkは、ランク−NLコードブックのサブセット又は全体内のマトリックスを巡回する。例えば、NB=2/大きさ−4又はNB=4/大きさ−16を有するRel.12 LTEコードブックがこのような目的のために用いられる。
図23は、本発明による巡回遅延ダイバーシティ(CDD)と関連づけられた長期プリコーディングの処理回路2300に対する例示的なブロック図を示す図である。図23に示す処理回路2300の実施形態は、単なる説明のためのものである。他の実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく用いられることができる。処理回路2300は、コントローラ/プロセッサ225と同じ又は類似であってもよく、eNB103の全体動作を制御する1つ以上のプロセッサ又は他の処理装置を含むことができる。
図23に示す例で、処理回路2300は、UE−固有のRSポートら2305に対する接続部、マルチプレクサ2310、第1プリコーダ2315及び長期プリコーダ2320を含む。閉ループと開ループの間のスイッチングは主にVのためにUE−nを設定することと関連する。UE116が閉ループ送信に設定される場合、VはUE116からのCSIフィードバックに基づいてeNB103で適応される(例えば、Rel.12では、PMI及びRIがUE−nに対して推薦されるプリコーダを示すために用いられる)。UE116が開ループ送信に設定される場合は、Vが予め決定され、非適応的である。長期プリコーダWL2320は閉ループ及び開ループ送信の間で共通的に作られる。
一実施形態で、開ループ送信方式がUE116に対する設定のためにUE116に透明(例えば、標準−透明)な場合、明示的設定を必要としない。他の実施形態(例えば、準−静的)で、eNB103は、UE116が開ループ又は閉ループDL送信を仮定するかにかかわらず、上位−階層シグナリング(例えば、RRC)を介してUE116を設定する。この実施形態では、2つの送信方式(例えば、開ループ及び閉ループ方式)が1つの送信モード(例えば、Rel−12 LTEで)と関連づけられる。他の実施形態では、準−静的スイッチング(例えば、準−静的V−プリコーダ)が同じ送信モード下でUE−nに対して設定される。さらに他の実施形態(例えば、動的)では、開ループと閉ループの間のスイッチングがeNB設定送信モードを示すために用いられるDLグラント内のDCIフィールドを介して行われる。
開ループ送信方式がUEに対して透明であるか否かにかかわらず、CSIフィードバック設定の問題はこれと関連して依然として意味がある。例えば、eNB103は、Vと関連づけられたPMIを報告するか否かにかかわらずUE116を設定する(例えば、プリコーディング)。eNB103がUE116に対する開ループ送信を行うことに決定する場合、eNB103はWL又はRIフィードバックと関連づけられたPMI報告を継続して維持しながらそのようなPMI報告をターンオフする。明示的な送信方式設定(例えば、送信モードの観点から)が要求される場合、CSIフィードバック設定を送信モード設定とリンクさせることが可能である。例えば、UE116が開ループ送信モードに設定される場合、UE116はVと関連づけられたPMIを報告しない(例えば、短期プリコーディング)。この場合、CSIフィードバックオーバーヘッドがそれによって減少される。
閉ループ送信はMU−MIMO動作を可能にする短期プリコーディング適応を行う。互いに異なるUEを対象とする送信は互いに異なる空間ビームを介してマルチプレキシングされる。本発明の開ループ又は準閉ループ送信の場合、MU−MIMO動作は同様に行われる。したがって、互いに異なるUEは互いに異なる空間ビームを介してマルチプレキシングされる。しかし、(CQI、PMI、及びRIのような)短期CSIフィードバックに主に依存する閉ループ送信とは異なって、本発明の開ループ又は準閉ループ方式はMU−MIMOを行う。一実施形態で、長期UE−固有の又はグループ−固有のプリコーディングWLはMU−MIMOにレバレッジされる(leveraged)遅い適応を許容する。他の実施形態で、UEが同じWLを共有し、数個のUEらの間に列ベクターら、又はWLのビームTSが重なる場合、互いに異なるUEに対して互いに異なる開ループパラメータを選択することによって、そのようなUEを介してMU−MIMOが継続して行われる。一例で、方式1(例えば、プリコーダサイクリング)の場合、与えられたサブ−キャリア又はサブフレームで同じプリコーダ又はビームを用いることを回避するために、互いに異なる値の互いに異なるインデックスシフトパラメータΔlが互いに異なるUEに対して割り当てられる。式(71)、(73)及び(74)を参照すると、UE−固有のインデックス及びそれによるインデックスシフト
パラメータがこのような目的で用いられる。その結果、UE116に対するUE−固有のプリコーディングマトリックス
になる。他の例で、方式4(例えば、CDD)の場合、互いに異なる値の位相シフト(例えば、巡回遅延)パラメータθが互いに異なるUEに対して割り当てられる。式(83)及び式(85)を参照すると、UE−固有の位相シフトパラメータθ(n)がこのような目的で用いられ、その結果、UE−nに対するUE−固有のプリコーディングマトリックス
になる。さらに他の例で、これらの方式がUEらに透明ではない場合は、UE−固有のパラメータが上位−階層(RRC)シグナリングを介して又はDLグラントでDCIの一部として設定される。
長方形アレイがeNB103で用いられる場合、空間チャネルは方位角(例えば、水平、h)及び高度(例えば、垂直、v)次元を含む。実際に、長期チャネル特性はこのような互いに異なる次元で同じ/類似であるか、非常に異なる。これらが同じ場合、同じ他の開ループ送信ダイバーシティ方式が2次元らのすべてに適用される。一方、これらが相当異なる場合、互いに異なる開ループ送信ダイバーシティ方式が互いに異なる次元に対して適用される。一実施形態で、UE−nは、例えば、Rel.12 LTEのコードブックサブセット制限機能を利用することによって、 WL,Vに対して固定プリコーダを適用し、WL,hと関連づけられたビームにわたって方式1(例えば、プリコーダサイクリング)又は方式2(例えば、ブロックコーディング)又は方式3(例えば、CCD)を適用する。これらはUE−nが垂直及び/又は高度次元にわたって多くの変化を示さず、その垂直位置が大きな信頼性で知られる場合に適用可能である。他の例では、水平及び垂直次元らに関するチャネル特性らが反対の場合に、互いに異なる開ループ送信ダイバーシティ方式が2次元のすべてに適用される。さらに他の実施形態では、UE−nが1つの次元(例えば、WL,h)と関連づけられたビームにわたって方式1(例えば、プリコーダサイクリング)を適用し、他の次元(例えば、WL,v)と関連づけられたビームにわたって方式2(例えば、ブロックコーディング)を適用する。これはUE−nと関連づけられた空間チャネルが第1次元でより強いLOS(line−of−sight)/反射成分を表し、第2次元ではより強い拡散成分を表す場合に適用可能である。しかし、第1次元でのLOS(line of sight)成分は大きい信頼性で知らされない。さらに他の実施形態で、UE−nは1つの次元(例えば、WL,h)と関連づけられたビームにわたって方式1(例えば、プリコーダサイクリング)を適用し、他の次元(例えば、WL,v)と関連づけられたビームにわたって方式3(例えば、CCD)を適用する。これはUE−nと関連づけられた空間チャネルが第1次元でより強いLOS(line−of−sight)/反射成分を示す時に(例えば、たとえ大きい信頼性で知られていないが)適用可能である。一方、第2次元は周波数選択性が不足している。さらに他の例では、方式1、方式2、方式3又は方式4が1つの次元で適用可能で、他の次元では閉ループ方式を適用する。
上述のように、方式1、2、3及び4の技術は2つの次元のうち1つ(例えば、水平又は垂直)に適用される。FD−MIMOで用いられる2Dアンテナ配列(例えば、NTX=Nrow×Ncol)を仮定する場合、2つの成分PMIら(例えば、水平次元に対するh−PMI及び垂直次元に対するv−PMI)が決定されてCSIフィードバックとして適用可能である。一実施形態で、h−PMIは長期(例えば、WL,hと関連する)及び短期(例えば、Vhと関連する)成分を含む。他の実施形態で、v−PMIは長期(例えば、WL,vと関連する)及び短期(例えば、Vvと関連する)成分を含む。このような実施形態で、長期及び短期成分らは本発明の閉ループ及び開ループ動作によって定義される。さらに他の実施形態で、開ループ又は準閉ループ動作の場合、短期PMIは必要なくeNBによってターンオフされる。
特定の実施形態で、FD−MIMOに用いられる2Dアンテナアレイ(例えば、NTX=Nrow×Ncol)を仮定する場合、2つの成分RIら(例えば、h−PMIと関連づけられたh−RI及びv−PMIと関連づけられたv−RI)が決定されてCSIフィードバックとして適用可能である。これらの実施形態で、全体RIはh−RIとv−RIのプロダクトである。
特定の実施形態で、FD−MIMOで用いられる2Dアンテナアレイ(例えば、NTX=Nrow×Ncol)を仮定する場合、ジョイント(joint)CQIが決定されてCSIフィードバックとして適用可能である。このような実施形態では、その定義に関係なく(例えば、Rel.12 LTEがスペクトル効率を推薦)、ジョイントCQIは(8)で与えられたクロネッカー積プリコーダと関連づけられた2D RIとともに2DPMIを仮定して定義される。
互いに異なる方式が互いに異なる次元に適用されるため、h−PMI及びv−PMIフィードバックは送信方式に応じて設定される。2DアレイFD−MIMOに対するRel.12 LTEプリコーディングフレームワーク(例えば、2つのインデックスを有するデュアルステージコードブック:i1及びi2を用いる場合、対応するCSIフィードバックはRI(例えば、h−RI及びv−RI)、PMI、CQI(例えば、ジョイントCQIはRI及びPMIに基づいて定義される)、又はこれらの組み合わせを含むことができる。一実施形態では、h−PMIが長期に設定され、v−PMIは短期に設定される(例えば、h−i1,V−i1及びv−i2)。他の実施形態では、v−PMIが長期に設定され、h−PMIが短期に設定される(例えば、v−i1,H−i1及びh−i2)。さらに他の実施形態では、h−PMI及びv−PMIがすべて長期に設定される(例えば、h−i1及びv−i1)。さらに他の実施形態では、h−PMI及びv−PMIが短期に設定される(例えば、h−i1,V−i1,H−i2及びv−i2)。このような実施形態では、(Rel−12LTEでのように)PUCCH上でのモード1−1周期的CSI報告に対する新しいサブ−モードを定義することが有益である。長期PMI成分(h−i1及びv−i1)はRIフィードバックと類似又は同じ周期を共有すると予想される。特にモード1−1サブモード1では、i1がCQI及びi2が共に報告されたCQI+i2と他の周期(例えば、報告間隔)でRIとともに報告される(例えば、共同でエンコーディングされる)。しかし、i2(例えば、短期プリコーディング)はこのような目的のためには不要である。したがって、特定の実施形態で、h−PMIが長期に設定されv−PMIが短期に設定される場合は、PUCCH報告タイプ4bを報告する(例えば、広帯域結合h−v CQI、v−i2)。他の実施形態で、h−PMIが長期に設定されv−PMIが短期に設定される場合、PUCCH報告タイプ5aを報告する(例えば、h−RI及びh−i1、並びにv−RI及びv−i1)。これらの2つのカップルは1つのCSIリソースとともに又は2つのCSIリソースと並行して報告される。
特定の実施形態で、v−PMIが長期に設定されh−PMIが短期に設定される場合は、PUCCH報告タイプ4cを報告する(例えば、広帯域結合h−v CQI、h−i2)。一実施形態で、v−PMIが長期に設定されh−PMIが短期に設定される場合は、PUCCH報告タイプ5aを報告する(例えば、h−RI及びh−i1並びにv−RI及びv−i1)。これらの2つのカップルは1つのCSIリソースとともに又は2つのCSIリソースと並行して報告される。
特定の実施形態で、h−PMI及びv−PMIの両方が長期に設定される場合は、PUCCH報告タイプ4aを報告する(例えば、広帯域結合h−v CQI)。一実施形態で、h−PMI及びv−PMIの両方が長期に設定される場合は、PUCCH報告タイプ5aを報告する(例えば、h−RI及びh−i1、並びにv−RI及びv−i1)。これらの2つのカップルは1つのCSIリソースとともに又は2つのCSIリソースと並行して報告される。
特定の実施形態では、プリコーダサイクリング(例えば、方式1)がCDD(例えば、方式4)と結合される。前記実施形態がCSIフィードバック又はUL信号測定(例えば、DL AoDプロファイル)に基づいて徐々に適応されるUE−固有の又はグループ−固有の長期プリコーディングWLを仮定しているが、eNB103は固定されたセル−固有のプリコーディングマトリックス(例えば、固定/静的アンテナ仮想化)を用いてもよい。これはプリコーディングを全く行わない特殊な場合を含む(例えば、WLがNTX×NTX 恒等行列)。開ループ送信ダイバーシティ方式が最終固定ビームにわたって適用される。
本発明が例示的な実施形態で説明されたが、多様な変更及び修正が当業者に提案されることができる。本発明は添付された請求範囲の範囲内に属するそのような変更及び修正を含むことが意図される。
本出願のいかなる説明も、任意の特定要素、ステップ、又は機能が請求範囲に含まれる必須要素を示すと読まれるべきではない。特許された発明の範囲は請求項によってのみ規定される。また、「〜するための手段」という正確な単語が分詞で続かない場合、いかなる請求項も米国特許法35U.S.C.§112(f)を適用しようとするものではない。