CN107230838B - 延时器和相控阵列天线 - Google Patents

延时器和相控阵列天线 Download PDF

Info

Publication number
CN107230838B
CN107230838B CN201710111499.7A CN201710111499A CN107230838B CN 107230838 B CN107230838 B CN 107230838B CN 201710111499 A CN201710111499 A CN 201710111499A CN 107230838 B CN107230838 B CN 107230838B
Authority
CN
China
Prior art keywords
delay
frequency signal
signal
radio frequency
transmission line
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710111499.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107230838A (zh
Inventor
长谷川雄大
官宁
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujikura Ltd
Original Assignee
Fujikura Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujikura Ltd filed Critical Fujikura Ltd
Publication of CN107230838A publication Critical patent/CN107230838A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107230838B publication Critical patent/CN107230838B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2682—Time delay steered arrays
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/08—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart the units being spaced along or adjacent to a rectilinear path
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/22—Antenna units of the array energised non-uniformly in amplitude or phase, e.g. tapered array or binomial array
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/01—Reducing phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

本发明涉及延时器和相控阵列天线。实现如下一种延时器，能够与本地信号的频率对应地改变向辐射元件输入的无线频率信号中的延迟，并且，能够减小该延迟在使用频带内取决于无线频率的程度。对第一本地信号给予延迟的第一频散滤波器的频散与对由根据第一本地信号和无线频率信号生成的中间频率信号给予延迟的第二频散滤波器的频散以正负符号彼此相反的方式设定。

Description

延时器和相控阵列天线
技术领域
本发明涉及对无线频率信号时间给予延迟的延时器。另外，涉及具备那样的延时器的相控阵列天线。
背景技术
为了实现无线通信的大容量化，使用的频带的宽带化和高频化不断发展。近年，不仅微波频段(0.3GHz以上、30GHz以下)用于无线通信，毫米波段(30GHz以上300GHz以下)也用于无线通信。其中，作为不容易产生数据的泄漏、能够减少通信小区的尺寸而配置大量通信小区的频带，在大气中的衰减较大的60GHz频带广受注目。
60GHz频带的无线通信所使用的天线，除了追求宽频带性之外，还被期望高增益性。这是因为如上述那样，60GHz频带在大气中的衰减较大。作为具有承受得住在60GHz频带的使用的高增益性的天线，例如，能够列举阵列天线。这里，阵列天线是指将多个辐射元件排列为阵列状或者矩阵状的天线。
在阵列天线中，通过控制对向各辐射元件输入的无线频率信号给予的时间延迟，能够使辐射的电磁波(使从各辐射元件辐射的电磁波重叠后得到的的电磁波)的主波束方向变化。具有这样的波束形成功能的阵列天线被称为相控阵列天线，研究开发盛行。
参照图12对相控阵列天线中的波束形成的原理进行说明。在以下的说明中，假设构成相控阵列天线的多个辐射元件A1～An以既定的间隔d排列在特定的直线上。
若对辐射元件A1～An输入同相位的无线频率信号，则能够形成与上述特定的直线平行的等相位面，主波束方向与该等相位面垂直。与此相对，若对向辐射元件A1～A输入n的无线频率信号给予等差的时间延迟δ1～δn，则与时间延迟差Δt＝δ2－δ1＝δ3－δ2＝…＝δn－δn－1对应地而等相位面倾斜。这里，在时间延迟差Δt与等相位面的倾斜角(上述特定的直线与等相位面所成的角)α之间，以下的关系成立(c是真空中的光速)。
Δt＝d×sinα/c
因此，若控制对向各辐射元件Ai输入的无线频率信号给予的时间延迟δi，使时间延迟差Δt增大，则能够增大倾斜角α。相反，若控制对向各辐射元件Ai输入的无线频率信号给予的时间延迟δi，使时间延迟差Δt变小，则能够减小倾斜角α。以上是波束形成的原理。
接下来，以往的相控阵列天线的典型的构成如图13～图15所示。图13所示的相控阵列天线13是发送用天线，图14所示的相控阵列天线14是接收用天线，图15所示的相控阵列天线15是发送接收兼用天线。此外，以下，将时间延迟仅称为延迟。
图13所示的相控阵列天线13(1)使用时间延迟元件TD11～TD1n针对从外部输入的无线频率信号VRF(t)给予等差的延迟δ1～δn，(2)并向辐射元件A1～An输入所得到的延迟无线频率信号VRF(t－δ1)～VRF(t－δn)。若设定对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ1～δn，使时间延迟差Δt＝δ2－δ1＝δ3－δ2＝…＝δn－δn－1与d×sinα/c一致，则能够高效地发送等相位面的倾斜角为α的电磁波。
图14所示的相控阵列天线14(1)使用时间延迟元件TD21～TD2n针对从辐射元件A1～An输出的无线频率信号VRF(t+δ1)～VRF(t+δn)给予等差的延迟δ1～δn，(2)并向外部输出所得到的延迟无线频率信号VRF(t)。若设定对无线频率信号VRF(t+δ1)～VRF(t+δn)给予的延迟δ1～δn，使时间延迟差Δt＝δ2－δ1＝δ3－δ2＝…＝δn－δn－1与d×sinα/c一致，则能够高效地接收等相位面的倾斜角为α的电磁波。
图15所示的相控阵列天线15是使用循环器、或者双工器、开关C1～Cn组合了图13所示的相控阵列天线13、和图14所示的相控阵列天线14后得到的天线。辐射元件Ai为发送接收兼用。循环器Ci是具备三个以上供信号进行输入输出的端口，并将向某个端口输入的信号从沿着图15所示的旋转箭头的方向上的下一个端口输出的元件。在相控阵列天线15中，各循环器Ci担负将从发送用的时间延迟元件TD1i输出的延迟无线频率信号VRF(t－δi)输入辐射元件Ai，并将从辐射元件Ai输出的无线频率信号VRF(t+δi)向接收用的时间延迟元件TD2i输入的功能。在采用双工器、开关的情况下，它们也负担同样的功能。
然而，图13～图15所示的相控阵列天线13～15并不适用于在毫米波段的使用。这是因为利用时间延迟元件等电气单元，难以对毫米波段的无线频率信号给予高精度的延迟。
与此相对，也已知有使用光学单元使无线频率信号延迟的相控阵列天线，但需要使用价格高于电子部件的光学部件，所以避免不了成本的上升。特别是，若假定毫米波段的使用，则需要使用极其高价的调制器、光电转换元件等，可以预见成本的大幅度的上升。
因此，为了不使用光学单元就实现能够在毫米波段使用的相控阵列天线，考虑了代替使无线频率信号延迟的延时器，而采用使频率低于无线频率信号的中间频率信号或者本地信号延迟的延时器。这样的延时器由专利文献1和非专利文献1公开。
专利文献1：日本国公开专利公报“日本特开2003－60424号公报(2003年2月28日公开)”
非专利文献1：Joshua D.Schwartz et al.,"An Electronic UWB ContinuouslyTunable Time-Delay System With Nanosecond Delays",IEEE MICROWAVE AND WIRELESSCOMPONENTS LETTERS,FEBRUARY 2008,VOL.18,NO.2,PP103-105
在专利文献1和非专利文献1所公开的延时器中，能够通过使对无线频率信号给予的延迟的大小与本地信号的频率对应地发生变化来控制对无线频率信号给予的延迟的大小。然而，如以下所说明的那样，在专利文献1和非专利文献1所公开的延时器中，作为控制变量的本地信号的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ的关系，因无线频率信号的频率fRF而异。因此，存在难以在较宽的频带精度良好地控制对无线频率信号给予的时间延迟这样的问题。另外，在使用了专利文献1和非专利文献1所公开的延时器的相控阵列天线中，存在难以在较宽的频带精度良好地控制能够高效地发送或者接收电磁波的方向这样的问题。
(专利文献1的问题点)
图16是表示专利文献1所公开的延时器20的构成的框图。如图16所示，延时器20具备相位器PS和两个混合器MX1～MX2。
对混合器MX1输入：从无线频率信号源RF输出的无线频率信号VRF(t)、和从本地信号源LO输出并被从本地信号源LO到混合器MX1的传输线路延迟的本地信号VLO(t)。无线频率信号VRF(t)例如，能够如下述的式(1)那样表示，本地信号VLO(t)例如，能够如下述的式(2)那样表示。这里，
Figure BDA0001234536050000043
是在从本地信号源LO到混合器MX1的传输线路上产生的线路延迟。此外，这里，考虑到在从无线频率信号源RF到混合器MX1的传输线路上产生的线路延迟足够小的情况，将从无线频率信号源RF输出的无线频率信号与向混合器MX1输入的无线频率信号视为相同。
【式1】
VRF(t)＝VRFcos(2πfRFt)…(1)
【式2】
Figure BDA0001234536050000041
混合器MX1通过将无线频率信号VRF(t)与本地信号VLO(t)进行乘法运算后，去掉高频成分(使用本地信号VLO(t)对无线频率信号VRF(t)进行下变频)，来生成中间频率信号VIF(t)。在向混合器MX1输入的无线频率信号VRF(t)和本地信号VLO(t)分别如上述的式(1)和式(2)那样表示的情况下，在混合器MX1生成的中间频率信号VIF(t)如下述的式(3)那样表示。
【式3】
Figure BDA0001234536050000042
对混合器MX2输入：从混合器MX1输出的中间频率信号VIF(t)、和从本地信号源LO输出且被从本地信号源LO到混合器MX2的传输线路和插入到该传输线路的相位器PS延迟的本地信号VLO’(t)。在本地信号VLO(t)如上述的式(2)那样表示的情况下，本地信号VLO’(t)如下述的式(4)那样表示。这里，
Figure BDA0001234536050000054
是在从本地信号源LO到混合器MX2的传输线路上产生的线路延迟与在插入到该传输线路的相位器PS产生的延迟之和。此外，这里，考虑到在从混合器MX1到混合器MX2的传输线路上产生的线路延迟足够小的情况，将从混合器MX1输出的中间频率信号与向混合器MX2输入的中间频率信号视为相同。
【式4】
Figure BDA0001234536050000051
混合器MX2通过将中间频率信号VIF(t)与延迟本地信号VLO’(t)进行乘法运算之后，去掉低频成分(使用延迟本地信号VLO’(t)对中间频率信号VIF(t)进行上变频)，来生成延迟无线频率信号VRF’(t)。在向混合器MX2输入的中间频率信号VIF(t)和延迟本地信号VLO’(t)分别如上述的式(3)和式(4)那样表示的情况下，在混合器MX2处生成的延迟无线频率信号VRF’(t)如下述的式(5)那样表示。
【式5】
Figure BDA0001234536050000052
因此，延迟无线频率信号VRF’(t)的相对于无线频率信号VRF(t)的延迟δ以下述的式(6)表示。
【式6】
Figure BDA0001234536050000053
如上述的式(6)所示，延时器20对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ与本地信号VLO(t)的频率fLO成正比。因此，根据延时器20，通过使本地信号VLO(t)的频率fLO变化，能够使对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ变化。
然而，如根据式(6)所明确的那样，在作为控制变量的本地信号VLO(t)的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ之间，有
Figure BDA0001234536050000061
ΔfLO这样的关系成立。因此，为了使延迟δ变化Δδ所需要的频率fLO的变化量ΔfLO，在每个无线频率信号VRF(t)的频率fRF下都有所不同。例如，若为了使相对于50GHz的无线频率信号VRF(t)的延迟增大1ps所需要的频率fLO的变化量为1GHz，则为了使相对于100GHz的无线频率信号VRF(t)的延迟增大1ps所需要的频率fLO的变化量就为2GHz。因此，难以在较宽的频带，精度良好地控制对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ。
(非专利文献1的问题点)
图17是表示非专利文献1所公开的延时器21的构成的框图。延时器21具备频散滤波器DF和两个混合器MX1～MX2。频散滤波器DF是对输入信号给予频散的元件，即，是对输入信号给予与输入信号的频率f成正比的延迟Df的元件，由CEBG(Chirped ElectromagneticBandgap)传输线路构成。
对混合器MX1输入：从无线频率信号源RF输出的无线频率信号VRF(t)、和从本地信号源LO输出且被从本地信号源LO到混合器MX1的传输线路TL1延迟的本地信号VLO’(t)。无线频率信号VRF(t)能够例如如下述的式(7)那样表示。另外，从本地信号源LO输出的本地信号VLO(t)能够例如如下述的式(8)那样表示，此时，向混合器MX1输入的本地信号VLO’(t)如下述的(9)式那样表示。这里，ψ1是在传输线路TL1产生的线路延迟。此外，这里，考虑到在从无线频率信号源RF到混合器MX1的传输线路产生的线路延迟足够小的情况，将从无线频率信号源RF输出的无线频率信号与向混合器MX1输入的无线频率信号视为相同。
【式7】
VRF(t)＝VRFcos(2πfRFt)…(7)
【式8】
VLO(t)＝VLOcos(2πfLOt)…(8)
【式9】
VLO′(t)＝VLOcos(2πfLOt-ψ1)…(9)
混合器MX1通过使用本地信号VLO’(t)对无线频率信号VRF(t)进行下变频，来生成中间频率信号VIF(t)。在向混合器MX1输入的无线频率信号VRF(t)和本地信号VLO’(t)分别如上述的式(7)和式(9)那样表示的情况下，在混合器MX1生成的中间频率信号VIF(t)如下述的式(10)那样表示。
【式10】
Figure BDA0001234536050000071
在混合器MX1处生成的中间频率信号VIF(t)被插入了频散滤波器DF的传输线路TL3延迟。频散滤波器DF对频率f的信号，给予延迟τ＝Df+ψ0。传输线路TL3由从混合器MX1到循环器C的传输线路、在循环器C与频散滤波器DF之间往复的传输线路、以及从循环器C到混合器MX2的传输线路构成。若将在该传输线路TL3(除去频散滤波器DF之外)上产生的线路延迟设为ψ3，则向混合器MX2输入的中间频率信号VIF’(t)如下述的式(11)那样表示。
【式11】
Figure BDA0001234536050000072
对于混合器MX2，除了输入有上述的中间频率信号VIF’(t)之外，还输入有从本地信号源LO输出且被从本地信号源LO到混合器MX2的传输线路TL2延迟的本地信号VLO”(t)。在从本地信号源LO输出的本地信号VLO(t)由上述的式(8)表示的情况下，向混合器MX2输入的本地信号VLO”(t)如下述的式(12)那样表示。这里，ψ2是在传输线路TL2产生的线路延迟。
【式12】
VLO″(t)＝VLOcos(2πfLO(t-ψ2))…(12)
混合器MX2通过使用本地信号VLO”(t)对中间频率信号VIF’(t)进行上变频，生成延迟无线频率信号VRF’(t)。在向混合器MX2输入的中间频率信号VIF’(t)和本地信号VLO”(t)分别如上述的式(11)和式(12)那样表示的情况下，在混合器MX2生成的延迟无线频率信号VRF’(t)如下述的式(13)那样表示。
【式13】
Figure BDA0001234536050000081
因此，延迟无线频率信号VRF’(t)的相对于无线频率信号VRF(t)的延迟δ以下述的式(14)表示。
【式14】
Figure BDA0001234536050000082
如上述的式(14)所示，延时器21对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ是本地信号VLO(t)的频率fLO的二次函数。因此，根据延时器21，通过使本地信号VLO(t)的频率fLO变化，能够使对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ变化。
然而，如根据式(14)所明确的那样，在作为控制变量的本地信号VLO(t)的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ之间，Δδ＝{2DfLO/fRF－(ψ1+ψ3－ψ2)/fRF+2D}ΔfLO这样的关系成立。因此，为了使延迟δ变化Δδ所需要的频率fLO的变化量ΔfLO，在每个无线频率信号VRF(t)的频率fRF与本地信号VLO(t)的频率fLO的组合上都有所不同。因此，难以在较宽的频带精度良好地控制对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ。
发明内容
本发明是鉴于上述的课题而完成的，其主要的目的在于实现如下延时器，该延时器能够通过使本地信号的频率变化来控制对无线频率信号给予的延迟，并且，能够在较宽的频带比以往情况精度良好地控制对该无线频率信号给予的延迟。
为了解决上述的课题，本发明的一方式所涉及的延时器的特征在于，具备：第一传输线路，其通过对具有频率fLO的第一本地信号VLO(t)给予延迟θ1，来生成第二本地信号VLO’(t)＝VLO(t－θ1)；第一混合器，其通过将具有频率fRF(fLO＜fRF)的第一无线频率信号VRF(t)与上述第二本地信号VLO’(t)进行乘法运算，生成具有频率fRF－fLO的第一中间频率信号VIF(t)；第二传输线路，其是插入了第一频散滤波器的第二传输线路，通过对上述第一本地信号VLO(t)给予由上述第一频散滤波器形成的延迟θD和由上述第二传输线路形成的延迟θ2，生成第三本地信号VLO”(t)＝VLO(t－θD－θ2)；第三传输线路，其是插入了给予与上述第一频散滤波器相反符号的频散的第二频散滤波器的第三传输线路，通过对上述第一中间频率信号VIF(t)给予由上述第二频散滤波器形成的延迟θD’和由上述第三传输线路形成的延迟θ3，生成第二中间频率信号VIF’(t)＝VIF(t－θD’－θ3)；以及第二混合器，其通过将上述第三本地信号VLO”(t)与上述第二中间频率信号VIF’(t)进行乘法运算，生成具有频率fRF的第二无线频率信号VRF’(t)。
根据本发明，能够实现如下延时器，该延时器能够通过使本地信号的频率变化来控制对无线频率信号给予的延迟，并且，能够在较宽的频带比以往情况精度良好地进行该控制。
另外，通过使用本发明的延时器，能够实现能够在较宽的频带比以往情况精度良好地控制能够高效地发送或者接收电磁波的方向(辐射的电磁波的主波束方向)的相控阵列天线。
附图说明
图1是表示本发明的第一实施方式所涉及的延时器的构成的框图。
图2是表示本发明的第二实施方式所涉及的延时器的构成的框图。
图3是表示本发明的第三实施方式所涉及的延时器的构成的框图。
图4是关于本发明的第四实施方式，表示具备了上述第一实施方式所涉及的延时器的发送用相控阵列天线的构成的框图。
图5是关于本发明的第五实施方式，表示具备了上述第一实施方式所涉及的延时器的接收用相控阵列天线的构成的框图。
图6是关于本发明的第六实施方式，表示组合了图4所示的发送用相控阵列天线、和图5所示的接收用相控阵列天线的发送接收兼用相控阵列天线的构成的框图。
图7是关于本发明的第七实施方式，表示具备了上述第一实施方式所涉及的延时器的变形例的发送用相控阵列天线的构成的框图。
图8是关于本发明的第八实施方式，表示具备了上述第一实施方式所涉及的延时器的变形例的接收用相控阵列天线的构成的框图。
图9是关于本发明的第九实施方式，表示组合了图4所示的发送用相控阵列天线、和图8所示的接收用相控阵列天线的发送接收兼用相控阵列天线的构成的框图。
图10是关于本发明的第十实施方式，表示组合了图7所示的发送用相控阵列天线、和图5所示的接收用相控阵列天线的发送接收兼用相控阵列天线的构成的框图。
图11是关于本发明的第十一实施方式，表示组合了图7所示的发送用相控阵列天线、和图8所示的接收用相控阵列天线的发送接收兼用相控阵列天线的构成的框图。
图12是用于说明控制利用相控阵列天线发送接收的电波的主波束方向的原理的图。
图13是表示以往的发送用相控阵列天线的一构成例的框图。
图14是表示以往的接收用相控阵列天线的一构成例的框图。
图15是表示以往的发送接收兼用相控阵列天线的一构成例的框图。
图16是表示以往的延时器的一构成例的框图。
图17是表示以往的延时器的其它的构成例的框图。
附图标记说明
1、2、3…延时器，4、5、6、7、8、9、10、11…相控阵列天线，A1、A2、…、An…辐射元件，DF1…频散滤波器(第一频散滤波器)，DF2…频散滤波器(第二频散滤波器)，DF3、DF4…频散滤波器(第三频散滤波器)，TD11、TD12、…、TD1n…延时器，TD21、TD22、…、TD2n…延时器，MX1…混合器(第一混合器)，MX2…混合器(第二混合器)，TL1…第一传输线路，TL2…第二传输线路，TL3…第三传输线路。
具体实施方式
〔第一实施方式〕
(延时器的构成)
参照图1对本发明的第一实施方式所涉及的延时器1进行说明。图1是表示延时器1的构成的框图。延时器1能够安装于发送用相控阵列天线、接收用相控阵列天线、以及发送接收兼用相控阵列天线的任意一种天线。这一点对于后述的其它的实施方式所涉及的延时器也相同。
如图1所示，延时器1具备两个混合器MX1(第一混合器)、MX2(第二混合器)、两个循环器C1、C2、以及两个频散滤波器DF1(第一频散滤波器)、DF2(第二频散滤波器)。循环器C1、C2的动作如参照图15上述那样。
在混合器MX1的两个输入端子中的第一输入端子，连接有生成具有频率fRF(fLO＜fRF)的第一无线频率信号VRF(t)的无线频率信号源RF。在混合器MX1的两个输入端子中的第二输入端子，连接有第一传输线路TL1。第一传输线路TL1是以生成具有频率fLO的第一本地信号VLO(t)的本地信号源LO的输出端子为起点、到混合器MX1的第一输入端子为止的这段线路。第一传输线路TL1对在本地信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)给予线路延迟θ1，从而生成第二本地信号VLO’(t)＝VLO(t－θ1)。
在混合器MX2的两个输入端子中的第一输入端子，连接有插入了频散滤波器DF1的第二传输线路TL2。第二传输线路TL2是以本地信号源LO的输出端子为起点，经由循环器C1的第一端口和第二端口在频散滤波器DF1处往复，并经由循环器C1的第二端口和第三端口到达混合器MX2的第一输入端子为止的这段线路。第二传输线路TL2对在本地信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)给予线路延迟θ2和由频散滤波器DF1形成的延迟θD，从而生成第三本地信号VLO”(t)＝VLO(t－θD－θ2)。
在使用了给予负的频散－D[s/Hz]的频散滤波器作为频散滤波器DF1的情况下，对第一本地信号VLO(t)给予的延迟θD为θD＝DfLO+θ0，第三本地信号VLO”(t)为VLO”(t)＝VLO(t－DfLO－θ0－θ2)。另一方面，在使用了给予正的频散+D[s/Hz]的频散滤波器作为频散滤波器DF1的情况下，对第一本地信号VLO(t)给予的延迟θD为θD＝－DfLO+θ0，第三本地信号VLO”(t)为VLO”(t)＝VLO(t+DfLO－θ0－θ2)。
此外，这样的频散滤波器DF1能够由例如非专利文献1所公开那样的CEBG(ChirpedElectromagnetic Bandgap：啁啾电磁带隙)传输线路构成。CEBG传输线路构成为，使微带线路的带状导体的宽度周期性地扩张、收缩。由此，CEBG传输线路能够根据输入的信号的频率改变线路上的反射该信号的位置而改变线路长，所以能够对该信号给予与输入的信号的频率对应的延迟。
在混合器MX2的第二输入端子连接有插入了频散滤波器DF2的第三传输线路TL3。第三传输线路TL3是以混合器MX1的输出端子为起点，经由循环器C2的第一端口和第二端口在频散滤波器DF2处往复，并经由循环器C2的第二端口和第三端口到达混合器MX2的第二输入端子为止的这段线路。第三传输线路TL3对在混合器MX1处生成的第一中间频率信号VIF(t)给予线路延迟θ3和由频散滤波器DF2形成的延迟θD’，从而生成第二中间频率信号VIF’(t)＝VIF(t－θD’－θ2)。
使用给予绝对值与频散滤波器DF1所给予的频散相等且符号相反的频散的频散滤波器，作为频散滤波器DF2。即，一方面，在使用给予负的频散－D[s/Hz]的频散滤波器作为频散滤波器DF1的情况下，使用给予正的频散+D[s/Hz]的频散滤波器，作为频散滤波器DF2。另一方面，在使用给予正的频散+D[s/Hz]的频散滤波器作为频散滤波器DF1的情况下，使用给予负的频散－D[s/Hz]的频散滤波器，作为频散滤波器DF2。
一方面，在频散滤波器DF2具有正的频散+D[s/Hz]的情况下，对第一中间频率信号VIF(t)给予的延迟θD’为θD’＝－D(fRF－fLO)+θ0，第二中间频率信号VIF’(t)为VIF’(t)＝VIF(t+D(fRF－fLO)－θ0－θ2)。另一方面，在频散滤波器DF2具有负的频散－D[s/Hz]的情况下，对第一中间频率信号VIF(t)给予的延迟θD’为θD’＝+D(fRF－fLO)+θ0，第二中间频率信号VIF’(t)为VIF’(t)＝VIF(t－D(fRF－fLO)－θ0－θ2)。
(延时器的动作)
以下说明具备上述的构成的延时器1输入第一无线频率信号VRF(t)和第一本地信号VLO(t)，并最终输出无线频率信号VRF’(t)的动作。
首先，由无线频率信号源RF生成的第一无线频率信号VRF(t)和由局部频率信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)能够例如以下述的式(15)和式(16)表示。
【式15】
VRF(t)＝VRFcos(2πfRFt)…(15)
【式16】
VLO(t)＝VLOcos(2πfLOt)…(16)
对混合器MX1的第一输入端子输入由无线频率信号源RF生成的第一无线频率信号VRF(t)。对混合器MX1的第二输入端子输入第二本地信号VLO’(t)，该第二本地信号VLO’(t)是通过利用上述的第一传输线路TL1使由本地信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)形成延迟而得到的。在第一本地信号VLO(t)如上述的式(16)那样表示的情况下，第二本地信号VLO’(t)如下述的式(17)那样表示。
【式17】
VLO′(t)＝VLOcos(2πfLO(t-θ1))…(17)
混合器MX1通过在将无线频率信号VRF(t)与第二本地信号VLO’(t)进行乘法运算之后，去掉高频成分(使用第二本地信号VLO’(t)对无线频率信号VRF(t)进行下变频)，来生成第一中间频率信号VIF(t)。在向混合器MX1输入的无线频率信号VRF(t)和第二本地信号VLO’(t)由上述的式(15)和(17)表示的情况下，在混合器MX1生成的第一中间频率信号VIF(t)如下述的式(18)那样表示。
【式18】
Figure BDA0001234536050000141
对混合器MX2的第一输入端子输入：通过利用上述的第二传输线路TL2使由本地信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)形成延迟而得到的第三本地信号VLO”(t)。若使用给予负的频散－D[s/Hz]的频散滤波器，作为插入于第二传输线路TL2的频散滤波器DF1，则在第一本地信号VLO(t)如上述的式(16)那样表示的情况下，第三本地信号VLO”(t)如下述的式(19)那样表示。
【式19】
VLO″(t)＝VLOcos(2πfLO(t-DfLO-θ0-θ2))…(19)
对混合器MX2的第二输入端子输入：通过利用上述的第三传输线路TL3使在混合器MX1处生成的第一中间频率信号VIF(t)形成延迟而得到的第二中间频率信号VIF’(t)。若使用给予正的频散+D[s/Hz]的频散滤波器，作为插入于第三传输线路TL3的频散滤波器DF2，则在第一中间频率信号VIF(t)如上述的式(18)那样表示的情况下，第二中间频率信号VIF’(t)如下述的式(20)那样表示。
【式20】
Figure BDA0001234536050000151
混合器MX2通过在将第二中间频率信号VIF’(t)与第三本地信号VLO”(t)进行乘法运算之后，去掉低频成分(使用第三本地信号VLO”(t)对第二中间频率信号VIF’(t)进行上变频)，来生成第二无线频率信号VRF’(t)。在向混合器MX2输入的第二中间频率信号VIF’(t)和第三本地信号VLO”(t)如上述的式(20)和上述的式(19)那样表示的情况下，在混合器MX2生成的第二无线频率信号VRF’(t)如下述的式(21)那样表示。
【式21】
Figure BDA0001234536050000152
根据式(21)，第二无线频率信号VRF’(t)的相对于第一无线频率信号VRF(t)的延迟δ以下述的式(22)表示。
【式22】
Figure BDA0001234536050000153
根据上述的式(22)，可知以下的情况。即，根据延时器1，能够使延迟δ与第一本地信号VLO(t)的频率fLO对应地变化自如。并且，在延时器1中，在作为控制变量的本地信号VLO(t)的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ之间，Δδ＝{(θ2－θ1－θ3)/fRF－2D}ΔfLO或者Δδ＝{(θ2－θ1－θ3)/fRF+2D}ΔfLO这样关系成立。因此，若通过使第二传输线路TL2的电长度接近第一传输线路TL1的电长度与第三传输线路TL3的电长度之和，使θ2－θ1－θ3接近0，则能够使延迟δ的变化量Δδ取决于无线频率信号VRF(t)的频率fRF的依存度非常小。特别是，若通过使第二传输线路TL2的电长度和第一传输线路TL1的电长度与第三传输线路TL3的电长度之和一致，而使θ2－θ1－θ3＝0，则延迟δ的变化量Δδ不取决于无线频率信号VRF(t)的频率fRF。因此，以本地信号VLO(t)的频率fLO为控制变量的延迟δ的控制比以往容易。
此外，这里，对使用给予负的频散－D[s/Hz]的频散滤波器作为频散滤波器DF1，使用给予正的频散+D[s/Hz]的频散滤波器作为频散滤波器DF2的情况下的动作进行了说明，但本发明并不限定于此。即，也可以使用给予正的频散+D[s/Hz]的频散滤波器作为频散滤波器DF1，且使用给予负的频散－D[s/Hz]的频散滤波器作为频散滤波器DF2。这种情况下的延迟δ以下述的式(23)表示。该情况下的作用效果与已经说明的作用效果完全相同。
【式23】
Figure BDA0001234536050000161
〔第二实施方式〕
(延时器的构成)
参照图2对本发明的第二实施方式所涉及的延时器2的构成进行说明。图2是表示延时器2的构成的框图。此外，为了方便说明，对于具有与在上述实施方式说明的构成相同的功能的构成，标注相同的附图标记，并省略其说明。
如图2所示，延时器2除了具有上述延时器1的构成之外，还在混合器MX2的输出侧，即在从混合器MX2输出第二无线频率信号VRF’(t)的传输线路上，具备循环器C3和频散滤波器DF3。混合器MX2的输出端子与循环器C3的三个端口中第一端口连接，在循环器C3的第二端口连接有频散滤波器DF3。
频散滤波器DF3给予的频散被设定为与频散滤波器DF2给予的频散相反符号。换句话说，在频散滤波器DF2给予正的频散+D[s/Hz]的情况下，频散滤波器DF3给予负的频散－D[s/Hz]，在频散滤波器DF2给予负的频散－D[s/Hz]的情况下，频散滤波器DF3给予正的频散+D[s/Hz]。
由此，从循环器C3的第三端口，输出对第二无线频率信号VRF’(t)所包含的延迟进行了修正后的具有更合适的延迟的第三无线频率信号VRF”(t)。
(延时器的动作)
延时器2能够生成具有更合适的延迟的第三无线频率信号VRF”(t)的理由如以下那样。根据上述式(21)，第二无线频率信号VRF’(t)的频率为fRF。因此，在频散滤波器DF2给予正的频散+D[s/Hz]，并且，频散滤波器DF3给予负的频散－D[s/Hz]的情况下，VRF”(t)＝VRF’(t－DfRF)。因此，能够消去上述的式(22)的延迟δ所包含的项DfRF。
由此，在θ2－(θ1+θ3)＝0的情况下，能够生成完全不包含频率fRF的延迟δ。该情况下，延时器2能够生成与第一本地信号VLO(t)的频率fLO成正比地变动的最佳的延迟δ。
〔第三实施方式〕
(延时器的构成)
参照图3对本发明的第三实施方式所涉及的延时器3的构成进行说明。图3是表示延时器3的构成的框图。此外，为了方便说明，对于具有与在上述实施方式说明的构成相同的功能的构成，标注相同的附图标记，并省略其说明。
如图3所示，延时器3除了具备上述延时器1的构成之外，还在混合器MX1的输入侧，即在向混合器MX1输入第一无线频率信号VRF(t)的传输线路上，具备循环器C4和频散滤波器DF4。在循环器C4的三个端口中的第一端口输入第一无线频率信号VRF(t)，在循环器C4的第二端口连接有频散滤波器DF4，循环器C4的第三端口与混合器MX1的第一输入端子连接。
频散滤波器DF4给予的频散被设定为与频散滤波器DF2给予的频散相反符号。换句话说，在频散滤波器DF2给予正的频散+D[s/Hz]的情况下，频散滤波器DF4给予负的频散－D[s/Hz]，在频散滤波器DF2给予负的频散－D[s/Hz]的情况下，频散滤波器DF4给予正的频散+D[s/Hz]。
由此，与延时器1相比，从混合器MX2的输出端子输出具有更合适的延迟的第二无线频率信号VRF’(t)。
(延时器的动作)
以下说明具备上述的构成的延时器3输入第一无线频率信号VRF(t)和第一本地信号VLO(t)，并最终输出无线频率信号VRF’(t)的动作。
首先，在频散滤波器DF2给予正的频散+D[s/Hz]，并且频散滤波器DF4给予负的频散－D[s/Hz]的情况下，以上述的式(15)表示的第一无线频率信号VRF(t)在频散滤波器DF4传输，从而给予延迟DfRF+θ0+θ5。因此，输入混合器MX1的第二输入端子的第二无线频率信号VRF’(t)以下述的式(24)表示。
【式24】
VRF′(t)＝VRFcos(2πfRF(t-DfRF-θ0-θ5))…(24)
混合器MX1通过使用以上述的式(17)表示的第二本地信号VLO’(t)对该第二无线频率信号VRF’(t)进行下变频，来生成如下述的式(25)那样表示的第一中间频率信号VIF(t)。
【式25】
Figure BDA0001234536050000181
第一中间频率信号VIF(t)被从第三传输线路TL3和频散滤波器DF2给予如上述那样的延迟，成为以下述的式(26)表示的第二中间频率信号VIF’(t)，并向混合器MX2的第二输入端子输入。
【式26】
Figure BDA0001234536050000191
混合器MX2通过使用以上述的式(19)表示的第三本地信号VLO”(t)对第二中间频率信号VIF’(t)进行上变频，来生成如下述的式(27)那样表示的第二无线频率信号VRF’(t)。
【式27】
Figure BDA0001234536050000192
根据上述的式(27)，可知对第二无线频率信号VRF’(t)所包含的延迟，消去以式(22)或者式(23)表示的延时器1中的延迟δ所包含的DfRF项。
这样，根据第二实施方式和第三实施方式，可知进行从延迟δ消去项DfRF的动作的频散滤波器，既可以插入于向混合器MX1输入第一无线频率信号VRF(t)的传输线路，也可以插入于从混合器MX2输出第二无线频率信号VRF’(t)的传输线路。
〔第四实施方式〕
作为第四实施方式，参照图4对具备了上述延时器1的发送用的相控阵列天线4进行说明。图4是表示相控阵列天线4的构成的框图。此外，为了方便说明，对于具有与在上述实施方式说明的构成相同的功能的构成，标注相同的附图标记，并省略其说明。
如图4所示，相控阵列天线4是具备n个辐射元件A1、A2、…、An、和n个延时器TD11、TD12、…、TD1n的发送用天线。在各延时器TD1i(i＝1～n)共同地供给从无线频率信号源RF输出的无线频率信号VRF(t)(相当于上述的第一无线频率信号)。被各延时器TD1i延迟后的无线频率信号VRF(t－δi)(相当于上述的第二无线频率信号)，供给至对应的辐射元件Ai。
在相控阵列天线4中，生成本地信号源LO1、LO2、…、Lon的本地信号VLOi(t)的频率fLOi按照所对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。由此，延时器TD11、TD12、…、TD1n对第一无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ1、δ2、…、δn，按照所对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。若设定频率差ΔfLO＝fLO2－fLO1＝fLO3－fLO2＝…＝fLOn－fLOn－1，使时间延迟差Δt＝δ2－δ1＝δ3－δ2＝…＝δn－δn－1与d×sinα/c一致，则能够高效地发送等相位面的倾斜角为α的电磁波。
《由本发明与现有技术得到的主波束方向的对比》
(本发明的主波束方向)
首先，基于式(22)，各延时器TDi的延迟δi以下述的式(28)表示。
【式28】
Figure BDA0001234536050000201
这样一来，相邻的延时器TD1i、TD1i－1的时间延迟差Δt＝δi－δi－1以下述的式(29)表示。
【式29】
Figure BDA0001234536050000202
若将向相邻的延时器TD1i、TDi－1输入的第一本地信号VLO(t)的频率设为fLOi，fLOi－1，将式(29)中的频率差(fLOi－fLOi－1)设为ΔfLO，则时间延迟差Δt以下述的式(30)表示。
【数30】
|Δt|＝2D|ΔfLO|…(30)
根据该式(30)，可知具备本发明的一个实施方式的延时器1的发送用相控阵列天线4，无论第一无线频率信号VRF(t)的频率fRF怎样变化，其时间延迟差Δt都能由频散滤波器DF1、DF2的频散D和第一本地信号VLO(t)的频率差ΔfLO唯一地决定。这也适合具备延时器2和延时器3的发送用相控阵列天线。
这里，对具体的主波束方向的设定例进行说明。例如，在辐射60GHz频带(57GHz以上、66GHz以下)的电磁波的情况下，邻接的辐射元件间的距离，设定为例如与中心频率61.5GHz对应的自由空间波长的1/2，即、2.44mm即可。另外，通过使第二传输线路TL2的电长度、和第一传输线路TL1的电长度与第三传输线路TL3的电长度之总和相等，使θ2－(θ1+θ3)＝0。将频散滤波器DF1、DF2的频散的大小D设为5.7ps/GHz，将频率差ΔfLO设定为0.5GHz。该情况下，若将各值代入式(30)的频散D和频率差ΔfLO，则时间延迟差Δt为5.7ps。根据时间延迟差Δt的该值、和d＝2.44mm，并根据Δt＝dsinα/c求出的主波束方向的角度α大约为45°。
另外，在辐射70GHz频带(71GHz以上76GHz以下)的电磁波的情况下，邻接的辐射元件间的距离设定为例如与中心频率73.5GHz对应的自由空间波长的1/2，即、2.04mm即可。在这种情况下，主波束方向的角度α由于是与上述完全相同的求解方法，所以大约为45°。
(现有技术的主波束方向)
已经说明了具备专利文献1的构成(图16)的延时器20中的延迟δ由式(6)给予。
在频率fRF为57GHz的情况下，在相邻的延时器间需要的第一本地信号VLO(t)的频率差ΔfLO为3.2GHz。在该条件下，若基于式(6)求解在将由相位器PS给予的延迟θ1设为100ps，并将频率fRF设为66GHz的情况下的时间延迟差Δt，则大约为4.9ps。与该时间延迟差对应的主波束方向的角度α大约为37°。
另外，在频率fRF为71GHz的情况下，在相邻的延时器间需要的第一本地信号VLO(t)的频率差ΔfLO为3.4GHz。在该条件下，若基于式(6)求解在将由相位器PS给予的延迟θ1设为100ps，并将频率fRF设为76GHz的情况下的时间延迟差Δt，则大约为4.5ps。与该时间延迟差对应的主波束方向的角度α大约为41°。
这样，在专利文献1的延时器中，若频率fRF改变，则主波束方向的角度α也改变，所以本发明所涉及的延时器的优势明确。
〔第五实施方式〕
作为第五实施方式，参照图5对具备上述延时器1的接收用的相控阵列天线5进行说明。图5是表示相控阵列天线5的构成的框图。此外，为了方便说明，对于具有与在上述实施方式说明的构成相同的功能的构成，标注相同的附图标记，并省略其说明。
如图5所示，相控阵列天线5是具备n个辐射元件A1、A2、…、An、和n个延时器TD21、TD22、…、TD2n的接收用天线。在各延时器TD2i(i＝1～n)独立地输入从对应的辐射元件Ai输出的无线频率信号VRF(t+δi)(相当于上述的第一无线频率信号)。被各延时器TD2i延迟的无线频率信号VRF(t)(相当于上述的第二无线频率信号)被合波之后向外部输出。
在相控阵列天线5中，本地信号源LO1、LO2、…、LOn生成的第一本地信号VLO(t)的频率fLO按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。由此，延时器TD21、TD22、…、TD2n对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ1、δ2、…、δn按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。若设定频率差ΔfLO＝fLO2－fLO1＝fLO3－fLO2＝…＝fLOn－fLOn－1，使时间延迟差Δt＝δ2－δ1＝δ3－δ2＝…＝δn－δn－1与d×sinα/c一致，则能够高效地接收等相位面的倾斜角为α的电磁波。
〔第六实施方式〕
作为第六实施方式，参照图6对具备上述延时器1的发送接收兼用的相控阵列天线6进行说明。图6是表示相控阵列天线6的构成的框图。此外，为了方便说明，对于具有与在上述实施方式说明的构成相同的功能的构成，标注相同的附图标记，并省略其说明。
如图6所示，相控阵列天线6是组合了图4所示的发送用的相控阵列天线4、和图5所示的接收用的相控阵列天线5而得到的发送接收兼用的相控阵列天线。
但是，相控阵列天线6仅具备一组本地信号源LO1～LOn，相控阵列天线4和相控阵列天线5共用这一组本地信号源。更具体而言，各本地信号源LOi与相控阵列天线4中对应的延时器TD1i和相控阵列天线5中对应的延时器TD2i双方连接。另外，相控阵列天线6仅具备一组辐射元件A1～An，相控阵列天线4和相控阵列天线5共用这一组辐射元件。更具体而言，各辐射元件Ai与相控阵列天线4中对应的延时器TD1i和相控阵列天线5中对应的延时器TD2i双方连接。
〔第七实施方式〕
作为第七实施方式，参照图7对具备上述延时器1的其它的发送用的相控阵列天线7进行说明。图7是表示相控阵列天线7的构成的框图。此外，为了方便说明，对于具有与在上述实施方式说明的构成相同的功能的构成，标注相同的附图标记，并省略其说明。
如图7所示，相控阵列天线7是具备n个辐射元件A1、A2、…、An、和n个延时器TD11、TD12、…、TD1n的发送用天线。对各延时器TD1i(i＝1～n)共同地供给从无线频率信号源RF输出的无线频率信号VRF(t)(相当于上述第一无线频率信号)。被各延时器TD1i进行过延迟处理的无线频率信号VRF(t－δi)供给至对应的辐射元件An。
相控阵列天线7中的特征点是仅分别具备一个本地信号源LO和混合器MX1，n个延时器TD11、TD12、…、TD1n共用这一个本地信号源LO和混合器MX1。
关于共用的混合器MX1，第一输入端子与共用的无线频率信号源RF的输出端子连接，第二输入端子经由共用的第一传输线路TL1与共用的本地信号源LO的输出端子连接。因此，对共用的混合器MX1输入：由共用的无线频率信号源RF生成的无线频率信号VRF(t)、和通过利用共用的第一传输线路TL1使由共用的本地信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)形成延迟而得到的第二本地信号VLO’(t)。共用的混合器MX1使用第二本地信号VLO’(t)对第一无线频率信号VRF(t)进行下变频，从而生成中间频率信号VIF(t)。
关于各延时器TD1i的混合器MX2，第一输入端子经由该延时器TD1i的第二传输线路TL2(包含频散滤波器DF1)与共用的本地信号源LO的输出端子连接，第二输入端子经由该延时器TD1i的第三传输路TL3(包含频散滤波器DF2)与共用的混合器MX1的输出端子连接。因此，对各延时器TD1i的混合器MX2输入：通过利用该延时器TD1i的第二传输线路TL2使由共用的本地信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)形成延迟而得到的第三本地信号VLO”(t)、和通过利用该延时器TD1i的第三传输线路TL3使由共用的混合器MX1生成的中间频率信号VIF(t)形成延迟而得到的第二中间频率信号VIF’(t)。各延时器TD1i的混合器MX2使用第三本地信号VLO”(t)对第二中间频率信号VIF’(t)进行上变频，从而生成第二无线频率信号VRF’(t)。由各延时器TD1i的混合器MX2生成的第二无线频率信号VRF’(t)供给至与该延时器TD1i对应的辐射元件Ai。此外，时间延迟元件TD11～TD1n中的第二传输线路TL2和第三传输线路TL3的电长度分别相同。
此外，也可以在朝向对应的辐射元件Ai传输从各混合器MX2输出的第二无线频率信号VRF’(t)的传输线路，插入给予与频散滤波器DF2相反符号的频散的频散滤波器DF3(第三频散滤波器)。更具体而言，在各混合器MX2与对应的辐射元件Ai之间插入循环器C3，将循环器C3的第一端口与各混合器MX2的输出端子连接，将第二端口与频散滤波器DF3连接，并将第三端口与辐射元件Ai连接。
由此，能够从各延时器TD1i输出的第二无线频率信号VRF’(t)的相对于第一无线频率信号VRF(t)的延迟δi中，除去与第一无线频率信号VRF(t)的频率fRF成正比的项+DfRF或者－DfRF。其结果，通过朝向辐射元件Ai传输第二无线频率信号VRF’(t)的传输线路，抑制第二无线频率信号VRF’(t)的信号波形崩坏，所以能够使第二无线频率信号VRF’(t)的信号质量提高。
在相控阵列天线7中，延时器TD11、TD12、…、TD1n的频散滤波器DF1、DF2给予的频散按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。即，延时器TD11、TD12、…、TD1n的频散滤波器DF1给予的频散分别设定为－D、－(D+ΔD)、…、－(D+(n－1)ΔD)，延时器TD11、TD12、…、TD1n的频散滤波器DF2给予的频散分别设定为D、D+ΔD、…、D+(n－1)ΔD。由此，延时器TD11、TD12、…、TD1n对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ1、δ2、…、δn按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。若以时间延迟差Δt＝δ2－δ1＝δ3－δ2＝…＝δn－δn－1与d×sinα/c一致的方式，设定频散差ΔD，则能够高效地发送等相位面的倾斜角为α的电磁波。
在相控阵列天线7中，时间延迟差Δt如下述的式(31)所示，与第一本地信号VLO(t)的频率fLO成正比，其比例系数不取决于无线频率信号VRF(t)的频率fRF。因此，根据相控阵列天线7，能够在较宽的频带正确地控制能够高效地发送电磁波的方向(辐射的电磁波的主波束方向)。
【式31】
Δt＝adΔfLO…(31)
〔第八实施方式〕
作为第八实施方式，参照图8对具备上述延时器1的变形例的接收用的相控阵列天线8进行说明。图8是表示相控阵列天线8的构成的框图。
如图8所示，相控阵列天线8是具备n个辐射元件A1、A2、…、An、和n个延时器TD21、TD22、…、TD2n的接收用天线。在各延时器TD2i(i＝1～n)独立地输入有从对应的辐射元件Ai输出的无线频率信号VRF(t+δi)(相当于上述的第一无线频率信号)。被各延时器TD2i延迟的无线频率信号VRF(t)(相当于上述的第二无线频率信号)被合波之后向外部输出。
相控阵列天线8中的特征点是仅具备一个本地信号源LO，n个延时器TD21、TD22、…、TD2n共用这一个本地信号源。
关于各延时器TD2i的混合器MX1，第一输入端子与对应的辐射元件Ai连接，第二输入端子经由该延时器TD2i的第一传输线路TL1与共用的本地信号源LO的输出端子连接。因此，对各延时器TD2i的混合器MX1输入：从对应的辐射元件Ai输出的无线频率信号VRF(t)、和通过利用该延时器TD2i的第一传输线路TL1使由共用的本地信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)形成延迟而得到的第二本地信号VLO’(t)。各延时器TD2i的混合器MX1使用第二本地信号VLO’(t)对第一无线频率信号VRF(t)进行下变频，从而生成中间频率信号VIF(t)。
关于各延时器TD2i的混合器MX2，第一输入端子经由该延时器TD2i的第二传输线路TL2(包含频散滤波器DF1)与共用的本地信号源LO的输出端子连接，第二输入端子经由该延时器TD2i的第三传输路(包含频散滤波器DF2)与该延时器TD2i的混合器MX1的输出端子连接。因此，对各延时器TD2i的混合器MX2输入：通过利用该延时器TD2i的第二传输线路TL2使由共用的本地信号源LO生成的第一本地信号VLO(t)形成延迟而得到的第三本地信号VLO”(t)、和通过利用该延时器TD2i的第三传输线路TL3使由该延时器TD2i的混合器MX1生成的中间频率信号VIF(t)形成延迟而得到的第二中间频率信号VIF’(t)。各延时器TD2i的混合器MX2使用第三本地信号VLO”(t)对第二中间频率信号VIF’(t)进行上变频，从而生成第二无线频率信号VRF’(t)。由各延时器TD2i的混合器MX2生成的第二无线频率信号VRF’(t)被合波之后向外部输出。此外，时间延迟元件TD21～TD2n中的第一传输线路TL1、第二传输线路TL2、以及第三传输线路TL3的电长度分别相同。
此外，也可以在从各混合器MX2输出第二无线频率信号VRF’(t)的传输线路中，插入给予与频散滤波器DF2相反符号的频散的频散滤波器DF3(第三频散滤波器)。更具体而言，在各混合器MX2与输出从各延时器TD2i输出的第二无线频率信号VRF’(t)的加和信号的汇合端子之间插入循环器C3，将循环器C3的第一端口与各混合器MX2的输出端子连接，将第二端口与频散滤波器DF3连接，并将第三端口与汇合端子连接。
由此，能够从各延时器TD2i输出的第二无线频率信号VRF’(t)的相对于第一无线频率信号VRF(t)的延迟δi除去与第一无线频率信号VRF(t)的频率fRF成正比的项+DfRF或者－DfRF。其结果，通过输出第二无线频率信号VRF’(t)的传输线路，抑制第二无线频率信号VRF’(t)的信号波形崩坏，所以能够使第二无线频率信号VRF’(t)的信号质量提高。
此外，也可以代替在从各延时器TD2i输出的第二无线频率信号VRF’(t)的传输线路设置频散滤波器DF3，而是在向各延时器TD2i输入第一无线频率信号VRF(t)的传输线路上插入给予与频散滤波器DF2相反符号的频散的频散滤波器DF4，作为上述第三频散滤波器。更具体而言，在各辐射元件Ai与各延时器TD2i之间插入循环器C4，将循环器C4的第一端口与各辐射元件Ai连接，将第二端口与频散滤波器DF4连接，并将第三端口与各延时器TD2i的混合器MX1的第一输入端子连接。追加频散滤波器DF4所带来的作用效果与追加频散滤波器DF3所带来的已经说明的作用效果相同。
在相控阵列天线8中，延时器TD21、TD22、…、TD2n的频散滤波器DF1、DF2给予的频散，按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。即，延时器TD21、TD22、…、TD2n的频散滤波器DF1给予的频散分别设定为－D、－(D+ΔD)、…、－(D+(n－1)ΔD)，延时器TD21、TD22、…、TD2n的频散滤波器DF2给予的频散分别设定为D、D+ΔD、…、D+(n－1)ΔD。由此，延时器TD21、TD22、…、TD2n对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ1、δ2、…、δn按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。若以时间延迟差Δt＝δ2－δ1＝δ3－δ2＝…＝δn－δn－1与d×sinα/c一致的方式，设定频散差ΔD，则能够高效地接收等相位面的倾斜角为α的电磁波。
〔第九实施方式〕
作为第九实施方式，参照图9对发送接收兼用的相控阵列天线9进行说明。图9是表示相控阵列天线9的构成的框图。
如图9所示，相控阵列天线9是组合了图4所示的发送用的相控阵列天线4、和图8所示的接收用的相控阵列天线8而得到的发送接收兼用的相控阵列天线。
在这样构成相控阵列天线9的情况下，相控阵列天线9也起到与已经说明的发送接收兼用的相控阵列天线6相同的效果。
〔第十实施方式〕
作为第十实施方式，参照图10对发送接收兼用的相控阵列天线10进行说明。图10是表示相控阵列天线10的构成的框图。
如图10所示，相控阵列天线10是组合了图7所示的发送用的相控阵列天线7、和图5所示的接收用的相控阵列天线5而得到的发送接收兼用的相控阵列天线。
在这样构成相控阵列天线10的情况下，相控阵列天线10也起到与已经说明的发送接收兼用的相控阵列天线6相同的效果。
〔第十一实施方式〕
作为第十一实施方式，参照图11对发送接收兼用的相控阵列天线11进行说明。图11是表示相控阵列天线11的构成的框图。
如图11所示，相控阵列天线11是组合了图7所示的发送用的相控阵列天线7、和图8所示的接收用的相控阵列天线8而得到的发送接收兼用的相控阵列天线。
在这样构成相控阵列天线11的情况下，相控阵列天线11也起到与已经说明的发送接收兼用的相控阵列天线6相同的效果。
〔总结〕
为了解决上述的课题，本发明的一方式所涉及的延时器具备：第一传输线路，其通过对具有频率fLO的第一本地信号VLO(t)给予延迟θ1，来生成第二本地信号VLO’(t)＝VLO(t－θ1)；第一混合器，其通过将具有频率fRF(fLO＜fRF)的第一无线频率信号VRF(t)与上述第二本地信号VLO’(t)进行乘法运算，生成具有频率fRF－fLO的第一中间频率信号VIF(t)；第二传输线路，其是插入了第一频散滤波器的第二传输线路，通过对上述第一本地信号VLO(t)给予由上述第一频散滤波器形成的延迟θD和由上述第二传输线路形成的延迟θ2，生成第三本地信号VLO”(t)＝VLO(t－θD－θ2)；第三传输线路，其是插入了给予与上述第一频散滤波器相反符号的频散的第二频散滤波器的第三传输线路，通过对上述第一中间频率信号VIF(t)给予由上述第二频散滤波器形成的延迟θD’和由上述第三传输线路形成的延迟θ3，生成第二中间频率信号VIF’(t)＝VIF(t－θD’－θ3)；以及第二混合器，其通过将上述第三本地信号VLO”(t)与上述第二中间频率信号VIF’(t)进行乘法运算，生成具有频率fRF的第二无线频率信号VRF’(t)。
根据上述的构成，在第一频散滤波器给予的延迟θD表示为θD＝+DfLO+θ0，第二频散滤波器给予的延迟θD’表示为θD’＝－D(fRF－fLO)+θ0的情况下，能够使第二无线频率信号VRF’(t)的相对于第一无线频率信号VRF(t)的延迟δ为δ＝{(θ2－θ1－θ3)/fRF+2D}fLO－DfRF+θ0+θ3或者δ＝{(θ2－θ1－θ3)/fRF－2D}fLO+DfRF+θ0+θ3。因此，能够与第一本地信号VLO(t)的频率fLO对应地使延迟δ变化。
并且，根据上述的构成，在作为控制变量的本地信号VLO(t)的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ之间，有Δδ＝{(θ2－θ1-θ3)/fRF+2D}ΔfLO或者Δδ＝{(θ2－θ1-θ3)/fRF－2D}ΔfLO等关系成立。因此，若例如通过使第二传输线路的电长度接近于第一传输线路的电长度与第三传输线路的电长度之和，使θ2－θ1－θ3接近0，则能够使延迟δ的变化量Δδ取决于无线频率信号VRF(t)的频率fRF的依存度非常小。因此，能够在较宽的频带比以往情况精度良好地控制对第一无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ。
在本发明的一方式所涉及的上述延时器中，优选上述第二传输线路的电长度、与上述第一传输线路的电长度和上述第三传输线路的电长度之总和相等。
根据上述的构成，θ2－θ1－θ3＝0，所以在作为控制变量的本地信号VLO(t)的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ之间，有Δδ＝2DΔfLO或者Δδ＝－2DΔfLO等关系成立。因此，延迟δ的变化量Δδ不取决于无线频率信号VRF(t)的频率fRF。因此，能够在较宽的频带进一步精度良好地控制对第一无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ。
在本发明的一方式所涉及的上述延时器中，也可以上述第一频散滤波器和上述第二频散滤波器由CEBG(Chirped Electromagnetic Bandgap)传输线路构成。
CEBG传输线路是能够对输入信号给予频散(与该输入信号的频率成正比的延迟)的微带线路。因此，根据上述的构成，能够以低成本(与微带线路同等程度的成本)实现第一频散滤波器和第二频散滤波器。
在本发明的一方式所涉及的延时器中，优选在对向上述第一混合器输入的第一无线频率信号VRF(t)进行传输的传输线路，或者，在对从上述第二混合器输出的上述第二无线频率信号VRF’(t)进行传输的传输线路中，插入给予与上述第二频散滤波器相反符号的频散的第三频散滤波器。
根据上述的构成，能够从第二无线频率信号VRF’(t)的相对于第一无线频率信号VRF(t)的延迟δ中除去与无线频率信号VRF(t)的频率fRF成正比的项+DfRF或者－DfRF。
本发明的第一方式所涉及的相控阵列天线的特征在于，具备n个(n为2以上的整数)辐射元件A1～An、和n个延时器TD11～TD1n，各延时器TD1i(i＝1～n)具备上述延时器的任意一种构成，由各延时器TD1i生成的上述第二无线频率信号供给至对应的辐射元件Ai。
根据上述的构成，能够实现能够在较宽的频带比以往情况精度良好地控制能够高效地发送电磁波的方向(发送的电磁波的主波束方向)的发送用的相控阵列天线。
在本发明的第一方式所涉及的相控阵列天线中，优选供给至各延时器TD1i的上述第一本地信号的频率被按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。
根据上述的构成，在同一直线上等间隔地配置辐射元件A1～An的情况下，能够在较宽的频带精度良好地控制能够高效地发送电磁波的方向(发送的电磁波的主波束方向)。
本发明的第二方式所涉及的相控阵列天线的特征在于，具备n个(n为2以上的整数)的辐射元件A1～An、和n个延时器TD21～TD2n，各延时器TD2i(i＝1～n)具备上述延时器中的任意一者的构成，将从各辐射元件Ai输出的无线信号作为上述第一无线频率信号供给至对应的延时器TD2i。
根据上述的构成，能够实现能够在较宽的频带比以往情况精度良好地控制能够高效地接收电磁波的方向的接收用的相控阵列天线。
在本发明的第二方式所涉及的相控阵列天线中，优选供给至各延时器TD2i的上述第一本地信号的频率被按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。
根据上述的构成，在同一直线上等间隔地配置辐射元件A1～An的情况下，能够在较宽的频带精度良好地控制能够高效地接收电磁波的方向。
本发明的第三方式所涉及的相控阵列天线构成为，具备上述第一方式所涉及的相控阵列天线作为发送用天线，并且具备上述第二方式所涉及的相控阵列天线作为接收用天线，上述辐射元件A1、A2、…、An被上述发送用天线和上述接收用天线共用。
根据上述的构成，能够实现能够在较宽的频带比以往情况精度良好地控制能够高效地发送接收电磁波的方向的发送接收兼用的相控阵列天线。
〔附加事项〕
本发明并不限定于上述的实施方式、各变形例，能够在权利要求所示的范围内进行各种变更，适当地组合实施方式或者各变形例所公开的技术手段得到的实施方式也包含于本发明的技术范围。

Claims (8)

1.一种延时器，其特征在于，具备：
第一传输线路，其通过对具有频率fLO的第一本地信号VLO(t)给予延迟θ1，来生成第二本地信号VLO’(t)＝VLO(t－θ1)；
第一混合器，其通过将具有频率fRF的第一无线频率信号VRF(t)与上述第二本地信号VLO’(t)进行乘法运算，生成具有频率fRF－fLO的第一中间频率信号VIF(t)，其中的fRF满足fLO＜fRF；
第二传输线路，其是插入了第一频散滤波器的第二传输线路，通过对上述第一本地信号VLO(t)给予由上述第一频散滤波器形成的延迟θD和由上述第二传输线路形成的延迟θ2，生成第三本地信号VLO”(t)＝VLO(t－θD－θ2)；
第三传输线路，其是插入了给予与上述第一频散滤波器相反符号的频散的第二频散滤波器的第三传输线路，通过对上述第一中间频率信号VIF(t)给予由上述第二频散滤波器形成的延迟θD’和由上述第三传输线路形成的延迟θ3，生成第二中间频率信号VIF’(t)＝VIF(t－θD’－θ3)；以及
第二混合器，其通过将上述第三本地信号VLO”(t)与上述第二中间频率信号VIF’(t)进行乘法运算，生成具有频率fRF的第二无线频率信号VRF’(t)，
上述第二传输线路的电长度与上述第一传输线路的电长度和上述第三传输线路的电长度的总和相等。
2.根据权利要求1所述的延时器，其特征在于，
上述第一频散滤波器和上述第二频散滤波器由啁啾电磁带隙传输线路构成。
3.根据权利要求1或2所述的延时器，其特征在于，
在对输入至上述第一混合器的第一无线频率信号VRF(t)进行传输的传输线路、或者对从上述第二混合器输出的上述第二无线频率信号VRF’(t)进行传输的传输线路中，插入有给予与上述第二频散滤波器相反符号的频散的第三频散滤波器。
4.一种相控阵列天线，其特征在于，具备：
n个辐射元件A1～An，n是2以上的整数；和
n个延时器TD11～TD1n，
各延时器TD1i具备权利要求1～3中任意一项所述的延时器的构成，将由各延时器TD1i生成的上述第二无线频率信号供给至对应的辐射元件Ai，其中，i＝1～n。
5.根据权利要求4所述的相控阵列天线，其特征在于，
供给到各延时器TD1i的上述第一本地信号的频率被按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。
6.一种相控阵列天线，其特征在于，具备：
n个辐射元件A1～An，n是2以上的整数；和
n个延时器TD21～TD2n，
各延时器TD2i具备权利要求1～3中任意一项所述的延时器的构成，将从各辐射元件Ai输出的无线信号作为上述第一无线频率信号供给至对应的延时器TD2i，其中，i＝1～n。
7.根据权利要求6所述的相控阵列天线，其特征在于，
供给到各延时器TD2i的上述第一本地信号的频率被按照对应的辐射元件Ai的排列顺序等差地设定。
8.一种相控阵列天线，其特征在于，
具备权利要求4或者5所述的相控阵列天线作为发送用天线，并且具备权利要求6或者7所述的相控阵列天线作为接收用天线，
上述辐射元件A1～An被上述发送用天线和上述接收用天线共用。
CN201710111499.7A 2016-03-24 2017-02-28 延时器和相控阵列天线 Active CN107230838B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016-060440 2016-03-24
JP2016060440A JP6317382B2 (ja) 2016-03-24 2016-03-24 時間遅延器及びフェイズドアレイアンテナ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107230838A CN107230838A (zh) 2017-10-03
CN107230838B true CN107230838B (zh) 2020-03-06

Family

ID=59897353

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710111499.7A Active CN107230838B (zh) 2016-03-24 2017-02-28 延时器和相控阵列天线

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10135136B2 (zh)
JP (1) JP6317382B2 (zh)
CN (1) CN107230838B (zh)

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6882311B2 (en) * 2001-04-12 2005-04-19 Malibu Research Associates Digital beamforming radar system
JP2003060424A (ja) * 2001-08-14 2003-02-28 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> アレーアンテナ、無線通信システムおよびパイロット周波数決定方法
CN1535046A (zh) * 2003-04-01 2004-10-06 �ʼҷ����ֵ��ӹɷ����޹�˾ 基于宽带天线的波束赋形方法及其装置
US8914068B2 (en) * 2010-03-04 2014-12-16 Mitsubishi Electric Corporation Array antenna apparatus
JP5736545B2 (ja) * 2011-08-02 2015-06-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 フェイズドアレーアンテナのブランチ間補正装置及びフェイズドアレーアンテナのブランチ間補正方法
WO2013018365A1 (ja) * 2011-08-02 2013-02-07 パナソニック株式会社 フェーズドアレイ送信装置
JP6537624B2 (ja) * 2015-11-04 2019-07-03 株式会社フジクラ フェイズドアレイアンテナ
JP6317383B2 (ja) * 2016-03-24 2018-04-25 株式会社フジクラ フェイズドアレイアンテナ

Also Published As

Publication number Publication date
JP2017175431A (ja) 2017-09-28
US20170279195A1 (en) 2017-09-28
JP6317382B2 (ja) 2018-04-25
US10135136B2 (en) 2018-11-20
CN107230838A (zh) 2017-10-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108352607B (zh) 相控阵天线
JP6224814B2 (ja) 個別での使用又は統合されての使用のための無線周波数モジュール
CN107615678B (zh) 一种双频相控阵
CN107230838B (zh) 延时器和相控阵列天线
CN108292803B (zh) 相控阵天线
Chen et al. A bidirectional dual-frequency retrodirective array for full-duplex communication applications
Ashraf et al. Modified antipodal Vivaldi antenna with shaped elliptical corrugation for 1–18 GHz UWB application
Kordiboroujeni et al. A diplexing antenna system in substrate integrated waveguide technology
JP6317383B2 (ja) フェイズドアレイアンテナ
US10062971B2 (en) Power divider
Emara et al. Multi-port leaky-wave antennas as real-time analog spectral decomposers
CN110768022B (zh) 透镜结构、透镜天线及电子设备
Shahjehan et al. Hepta-Band Antenna for 5G Applications
KR101997988B1 (ko) 광대역 대면적 빔포밍을 위한 하이브리드 타입 송수신기
JP6312732B2 (ja) フェイズドアレイアンテナ
Li et al. A Uniplanar $3\times 3$ Nolen Matrix Beamformer with Beam Squint Reduction
Guo et al. A 2× 3 hybrid substrate integrated waveguide coupler applied to beamforming network
Collado et al. X-band substrate integrated waveguide (SIW) active antenna self-oscillating mixer (SOM)
Henry et al. Half mode substrate integrated waveguide periodic leaky wave antenna with antipodal tapered slots
Gupta et al. Real-time electromagnetic signal processing: Principles and illustrations
CN109995395B (zh) 一种射频收发机
Domínguez et al. Study of materials and manufacturing technologies for an antenna distribution network in Ka band
Zhou et al. A compact passive retrodirective antenna array with SIW phase shifters integrated
WO2023193081A1 (en) Wireless systems, apparatuses, modules, and methods using leaky-wave antenna array as filter banks for beam-forming and/or beam-scanning
Burla et al. A novel design procedure for minimum RF phase error in optical ring resonator-based integrated optical beamformers for phased array antennas

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant