CN1071912C - 过程控制装置 - Google Patents

Abstract

一种过程控制装置，主要特征是在控制量的反馈线路(控制对象和偏差运算电路之间)中插入具有超前/滞后元件的控制量滤波器，其超前/滞后时间与PI调节运算的积分时间T₁成比例关系，从而能对控制量进行时间超前/滞后操作。该滤波器的传递函数为(1+α·β·T₁·s)/(1+β·T₁·s)，式中，S为拉普拉斯算子，系数α、β的最佳值分别2.5、0.54，使该滤波器的稳态增益为1、过渡增益为1以上。

Description

过程控制装置

本发明涉及以成套设备仪表控制系统为代表的各种控制系统所使用的进行PI或者PID(pro-portinalintegralderivative：比例积分微分)调节运算的过程控制装置，特别是关于在反馈线路中插入取决于PI或PID调节运算积分时间的滤波元件，同时改善干扰抑制特性和设定值跟踪特性这双方特性的过程控制装置。

有控制历史以来，所有的产业领域都广泛利用PI或者PID调节运算，现今已是没有PI或者PID控制装置，就不能组成各产业领域的控制系统。

在上述那样多用途的PI或PID控制装置中，是根据设定值(setpoinvalue)同控制对象处来的控制量(processvalue)的偏差(deviation)进行PI或者PID调节运算，以下为这些PI和PID调节运算的基本公式。

MV(s)=C(s)·E(s)

=K_P〔1+(1/T_I·s)〕·E(s)           (1)

MV(s)=C(s)·E(s)

=K_P{1+(1/T_I·s)+

〔T_D·s/(1+η·T_D·s)〕}·E(s)     (2)式中，

MV(s)为控制对象提供的操作量(manipulationvalue)

E(s)为偏差

C(s)为进行调节运算，求得操作信号的调节部分的传递函数

K_P为比例增益

T_I为积分时间

T_D为微分时间

S为拉普拉斯算子

1/η为微分增益

以往的过程控制装置中，当用基本运算式(1)或者(2)构成控制回路，则为图1所示。将设定值SV(s)供给偏差运算电路，求出同来自控制对象1的控制量PV₁(s)的偏差E(s)〔=SV(s)-PV₁(s)〕。将偏差E(s)供给执行上述(1)式或者(2)式的调节运算电路3。用加法器4将来自调节运算电路的操作量MV(s)加上干扰D(s)后供给控制对象1。

图1所示的控制装置的控制量PV₁(s)可用下式表示。

PV₁(s)=〔C(s)·P(s)/(1+C(s)·P(s))〕×SV(s)

+〔P(s)/(1+C(s)·P(s))〕×D(s)    (3)式中，

C(s)为调节运算电路3的传递函数〔参见(1)式或者(2)式)。

P(s)为控制对象1的传递函数。

(3)式也称控制系统的响应式。(3)式的右边第1项是关系设定值跟踪特性，第2项关系干扰抑制特性，分别存在最佳控制参数(比例增益K_P积分时间T_I、微分时间T_D)。不过，因控制参数共同关及两项，不能设定同时满足两特性的最佳值，例如当把控制参数调整成干扰抑制特性为最佳时，会在设定值跟踪特性上产生过冲，设定值跟踪特性成为振动特性。反之，当要设置设定值跟踪特性为最佳时，则干扰抑制特性恶化，两者为矛盾对立关系。因此，称这样的控制装置为1自由度(onedegreeoffreedom)控制装置。

为解决这种不尽人意的情况，曾开发出一种能独立调整设定值跟踪特性和干扰抑制特性的2自由度(twodegreesoffreedom)的控制装置。图2表示的控制装置是在图1的控制装置中，于偏差运算电路2的前面添加操作设定值SV(s)的传递函数H(s)的设定值滤波器。其它结构与图1相同。图2所示的控制回路的控制量PV2(s)可以下式表示。

PV₂(s)=〔H(s)·C(s)·P(s)/(1+C(s)·P(s)〕×SV(s)

+〔P(s)/(1+C(s)·P(s))〕×D(s)                  (4)

(4)式与(3)式之间的不同点只是在(4)式第1项的分子上乘以设定值滤波器5的传递函数H(s)。因此，作为控制装置的控制参数来说，预先把第2项有关干扰的成分，即干扰抑制特性设定成最佳值，就能通过设置设定值滤波器5的参数，自动变更只相对设定值变更的控制常数，毫不影响第2项干扰抑制特性地仅提高设定值跟踪特性。至于设定值5的传递函数H(s)，因是补偿设定值的变化和过渡特性，所以有必要设定稳态增益=1、过度增益＜1。

然而，现实情况是对成套设备运转的高级化、灵活性要求正日益高涨，有时不能用以往的2自由度控制系统获得满意的干扰抑制特性。因此，考虑现实情况是约90％以上的成套设备控制系统是在使用PID控制装置，若进一步改善2自由度PID控制装置的特性，会有利于制造灵活的且高质量的产品。

本发明鉴于上述实际情况，目的是要提供一种与以往采用设定值滤波器的2自由度PID控制装置相比能使设定值跟踪特性保持相同程度不变，又能改善干扰抑制特性的过程控制装置。

本发明的过程控制装置具有求得控制对象的控制量与设定值的偏差的偏差运算构件、对偏差至少作PI调节运算而求得操作量的运算构件、将操作量和干扰相加后供给控制对象的加法构件、接于偏差运算构件和控制对象之间并具有时间常数等于运算构件积分时间的超前/滞后构件的滤波器。

根据本发明，由于在控制量反馈线路上设置了把与PI调节运算积分时间成比例的时间作为超前/滞后时间的超前/滞后元件滤波器，在用传递函数、设定值和干扰表示控制对象的控制量的控制系统的相应式中，涉及设定值跟踪特性和干扰抑制特性的项的各自分母上加入滤波器的传递函数，通过设滤波器的传递函数的稳态增益为1、过渡响应为1以上，就能使设定值跟踪特性保持与采用设定值滤波器的以往的2自由度控制装置相同的情况下，使干扰抑制特性比以往的2自由度控制装置进一步提高。

图1是以往1自由度过程控制装置的构成图；

图2是以往设定值滤波器型的2自由度过程控制装置的构成图；

图3是表示本发明过程控制装置第1实施例控制量滤波型PID控制装置的概况的构成图；

图4是表示本发明过程控制装置第2实施例控制量滤波器型PID控制装置概况的构成图；

图5以三维表示改变过程控制装置实施例的补偿系数α、β时的控制性评价函数(ITAE)仿真结果；

图6以等高线表示改变过程控制装置实施例的补偿系数α、β时的控制性评价函数(ITAE)仿真结果；

图7表示过程控制装置实施例的响应；

图8表示相对控制对象特性变化的补偿系数α、β的变化。

以下参照附图说明本发明过程控制装置的实施例。图3是表示第1实施例构成的方框图。将设定值SV(s)供给偏差运算电路12的正输入端，算出与控制对象控制量的偏差E(s)。这里，s是拉普拉斯算子。将偏差E(s)供给至少进行PI调节运算的调节运算电路14。调节运算电路14的传递函数C(s)与图1、图2所示的以往例相同〔参见(1)式、(2)式〕

调节运算电路14求出使偏差E(s)为零的操作量MV(s)。操作量MV(s)经加法器16加上干扰D(s)后供给控制对象18。控制对象18输出的控制量PV(s)被反馈至偏差运算电路12的输入端，本发明在该控制量反馈线路上设置具有超前/滞后元件(Lead/Lagelement)的滤波器20，其时间与调节运算电路14的PI调节运算中的积分时间T_I成比例关系。也就是说，该滤波器20的传递函数F(S)可用下式表示。

F(s)=(1+α·β·T_I·s)/(1+β·T_I·s)          (5)

式中，α、β为补偿系数。

因此，由偏差运算电路12计算设定值SV(s)和调节用控制量PV_F(s)的偏差E₂(s)〔=SV(s)-PV_F(s)〕。

下面说明插在控制量反馈线路上的控制量滤波器20的传递函数F(s)的工作。此实施例的响应式可用下式表示。

PV(s)=〔C(s)·P(s)/(1+F(s)·C(s)·P(s))〕×SV(s)

+〔P(s)/(1+F(s)·C(s)·P(s))〕×D(s)             (6)

由(6)式可见，右边第1项(关于设定值跟踪特性)、第2项(关于干扰抑制特性)的分母中都插入了超前/滞后元件F(s)，与调节运算电路14的传递函数C(s)的复合。因此，讨论一下此复合传递函数F(s)·C(s)如何形成。当调节运算电路14进行PI调节运算时(即设C(s)=K_P〔1+(1/T_I·s)〕时)，复合传递函数可用下式表示。 $F\left(s\right)\·C\left(s\right)=\left(\frac{1+\mathrm{\α}\·\mathrm{\β}\·T_I\·s}{1+\mathrm{\β}\·T_I\·s}\right)\×K_P(1+\frac{1}{T_I\·s})$ $=K_P\{\mathrm{\α}+[\frac{1}{T_I\·s}-\frac{(\mathrm{\α}-1)(1-\mathrm{\β})}{1+\mathrm{\β}\·T_1\·\mathrm{\β}}\left]\right\}----\left(7\right)$ ·由此式可知，比例调节作用为α倍，当α=1时，F(s)·C(s)=C(s)，控制量滤波器20为没有状态。此外，当将此关系式(7)代入(6)式，则(6)式变形为： $\mathrm{PV}\left(s\right)=\frac{K_P(1+\frac{1}{T_I\·s})\·P\left(s\right)}{1+K_P\{\mathrm{\α}+\frac{1}{T_I\·s}-\frac{(\mathrm{\α}-1)(1-\mathrm{\β})}{1+\mathrm{\β}\·T_I\·s}]\·P\left(s\right)}\×\mathrm{SV}\left(s\right)$ $+\frac{P\left(S\right)}{1+K_P[\mathrm{\α}+\frac{1}{T_I\·s}-\frac{(\mathrm{\α}-1)(1-\mathrm{\β})}{1+\mathrm{\β}\·T_I\·s}]\·P\left(S\right)}\×D\left(s\right)---\left(8\right)$

由(8)式可知：

α=1、β=1时，与以往技术的1自由度PID控制装置的情况相同。

当α从1渐渐变大时，因响应式第1项、第2项的分母变大，因此能使设定值跟踪特性与以往2自由度PID控制装置相同，而且整体上也使干扰抑制特性变小，与以往1自由度PID控制装置相比响应特性能得到改善。

由于不只是α，β也可变，所以还可以调整响应性为最佳。

以下结合仿真结果说明本发明的详细实施例。图4是本发明第2实施例微分导前型PID控制装置即所谓在PI-D控制装置中插入控制量滤波器而构成的控制装置的方框图。

将设定值SV(s)供给偏差运算电路22的正输入端，计算与控制对象的控制量的偏差E₁(s)。这里，s是拉普拉斯算子。将偏差E₁(s)供给进行PI调节运算的第1调节运算电路24。调节运算电路24的传递函数C₁(s)可用下式表示。

C₁(s)=K_P〔1+(1/T_I·s))             (9)

式中，K_P为比例增益、T_I为积分时间。

本实施例，通过将控制量PV(s)输入至作为补偿元件的超前/滞后元件，将其输出值PVF(s)用于偏差运算，使PI调节工作2自由度化。但是，由于一旦将微分调节运算电路加入控制量的反馈系统，会比较复杂，所以通过在设定值SV(s)中插入系数γ使微分项2自由度化。则SV(s)→Y(s)之间的传递函数 $Z_1\left(s\right)=\frac{Y\left(s\right)}{\mathrm{SV}\left(s\right)}=\frac{\mathrm{\γ}\·T_D\·s}{1+\mathrm{\η}\·T_D\·s}$ PV(s)→Y(s)之间的传递函数 $Z_2\left(s\right)=\frac{Y\left(s\right)}{\mathrm{PV}\left(s\right)}=\frac{T_D\·s}{1+\mathrm{\η}\·T_D\·s}$ 获得 $Z_1\left(s\right)=Y\·Z_2\left(s\right)\→\frac{Z_1\left(s\right)}{Z_2\left(s\right)}=\mathrm{\γ}$ 即，相对设定值SV(s)的微商作用是相对控制量PV的γ倍，通过改变这个γ可实现微分2自由度化。为此，让设定值SV(s)经γ倍的乘法器26也送至减法器28的正输入端。将控制对象30的控制量PV(s)送至减法器28的负输入端。将运算器28的输出送至作D调节运算的第2调节运算电路32。调节运算电路32的传递函数C₂(s)可用下式表示。

C₂(s)=K_P·T_D·S/(1+η·T_D·s)         (10)

式中，T_D为微分时间、1/η为微分增益。

第1、第2调节运算电路24、32求出偏差E₁(s)为零的操作量MV(s)。即根据微分导前型PID调节运算求操作量MV(s)。下面表示PID调节运算的基本公式。

MV(s)=E₁(s)·C₁(s)+E₂(s)·C₂(s)

=K_P〔1+(1/T_I·s))·E₁(s)

+K_P〔T_D·s/(1+η·T_D·s)〕·E₂(s)      (11)

操作量MV(s)经加法器34加上干扰D(s)后送至控制对象30。控制对象30输出的控制量PV(s)被反馈至偏差运算电路22的负输入端。本发明在该控制反馈线路上设置具有超前/滞后元件(Lead/Lagelement)的滤波器36，其时间与第1调节运算电路24的积分时间T_I成比例关系。该滤波器36的传递函数F(s)与(5)式所示的第1实施例的相同。

因此，由偏差运算电路22计算设定值SV(s)和调节用控制量PV_F(s)的偏差E₁(s)〔=SV(s)-PV_F(s)〕。

以下说明第2实施例的工作。图4所示的过程控制装置控制系统的响应式如下。 $\mathrm{PV}\left(s\right)=\frac{[C_1\left(s\right)+\mathrm{\γ}{C}_2\left(s\right)]P\left(s\right)}{1+[F\left(s\right)C_1\left(s\right)+C_2\left(s\right)]P\left(s\right)}\mathrm{SV}\left(s\right)$ $+\frac{P\·\left(s\right)}{1+[F\left(s\right)C_1\left(s\right)+C_2\left(s\right)]P\left(s\right)}D\left(s\right)----\left(12\right)$

(12)式右边第1项关系设定值跟踪特性，第2项关系干扰抑制特性。由(12)式可知，第1项和第2项的分母中都插入了具有超前/滞后元件的滤波器F(s)，与调节运算电路24、36的传递函数C₁(s)与C₂(s)复合。因此，通过设滤波器的稳态增益为1、过渡性增益为1以上，就能一方面使设定值跟踪特性与以往设定值滤波器型2自由度PID控制装置相同，另一方面与以往2自由度PID控制装置相比干扰抑制特性得以改善。另外，由(10)和(12)式可知，当设C₂(s)=0即T_D=0，则为PI工作。

当把(9)、(10)、(5)式代入(12)式，则获得下式： $\mathrm{PV}\left(s\right)=\frac{K_P(1+\frac{1}{T_1\·s}+\frac{\mathrm{\γ}\·T_D\·s}{1+\mathrm{\η}\·T_D\·s})P\left(s\right)}{1+K_P\{\mathrm{\α}+[\frac{1}{T_I\·s}-\frac{(\mathrm{\α}-1)(1-\mathrm{\β})}{1+\mathrm{\β}\·T_I\·s}]+\frac{T_D\·s}{1+\mathrm{\η}\·T_D\·s}\}P\left(s\right)}\mathrm{SV}\left(s\right)$ $+\frac{P\left(s\right)}{1+K_P\{\mathrm{\α}+[\frac{1}{T_I\·s}-\frac{(\mathrm{\α}-1)(1-\mathrm{\β})}{1+\mathrm{\β}\·T_I\·s}]+\frac{T_D\·s}{1+\mathrm{\η}\·T_D\·s}\}P\left(s\right)}D\left(s\right)---\left(13\right)$

式中，当设α=1、β=1、γ=1，则(13)式与(3)式相等，与以往1自由度的P1控制装置一样。

图5、图6、图7、图8和表1表示用(13)式作仿真的结果。仿真是在设T_D=0的PI工作中进行。控制对象30用1次滞后+空载时间来表示，即设传递函数P(s)=K·exp(-L·S)/(1+T·S)。式中，K为增益。L为空载时间(1秒)、T为时间常数(5秒)。在此，通过改变控制量滤波器36的补偿系数α、β，求出使设定值跟踪特性和干扰抑制特性为最佳的比例增益K_P、与积分时间T_I的组合。用时间偏差面积(ITAE:Integral of Time multiplied Absolutevalue oferror)评价最佳值。图5以三维表示改变α和β时的ITAE变化。图6以等高线表示改变α和β时的ITAE变化。由这些图可知，α=2.5、β=0.54为最佳值。表1表示α=2.5、β=0.54时的响应的ITAE。

表1

方    式	ITAE
			设定值	干扰
	1自由度PID控制系统	68.5			37.5
2自由度PID控制系统(设定值滤波器型)			45.0	37.5
	本发明2自由度PID控制系统(反馈滤波器型)α=2.5、β=0.54	33.3			35.5

图7表示上述3种方式的响应比较。

根据上述结果可知，通过调整系数α和β，能在保持干扰响应为最佳的同时，改善设定值跟踪特性。PID控制参数随系数α和β变化。还有，图8示出了系数α、β的控制对象依赖度。由图可知，即使L/T变化(现实中L/T为0.8以上是很少的)，只要视多少富裕量在1-4范围内调整系数α、在0～1.5范围内调整系数(即可。

由上述仿真结果可知：当α=1、β=1时，与以往1自由度PID控制装置相同，当α=任意、β=1时，仅P工作时为2自由度化。

当α=2.5或者α大致等于2.5、β=1时，能实现P工作的2自由度的最佳控制系统。

当α=2.5或者α大致等于2.5、β=0.54时，能实现PI工作的2自由度的最佳控制系统。

综上所述，以往1自由度PID控制装置的响应如(3)式所示，当着眼于干扰抑制特性设定控制参数，则变化的控制量相对设定值会超调。

因此，为改变设定值跟踪特性而采用设定值滤波器的以往2自由度PID控制装置获得(4)式所示的响应式。通过在该式第1项设定值的成分响应上乘稳态增益=1、过渡增益＜1的设定值滤波器的传递函数，能抑制设定值跟踪特性。

再有，根据本发明，如(12)式或者(13)式所示，通过在控制系统的响应式分母中插入稳态增益=1、过渡增益＞1的，具有对应积分时间T_I的超前/滞后元件F(s)的控制量滤波器36，使分母增大，能在抑制响应式第1项设定值成分的超调的同时，也抑制第2项干扰成分的变动，使设定值跟踪特性与设定值滤波器型2自由度PID控制装置一样，还能比设定值滤波器型2自由度PID控制装置进一步改善干扰抑制特性。表2示出了三方式的比较。

表2

方    式	设定值跟踪特性	干扰抑制特    性
			1自由度PID控制系统	坏	好
2自由度PID控制系统(设定值滤波器型)	好	好
			本发明的2自由度PID控制系统(反馈滤波器型)α=2.5,β=0.54	好	优

如上所述，根据本发明，通过在控制量的反馈线路中插入超前/滞后时间与积分时间成比例的超前/滞后元件，从而能提供设定值跟踪特性与以往2自由度PID控制系统基本相同，并比以往2自由度PID控制系统能进一步改善干扰抑制特性的过程控制装置。

本发明不只限于上述实施例，还能通过各种变形进行实施。例如在上述实施例中，说明了PID控制装置，但也可以根据情况适用于省去D调节运算的PI控制装置。补偿系数的最佳值依赖于控制对象的特性，一旦特性变化，必须使之相应变化。

Claims (6)

1．一种过程控制装置，包括：求得控制对象(18)的控制量与设定值的偏差的偏差运算构件(12)；对上述偏差至少作PI调节运算而求得操作量的运算构件(14)；将上述操作量和干扰相加后供给控制对象的加法构件(16)，其特征在于：还包括接于上述偏差运算构件和控制对象之间具有传递函数为(1+α·T_I·s)/(1+T_I·s)的滤波器(20)，其中，T_I为设定的积分时间，s为拉普拉斯算子，α为1-4的系数。

2．根据权利要求1所述的装置，其特征在于：上述控制对象的传递函数P(s)用空载时间L、时间常数T、增益K表示为下式时，

P(s)=K·exp(-L·s)/(1+T·s)

L/T为0.25时，α的最佳值为2.5。

3．根据权利要求1所述的装置，其特征在于，其中，所述滤波器(20)的传递函数中的项T_I·s可乘以系数β，使所述传递函数为(1+α·β·T_I·s)/(1+β·T_I·s)，其中，β为0-1.5的系数。

4．根据权利要求3所述的装置，其特征在于：上述控制对象的传递函数P(s)用空载时间L、时间常数T、增益K表示为下式时，

P(s)=K·exp(-L·s)/(1+T·s)

L/T为0.25时，α的最佳值为2.5、β的最佳值为0.54。

5．根据权利要求1所述的装置，其特征在于，其中，所述滤波器(20)的传递函数中的项TI·s可乘以系数β，使所述传递函数为(1+α·β·T_I·s)/(1+β·T_I·s)，其中，β为0-1.5的系数；

当上述操作量的运算构件对上述偏差作PID运算时，上述运算构件包括将设定值SV(s)与控制量的偏差E₁(s)作PI调节运算的第1调节运算构件(24)，该构件的传递函数可用下式表示，

C₁(s)=K_P〔1+(1+/T_I·s)〕

式中，K_P为比例增益、T_I为积分时间，

而且还包括对γ倍的设定值SV(s)与控制量的偏差E₂(s)作D调节运算的第2调节运算构件，该构件的传递函数C₂(s)可用下式表示，

C₂(s)=K_P·T_D·s/(1+η·T_D·s)

式中，T_D为微分时间、1/η为微分增益。

6．如权利要求1,3或5所述的装置，其特征在于：上述滤波器的稳态增益为1，过渡增益为1以上。

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